JPS6365261B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6365261B2 JPS6365261B2 JP57081312A JP8131282A JPS6365261B2 JP S6365261 B2 JPS6365261 B2 JP S6365261B2 JP 57081312 A JP57081312 A JP 57081312A JP 8131282 A JP8131282 A JP 8131282A JP S6365261 B2 JPS6365261 B2 JP S6365261B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- error
- outputting
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は４相位相変調方式の受信側で、復調の
際に必要とされる４相位相復調器に関する。
際に必要とされる４相位相復調器に関する。
従来、搬送波再生方式には、逓倍方式、逆変調
方式が用いられたが、高周波回路が多い為に、回
路規模が大きく、調整が面倒である等の欠点が多
く、最近は、検波後のベース・バンド信号より、
搬送波を再生する方法（ベースバンド処理法）が
主流である。
方式が用いられたが、高周波回路が多い為に、回
路規模が大きく、調整が面倒である等の欠点が多
く、最近は、検波後のベース・バンド信号より、
搬送波を再生する方法（ベースバンド処理法）が
主流である。
ベース・バンド処理法には、種々のものが知ら
れているが、最近では、DECISION
FEEDBACK型（M.K Simon、“Offset
Quadrature Communications with Decision−
Feedback Carrier Synchronization”、IEEE
Transaction on Communications、Vol.COM−
22、No.10、Oct.1974）が注目されている。しかし
ながら、この方式を４相位相変調（以下、4PSK
と略する。）に応用した４相位相復調器の従来例
は、後で詳述するが、回路が複雑になる直流掛算
器が不可欠であり、又復調後のアイ・パターンの
開口度を一定に保つための自動利得制御（以下、
AGCと略す）機能を有していないという欠点が
あつた。
れているが、最近では、DECISION
FEEDBACK型（M.K Simon、“Offset
Quadrature Communications with Decision−
Feedback Carrier Synchronization”、IEEE
Transaction on Communications、Vol.COM−
22、No.10、Oct.1974）が注目されている。しかし
ながら、この方式を４相位相変調（以下、4PSK
と略する。）に応用した４相位相復調器の従来例
は、後で詳述するが、回路が複雑になる直流掛算
器が不可欠であり、又復調後のアイ・パターンの
開口度を一定に保つための自動利得制御（以下、
AGCと略す）機能を有していないという欠点が
あつた。
本発明の目的は、上記従来の欠点を除去し、通
常の簡単な回路とデイジタル回路を組合せること
により、実現が容易で、かつ搬送波再生とAGC
機能を併せ持つ４相位相復調器を提供することに
ある。
常の簡単な回路とデイジタル回路を組合せること
により、実現が容易で、かつ搬送波再生とAGC
機能を併せ持つ４相位相復調器を提供することに
ある。
本発明によれば、入力からの信号を２分岐する
第１の信号分岐手段と、該２分岐された夫々の信
号を受けて直交同期検波を行なうための第１と第
２の位相検波手段と、該第１と第２の位相検波手
段の局部信号を得るための、自動位相制御信号に
よつて制御された電圧制御型発振手段、該電圧制
御型発振手段の出力信号を２分岐する第２の信号
分岐手段、及び該第２の信号分岐手段からの一方
の出力信号を90゜位相推移する手段と、前記第１
及び第２の位相検波手段の出力信号を受けて夫々
第１及び第２の２値信号を出力する第１及び第２
の識別手段とを有する４相位相復調器において、
入力信号を受けて自動利得制御信号により振幅が
一定の信号を前記第１の信号分岐手段に出力する
可変利得増幅手段と、前記第１及び第２の位相検
波手段の出力信号を用いて夫々第１及び第２の誤
差信号を出力する手段と、該第１と第２の誤差信
号を用いて前記自動利得制御信号を出力する手段
と、前記第１の誤差信号と前記第１の２値信号を
受けて第３の誤差信号を出力する手段と、前記第
２の誤差信号と前記第２の２値信号を受けて第４
の誤差信号を出力する手段と、前記第３の誤差信
号と前記第２の２値信号及び前記第４の誤差信号
と前記第１の２値信号を用いて前記自動位相制御
信号を出力する手段とを具備したことを特徴とす
る４相位相復調器が得られる。
第１の信号分岐手段と、該２分岐された夫々の信
号を受けて直交同期検波を行なうための第１と第
２の位相検波手段と、該第１と第２の位相検波手
段の局部信号を得るための、自動位相制御信号に
よつて制御された電圧制御型発振手段、該電圧制
御型発振手段の出力信号を２分岐する第２の信号
分岐手段、及び該第２の信号分岐手段からの一方
の出力信号を90゜位相推移する手段と、前記第１
及び第２の位相検波手段の出力信号を受けて夫々
第１及び第２の２値信号を出力する第１及び第２
の識別手段とを有する４相位相復調器において、
入力信号を受けて自動利得制御信号により振幅が
一定の信号を前記第１の信号分岐手段に出力する
可変利得増幅手段と、前記第１及び第２の位相検
波手段の出力信号を用いて夫々第１及び第２の誤
差信号を出力する手段と、該第１と第２の誤差信
号を用いて前記自動利得制御信号を出力する手段
と、前記第１の誤差信号と前記第１の２値信号を
受けて第３の誤差信号を出力する手段と、前記第
２の誤差信号と前記第２の２値信号を受けて第４
の誤差信号を出力する手段と、前記第３の誤差信
号と前記第２の２値信号及び前記第４の誤差信号
と前記第１の２値信号を用いて前記自動位相制御
信号を出力する手段とを具備したことを特徴とす
る４相位相復調器が得られる。
以下図面を参照して詳細に説明する。
第１図は従来の４相位相復調器の構成を示した
ブロツク図である。図において、１は第１の信号
分岐回路、２，３は各々第１、第２の位相検波
器、４は電圧制御型発振器、５は第２の信号分岐
回路、６は90゜位相推移器、７，８は各々第１、
第２の２値識別器、９，１０は各々第１、第２の
直流掛算器、１１は２つの信号の和を取る回路、
１２は低域波器である。
ブロツク図である。図において、１は第１の信号
分岐回路、２，３は各々第１、第２の位相検波
器、４は電圧制御型発振器、５は第２の信号分岐
回路、６は90゜位相推移器、７，８は各々第１、
第２の２値識別器、９，１０は各々第１、第２の
直流掛算器、１１は２つの信号の和を取る回路、
１２は低域波器である。
搬送波、すなわち位相検波器２，３の局部信
号、の再生は、電圧制御型発振器４、第２の信号
分岐回路５及び90゜位相推移器６によつてなされ
る。従つて、90゜位相推移器６及び第２の信号分
岐回路５から夫々出力される第１及び第２の局部
信号によつて第１及び第２の位相検波器２，３は
直交同期検波を行なう。しかしながら、この従来
例では、電圧制御型発振器４を制御するための自
動位相制御（以下、APCと略す）信号を得るた
めに、回路が複雑な直流掛算器９，１０を必要と
する欠点があつた。又、AGC機能を有しておら
ず、復調後のアイパターンの開口度を一定に保つ
ことが出来ない等の欠点があつた。
号、の再生は、電圧制御型発振器４、第２の信号
分岐回路５及び90゜位相推移器６によつてなされ
る。従つて、90゜位相推移器６及び第２の信号分
岐回路５から夫々出力される第１及び第２の局部
信号によつて第１及び第２の位相検波器２，３は
直交同期検波を行なう。しかしながら、この従来
例では、電圧制御型発振器４を制御するための自
動位相制御（以下、APCと略す）信号を得るた
めに、回路が複雑な直流掛算器９，１０を必要と
する欠点があつた。又、AGC機能を有しておら
ず、復調後のアイパターンの開口度を一定に保つ
ことが出来ない等の欠点があつた。
第２図は本発明による４相位相復調器の一実施
例の構成を示したブロツク図である。図におい
て、第１図と同一の記号のものは同一の機能を有
する回路であり、１３は可変利得増幅器、１４，
１５は全波整流器、１６，１７は整流後の１値レ
ベルを閾値とする２値識別器、１８，１９は排他
的NOR回路、２０，２１は排他的論理和回路、
２２は２入力信号の差を取る回路、２３は２入力
信号の和を取る回路を表わしている。
例の構成を示したブロツク図である。図におい
て、第１図と同一の記号のものは同一の機能を有
する回路であり、１３は可変利得増幅器、１４，
１５は全波整流器、１６，１７は整流後の１値レ
ベルを閾値とする２値識別器、１８，１９は排他
的NOR回路、２０，２１は排他的論理和回路、
２２は２入力信号の差を取る回路、２３は２入力
信号の和を取る回路を表わしている。
以下第２図に従つて本発明の動作原理を説明す
る。
る。
IF入力信号を入力する可変利得増幅器１３は
後述するAGC信号によつて制御され、振幅が一
定の信号を第１の信号分岐回路１に出力する。こ
の第１の信号分岐回路１で２分岐された夫々の信
号は、位相検波器２，３へ供給される。位相検波
器２，３では、90゜位相推移器６、第２の信号分
岐回路５からの互いに直交した局部信号を用い
て、同期検波が行なわれる。この時の位相検波器
２，３の検波出力を、図に示されるように、夫々
DP，DQとする。DP，DQは、夫々、２値識別器
７，８で２値化され、第１、第２の２値信号なる
出力データD^P，D^Qとなる。又、DP，DQは、
夫々、全波整流器１４，１５で波形の中心レベル
を基準にして整流され、１値の波形に変換され
る。その全波整流器１４，１５から出力する１値
の波形は、夫々２値識別器１６，１７で１値のレ
ベルを閾値とする２値識別が行なわれ、第１、第
２の誤差信号E^P，E^Qを得る。
後述するAGC信号によつて制御され、振幅が一
定の信号を第１の信号分岐回路１に出力する。こ
の第１の信号分岐回路１で２分岐された夫々の信
号は、位相検波器２，３へ供給される。位相検波
器２，３では、90゜位相推移器６、第２の信号分
岐回路５からの互いに直交した局部信号を用い
て、同期検波が行なわれる。この時の位相検波器
２，３の検波出力を、図に示されるように、夫々
DP，DQとする。DP，DQは、夫々、２値識別器
７，８で２値化され、第１、第２の２値信号なる
出力データD^P，D^Qとなる。又、DP，DQは、
夫々、全波整流器１４，１５で波形の中心レベル
を基準にして整流され、１値の波形に変換され
る。その全波整流器１４，１５から出力する１値
の波形は、夫々２値識別器１６，１７で１値のレ
ベルを閾値とする２値識別が行なわれ、第１、第
２の誤差信号E^P，E^Qを得る。
第３図ａ，a′には、上述した閾値レベルと、整
流後の波形を示している。図において、レベルl2
は識別器７，８で識別される閾値、レベルl1は識
別器１６，１７で識別される閾値を示す。また、
第３図ａに示されるように、本発明では、DP，
DQを４つの領域に分解する。排他的NOR回路１
８，１９では、夫々、D^PとE^P，D^QとE^Qを入力し、
次式で示される第３、第４の誤差信号Y^P，Y^Qを
得る。
流後の波形を示している。図において、レベルl2
は識別器７，８で識別される閾値、レベルl1は識
別器１６，１７で識別される閾値を示す。また、
第３図ａに示されるように、本発明では、DP，
DQを４つの領域に分解する。排他的NOR回路１
８，１９では、夫々、D^PとE^P，D^QとE^Qを入力し、
次式で示される第３、第４の誤差信号Y^P，Y^Qを
得る。
Y^P＝D^P○
Claims (1)
- １ 入力からの信号を２分岐する第１の信号分岐
手段と、該２分岐された夫々の信号を受けて直交
同期検波を行なうための第１と第２の位相検波手
段と、該第１と第２の位相検波手段の局部信号を
得るための、自動位相制御信号によつて制御され
た電圧制御型発振手段、該電圧制御型発振手段の
出力信号を２分岐する第２の信号分岐手段、及び
該第２の信号分岐手段からの一方の出力信号を
90゜位相推移する手段と、前記第１及び第２の位
相検波手段の出力信号を受けて夫々第１及び第２
の２値信号を出力する第１及び第２の識別手段と
を有する４相位相復調器において、入力信号を受
けて自動利得制御信号により振幅が一定の信号を
前記第１の信号分岐手段に出力する可変利得増幅
手段と、前記第１及び第２の位相検波手段の出力
信号を用いて夫々第１及び第２の誤差信号を出力
する手段と、該第１と第２の誤差信号を用いて前
記自動利得制御信号を出力する手段と、前記第１
の誤差信号と前記第１の２値信号を受けて第３の
誤差信号を出力する手段と、前記第２の誤差信号
と前記第２の２値信号を受けて第４の誤差信号を
出力する手段と、前記第３の誤差信号と前記第２
の２値信号及び前記第４の誤差信号と前記第１の
２値信号を用いて前記自動位相制御信号を出力す
る手段とを具備したことを特徴とする４相位相復
調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57081312A JPS58198947A (ja) | 1982-05-14 | 1982-05-14 | ４相位相復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57081312A JPS58198947A (ja) | 1982-05-14 | 1982-05-14 | ４相位相復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58198947A JPS58198947A (ja) | 1983-11-19 |
| JPS6365261B2 true JPS6365261B2 (ja) | 1988-12-15 |
Family
ID=13742876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57081312A Granted JPS58198947A (ja) | 1982-05-14 | 1982-05-14 | ４相位相復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58198947A (ja) |
-
1982
- 1982-05-14 JP JP57081312A patent/JPS58198947A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58198947A (ja) | 1983-11-19 |
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