JPH0332305B2 - - Google Patents
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- JPH0332305B2 JPH0332305B2 JP57007807A JP780782A JPH0332305B2 JP H0332305 B2 JPH0332305 B2 JP H0332305B2 JP 57007807 A JP57007807 A JP 57007807A JP 780782 A JP780782 A JP 780782A JP H0332305 B2 JPH0332305 B2 JP H0332305B2
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- Japan
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- current
- capacitor
- circuit
- voltage
- load
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は負帰還制御された交流出力電源装置に
関する。特に、交流出力回路を負荷と直列にもつ
電流制御型電源装置に関する。
関する。特に、交流出力回路を負荷と直列にもつ
電流制御型電源装置に関する。
従来、一端が接地された負荷回路に交流出力を
供給する電源装置であつて、さらに電源装置の制
御回路を接地する場合には、交流出力電流を変流
器により検出して制御回路に与えるように構成さ
れる。第１図はこのような従来例の電流制御型電
源装置を示す図である。同図において、直流電源
１の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装
置２は、スイツチング素子であるスイツチングト
ランジスタ３と、このトランジスタの制御回路４
および電力変換用トランス５とを含み、このトラ
ンス５の出力が負荷６に結合される。負荷６の一
端がその装置の設計上接地されている。負荷６を
流れる交流出力電流は変流器８で検出され、整流
器９で全波整流し、コンデンサ１０で平滑し、整
流出力の一端を接地し、検出電圧を分圧抵抗１１
で調整し、制御回路４に帰還してトランジスタ３
を介して交流出力電流を制御する。
供給する電源装置であつて、さらに電源装置の制
御回路を接地する場合には、交流出力電流を変流
器により検出して制御回路に与えるように構成さ
れる。第１図はこのような従来例の電流制御型電
源装置を示す図である。同図において、直流電源
１の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装
置２は、スイツチング素子であるスイツチングト
ランジスタ３と、このトランジスタの制御回路４
および電力変換用トランス５とを含み、このトラ
ンス５の出力が負荷６に結合される。負荷６の一
端がその装置の設計上接地されている。負荷６を
流れる交流出力電流は変流器８で検出され、整流
器９で全波整流し、コンデンサ１０で平滑し、整
流出力の一端を接地し、検出電圧を分圧抵抗１１
で調整し、制御回路４に帰還してトランジスタ３
を介して交流出力電流を制御する。
しかし、この定電流電源装置は、変流器８を必
要とし、装置が高価になる欠点があつた。また変
流器には磁心を含むため装置が大形化する欠点が
あつた。
要とし、装置が高価になる欠点があつた。また変
流器には磁心を含むため装置が大形化する欠点が
あつた。
また、変流器を使用しないものとして、交流出
力回路の接地側に低抵抗を挿入し、この抵抗に生
ずる電圧をダイオードとコンデンサで半波整流し
て検出し、制御回路に帰還し、トランジスタを制
御する方法もある。しかし、この方法では上記コ
ンデンサはピーク充電されることになり、出力電
流の波形により整流電圧が異なる欠点があつた。
力回路の接地側に低抵抗を挿入し、この抵抗に生
ずる電圧をダイオードとコンデンサで半波整流し
て検出し、制御回路に帰還し、トランジスタを制
御する方法もある。しかし、この方法では上記コ
ンデンサはピーク充電されることになり、出力電
流の波形により整流電圧が異なる欠点があつた。
本発明はこれを改良するもので、変流器を必要
とせず、一端が接地され、しかも出力電流の波形
が変化しても出力電流に正しく対応する電圧波形
を検出することによつて出力電流を正確に制御す
ることのできる電流制御型電源装置を提供するこ
とを目的とする。
とせず、一端が接地され、しかも出力電流の波形
が変化しても出力電流に正しく対応する電圧波形
を検出することによつて出力電流を正確に制御す
ることのできる電流制御型電源装置を提供するこ
とを目的とする。
本発明は、交流出力回路に負荷と直列にコンデ
ンサを挿入すると、出力に正負非対称の回路を接
続しても、動作が定常状態になつた後には、この
コンデンサの正負両方向の充放電量は同一になる
ので、負荷電流の正負の積分が一致することに着
眼し、簡単な構成で、安定な制御ができる電流制
御型電源装置を提供する。
ンサを挿入すると、出力に正負非対称の回路を接
続しても、動作が定常状態になつた後には、この
コンデンサの正負両方向の充放電量は同一になる
ので、負荷電流の正負の積分が一致することに着
眼し、簡単な構成で、安定な制御ができる電流制
御型電源装置を提供する。
本発明は、交流出力回路に直列にコンデンサと
ダイオードを挿入し、このダイオードの導通方向
と逆方向の電流を抵抗とコンデンサからなる並列
回路に流すことにより積分し、この積分された電
圧を制御回路に帰還する構成を特徴とする。
ダイオードを挿入し、このダイオードの導通方向
と逆方向の電流を抵抗とコンデンサからなる並列
回路に流すことにより積分し、この積分された電
圧を制御回路に帰還する構成を特徴とする。
第２図に本発明の第一実施例装置構成図を示
す。第２図において、出力回路の接地側にダイオ
ード１２が挿入され、このダイオード１２と並列
に、ダイオード１３およびコンデンサ１４の直列
回路が接続され、かつこのコンデンサ１４と並列
に分圧抵抗１１が接続されているところに特徴が
ある。他はコンデンサ７を除いて第１図に示す従
来技術と同様である。このような装置では、トラ
ンスの２次回路側にコンデンサ７が直列に挿入さ
れているため直流電流は遮断される。従つて、コ
ンデンサ７を介してインバータ装置２から出力さ
れ負荷６に流れる電流は、第４図ａに示すよう
に、正、負半サイクルそれぞれの電流の積分量が
等しい交流電流となる。ここで、半サイクルの電
流の積分量は電流量に等しいから、正、負いずれ
かの半サイクルの負荷電流の積分量を検出すれ
ば、負荷電流に比例する電圧波形を得ることがで
きる。
す。第２図において、出力回路の接地側にダイオ
ード１２が挿入され、このダイオード１２と並列
に、ダイオード１３およびコンデンサ１４の直列
回路が接続され、かつこのコンデンサ１４と並列
に分圧抵抗１１が接続されているところに特徴が
ある。他はコンデンサ７を除いて第１図に示す従
来技術と同様である。このような装置では、トラ
ンスの２次回路側にコンデンサ７が直列に挿入さ
れているため直流電流は遮断される。従つて、コ
ンデンサ７を介してインバータ装置２から出力さ
れ負荷６に流れる電流は、第４図ａに示すよう
に、正、負半サイクルそれぞれの電流の積分量が
等しい交流電流となる。ここで、半サイクルの電
流の積分量は電流量に等しいから、正、負いずれ
かの半サイクルの負荷電流の積分量を検出すれ
ば、負荷電流に比例する電圧波形を得ることがで
きる。
具体的には、負荷６に流れる電流のうち、正の
半サイクルでは、トランスZ2次側の２線のうち
ダイオード１２に接続する線（以後、下側の線と
いう）の電圧が、トランス２次側の２線のうちコ
ンデンサ７に接続する線（以後、上側の線とい
う）の電圧より低くなるから、ダイオード１２が
導通、ダイオード１３が非導通になり、電流はダ
イオード１２を流れる。この時ダイオード１３は
非導通だから負荷電流は、コンデンサ１４および
分圧抵抗１１の並列回路には流れず、コンデンサ
１４の電荷が抵抗１１を介して放電される。一
方、負の半サイクルでは、トランス２次側の下側
の線の電圧の方が大きくなるから、ダイオード１
２は非導通となり、ここには電流が流れない。ダ
イオード１３は、コンデンサ１４の電圧Vc＜（ト
ランスの２次側電圧）−（負荷６の端子間電圧）の
期間だけオンになる。（この条件は、コンデンサ
７の端子間電圧は無視している。）コンデンサ７
は所謂直流遮断用であるので、交流に対しては、
負荷６に対してインピーダンスは無視できる。ダ
イオード１３がオンの間は負荷電流はすべてダイ
オード１３を介してコンデンサ１４および分圧抵
抗１１の並列回路に流れ、コンデンサ１４を充電
する。なお、実効的にはVcは非常に小さいから、
第４図ｂに示すようにほぼ負の半サイクルで負荷
電流はコンデンサ１４と抵抗１１を流れる。抵抗
１１とコンデンサ１４の並列回路のインピーダン
スは、具体的には、電流測定という目的のために
負荷６のインピーダンスに対して１〜２％という
小さな値が選ばれるのでVcは非常に小さい。こ
の時のコンデンサ１４に流れる電流の様子は第４
図ｃに示す通り、負の半サイクルにおいて、コン
デンサ１４の端子電圧より高い電圧を分圧抵抗１
１に誘起する電流が流れると、コンデンサ１４は
充電方向に電流が流れる。上記誘起電圧がコンデ
ンサ１４の端子電圧より低くなると、コンデンサ
１４は放電を開始する。分圧抵抗１１に流れる電
流は第４図ｄに示す通り、コンデンサ１４の充電
期間にはコンデンサ電圧Vcの上昇に伴つて僅か
に上昇する。充電が終了すると、コンデンサ１４
に蓄積された電荷は分圧抵抗１１を経由して放電
を開始するので、コンデンサ１４の蓄積電荷量の
減少に伴つてコンデンサ１４と抵抗１１の端子電
圧が下降する。このため、分圧抵抗１１の端子間
の電圧は第４図ｅに示す通り減少する。この電圧
は負の半サイクルの電流を平滑化して、制御回路
４を駆動するために、負荷６に流れる電流量に正
しく対応する電圧波形を得ることができる。つま
り、負荷電流のピークではなく、むしろその電流
量に比例する電圧を示す電圧波形を得ることによ
つて負荷に流れる電流を一定に制御することがで
きる。ここで、コンデンサ１４の容量を比較的小
さくすれば、得られる電圧波形は先鋭な鋸歯波形
となり、その容量を大きくすれば傾斜がゆるやか
になることは容易に理解できる。
半サイクルでは、トランスZ2次側の２線のうち
ダイオード１２に接続する線（以後、下側の線と
いう）の電圧が、トランス２次側の２線のうちコ
ンデンサ７に接続する線（以後、上側の線とい
う）の電圧より低くなるから、ダイオード１２が
導通、ダイオード１３が非導通になり、電流はダ
イオード１２を流れる。この時ダイオード１３は
非導通だから負荷電流は、コンデンサ１４および
分圧抵抗１１の並列回路には流れず、コンデンサ
１４の電荷が抵抗１１を介して放電される。一
方、負の半サイクルでは、トランス２次側の下側
の線の電圧の方が大きくなるから、ダイオード１
２は非導通となり、ここには電流が流れない。ダ
イオード１３は、コンデンサ１４の電圧Vc＜（ト
ランスの２次側電圧）−（負荷６の端子間電圧）の
期間だけオンになる。（この条件は、コンデンサ
７の端子間電圧は無視している。）コンデンサ７
は所謂直流遮断用であるので、交流に対しては、
負荷６に対してインピーダンスは無視できる。ダ
イオード１３がオンの間は負荷電流はすべてダイ
オード１３を介してコンデンサ１４および分圧抵
抗１１の並列回路に流れ、コンデンサ１４を充電
する。なお、実効的にはVcは非常に小さいから、
第４図ｂに示すようにほぼ負の半サイクルで負荷
電流はコンデンサ１４と抵抗１１を流れる。抵抗
１１とコンデンサ１４の並列回路のインピーダン
スは、具体的には、電流測定という目的のために
負荷６のインピーダンスに対して１〜２％という
小さな値が選ばれるのでVcは非常に小さい。こ
の時のコンデンサ１４に流れる電流の様子は第４
図ｃに示す通り、負の半サイクルにおいて、コン
デンサ１４の端子電圧より高い電圧を分圧抵抗１
１に誘起する電流が流れると、コンデンサ１４は
充電方向に電流が流れる。上記誘起電圧がコンデ
ンサ１４の端子電圧より低くなると、コンデンサ
１４は放電を開始する。分圧抵抗１１に流れる電
流は第４図ｄに示す通り、コンデンサ１４の充電
期間にはコンデンサ電圧Vcの上昇に伴つて僅か
に上昇する。充電が終了すると、コンデンサ１４
に蓄積された電荷は分圧抵抗１１を経由して放電
を開始するので、コンデンサ１４の蓄積電荷量の
減少に伴つてコンデンサ１４と抵抗１１の端子電
圧が下降する。このため、分圧抵抗１１の端子間
の電圧は第４図ｅに示す通り減少する。この電圧
は負の半サイクルの電流を平滑化して、制御回路
４を駆動するために、負荷６に流れる電流量に正
しく対応する電圧波形を得ることができる。つま
り、負荷電流のピークではなく、むしろその電流
量に比例する電圧を示す電圧波形を得ることによ
つて負荷に流れる電流を一定に制御することがで
きる。ここで、コンデンサ１４の容量を比較的小
さくすれば、得られる電圧波形は先鋭な鋸歯波形
となり、その容量を大きくすれば傾斜がゆるやか
になることは容易に理解できる。
さらに、本回路は負荷６の一端とコンデンサ１
４の一端が共に接地されているので、コンデンサ
１４の端子電圧は接地点からの電圧となり、制御
回路４との絶縁などのための回路を付加すること
なく接続できる。
４の一端が共に接地されているので、コンデンサ
１４の端子電圧は接地点からの電圧となり、制御
回路４との絶縁などのための回路を付加すること
なく接続できる。
この検出された信号は分圧抵抗器１１により制
御回路４に帰還され、トランジスタ３を制御し、
交流出力電流を制御する。制御回路４は、分圧抵
抗１１から得られた電圧に応じてパルス時間幅信
号を送出する公知の回路である。
御回路４に帰還され、トランジスタ３を制御し、
交流出力電流を制御する。制御回路４は、分圧抵
抗１１から得られた電圧に応じてパルス時間幅信
号を送出する公知の回路である。
第３図に本発明の第二実施例装置構成図を示
す。この実施例はインバータ装置２を両波インバ
ータで構成し、負荷６をトリガ型の負荷、例えば
光フアイバ融着装置のような放電電極負荷で構成
し、さらに交流出力にトリガ回路１５を追加し構
成されている。またダイオード１２としてツエナ
ーダイオードが用いられる。
す。この実施例はインバータ装置２を両波インバ
ータで構成し、負荷６をトリガ型の負荷、例えば
光フアイバ融着装置のような放電電極負荷で構成
し、さらに交流出力にトリガ回路１５を追加し構
成されている。またダイオード１２としてツエナ
ーダイオードが用いられる。
この回路の動作は負荷６のトリガ以前にコンデ
ンサ７がトリガ回路１５により充電され、負荷６
がトリガされたときに、コンデンサ７が放電す
る。この場合に、上記コンデンサ７の放電により
検出電圧が一時的に高くなるが、これをツエナー
ダイオードのツエナー電圧でクランプし、過電圧
が電流検出回路に印加されることを抑制し、回路
破壊や誤制御を防止する。
ンサ７がトリガ回路１５により充電され、負荷６
がトリガされたときに、コンデンサ７が放電す
る。この場合に、上記コンデンサ７の放電により
検出電圧が一時的に高くなるが、これをツエナー
ダイオードのツエナー電圧でクランプし、過電圧
が電流検出回路に印加されることを抑制し、回路
破壊や誤制御を防止する。
トリガ後の動作は前記第一実施例とほぼ同様で
あるが、二つのスイツチング素子であるスイツチ
ングトランジスタ３，３′の導通時間の違いによ
る波形の変化に対しても出力電流の積分検出をし
ているので電流量に比例する電圧波形を正確に検
出することができる。
あるが、二つのスイツチング素子であるスイツチ
ングトランジスタ３，３′の導通時間の違いによ
る波形の変化に対しても出力電流の積分検出をし
ているので電流量に比例する電圧波形を正確に検
出することができる。
上記例は検出出力をインバータに帰還制御する
ように構成されたものであるが、帰還制御する回
路はインバータに限らず、各種の交流出力電源装
置に実施することができる。また、インバータを
備えたものであつても、このインバータの前段に
配置される回路を制御するように構成することが
できる。
ように構成されたものであるが、帰還制御する回
路はインバータに限らず、各種の交流出力電源装
置に実施することができる。また、インバータを
備えたものであつても、このインバータの前段に
配置される回路を制御するように構成することが
できる。
以上説明したように、本発明によれば、一端が
接地された負荷から、一端が接地され、負荷電流
の平均値に比例する電圧波形を正確に検出するこ
とのできる検出回路が得られる。本発明の回路は
その構成が簡単であり、検出回路に磁心のある部
品を含まない。従つて装置を安価かつ小型に作る
ことができる。
接地された負荷から、一端が接地され、負荷電流
の平均値に比例する電圧波形を正確に検出するこ
とのできる検出回路が得られる。本発明の回路は
その構成が簡単であり、検出回路に磁心のある部
品を含まない。従つて装置を安価かつ小型に作る
ことができる。
第１図は従来例の装置の構成図。第２図および
第３図は本発明の実施例装置の構成図。第４図は
実施例の波形を示す図。 １…直流電源、２…インバータ装置、３…スイ
ツチングトランジスタ、４…制御回路、５…電力
変換用トランス、６…負荷、７…コンデンサ、８
…変流器、９…整流器、１０…コンデンサ、１１
…分圧抵抗、１２，１３…ダイオード、１４…コ
ンデンサ、１５…トリガ回路。
第３図は本発明の実施例装置の構成図。第４図は
実施例の波形を示す図。 １…直流電源、２…インバータ装置、３…スイ
ツチングトランジスタ、４…制御回路、５…電力
変換用トランス、６…負荷、７…コンデンサ、８
…変流器、９…整流器、１０…コンデンサ、１１
…分圧抵抗、１２，１３…ダイオード、１４…コ
ンデンサ、１５…トリガ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 交流出力回路の一端が接地され、この交流出力
回路に接続された負荷回路に流れる電流の大きさ
に対応する電圧信号が前記接地点を基準とする電
圧として検出され、この電圧信号により前記交流
出力回路に接続された負荷回路に流れる電流の大
きさの制御を行うように構成された電流制御型交
流電源装置において、 上記交流出力回路の接地側でない一端と負荷回
路の間の出力電流通路上に直列に第一のコンデン
サ７が接続され、 上記交流出力回路の接地側の出力電流通路に直
列に第一のダイオード１２が接続され、 このダイオードを通過する電流と逆方向の電流
が通過するような極性にこのダイオードと並列に
第２のダイオード１３および抵抗１１の直列回路
が接続され、 この抵抗１１の端子間にコンデンサ１４が接続
され、 この抵抗に生じる電圧により上記出力電流の制
御を行うように構成されたことを特徴とする電流
制御型交流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57007807A JPS58127576A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | 電流制御型交流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57007807A JPS58127576A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | 電流制御型交流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127576A JPS58127576A (ja) | 1983-07-29 |
| JPH0332305B2 true JPH0332305B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=11675881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57007807A Granted JPS58127576A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | 電流制御型交流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58127576A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6184689U (ja) * | 1984-11-05 | 1986-06-04 |
-
1982
- 1982-01-20 JP JP57007807A patent/JPS58127576A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58127576A (ja) | 1983-07-29 |
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