JPH07114422A - 負荷制御装置 - Google Patents
負荷制御装置Info
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- JPH07114422A JPH07114422A JP5262079A JP26207993A JPH07114422A JP H07114422 A JPH07114422 A JP H07114422A JP 5262079 A JP5262079 A JP 5262079A JP 26207993 A JP26207993 A JP 26207993A JP H07114422 A JPH07114422 A JP H07114422A
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- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トランスレスで小型、安価な負荷制御装置を
提供する。 【構成】 交流電源１に、モータ２とトライアックＴＣ
の直列回路と、抵抗Ｒ2、Ｒ3 からなる第１の交流分圧
回路と、抵抗Ｒ4 、Ｒ5 からなる第２交流分圧回路とを
並列に接続し、第１の分圧回路の交流分圧電圧をダイオ
ードｄ2 、ｄ3 で正と負の半波整流を行い、コンパレー
タ４に入力し、一方、第２の交流分圧回路の交流分圧電
圧をダイオードｄ1 、コンデンサＣ5 で整流・平滑して
制御回路部の電源電圧とし、この電源電圧を抵抗Ｒ6 、
Ｒ7 及び抵抗Ｒ8 、Ｒ9 からなる第１、第２の直流分圧
回路で分圧してコンパレータ４に加え、コンパレータ４
より、ゼロクロスパルスを出力し、このゼロクロスパル
スを受けて一定時間に発振回路３は点弧パルスを出力
し、トライアックＴＣをＯＮする。
提供する。 【構成】 交流電源１に、モータ２とトライアックＴＣ
の直列回路と、抵抗Ｒ2、Ｒ3 からなる第１の交流分圧
回路と、抵抗Ｒ4 、Ｒ5 からなる第２交流分圧回路とを
並列に接続し、第１の分圧回路の交流分圧電圧をダイオ
ードｄ2 、ｄ3 で正と負の半波整流を行い、コンパレー
タ４に入力し、一方、第２の交流分圧回路の交流分圧電
圧をダイオードｄ1 、コンデンサＣ5 で整流・平滑して
制御回路部の電源電圧とし、この電源電圧を抵抗Ｒ6 、
Ｒ7 及び抵抗Ｒ8 、Ｒ9 からなる第１、第２の直流分圧
回路で分圧してコンパレータ４に加え、コンパレータ４
より、ゼロクロスパルスを出力し、このゼロクロスパル
スを受けて一定時間に発振回路３は点弧パルスを出力
し、トライアックＴＣをＯＮする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば電気掃除機の
モータ等の負荷パワーを調整する負荷制御装置に関す
る。
モータ等の負荷パワーを調整する負荷制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電気掃除機のモータのパワー調整は、交
流電圧のゼロクロスを検出し、このゼロクロスに同期し
てトライアック等の電流制御素子を点弧する位相角を変
化させている。一般に、交流電源のゼロクロスを検出す
る場合は、図６に示すようにダイオードブリッジ回路１
３で、交流電源１１の交流電圧を全波整流し、コンパレ
ータ１４で、ゼロクロス近辺のパルスを作成している。
しかしながら、コンパレータ１４の出力をトライアック
に直接接続すると、ダイオードブリッジ回路１３がある
ため、これにより阻止され、コンデンサＣ11の電荷をト
ライアックのゲートに点弧パルスとして、放電できない
という問題がある。
流電圧のゼロクロスを検出し、このゼロクロスに同期し
てトライアック等の電流制御素子を点弧する位相角を変
化させている。一般に、交流電源のゼロクロスを検出す
る場合は、図６に示すようにダイオードブリッジ回路１
３で、交流電源１１の交流電圧を全波整流し、コンパレ
ータ１４で、ゼロクロス近辺のパルスを作成している。
しかしながら、コンパレータ１４の出力をトライアック
に直接接続すると、ダイオードブリッジ回路１３がある
ため、これにより阻止され、コンデンサＣ11の電荷をト
ライアックのゲートに点弧パルスとして、放電できない
という問題がある。
【０００３】そこで、これを解決するために、従来は図
７に示す如く、コンパレータ１４の出力をパルストラン
ス１５を介して、トライアックＴＣのゲートに供給する
回路か、あるいは図示していないが、フォトカプラを用
いてトライアックＴＣのゲートに点弧信号を加える回路
が使用されている。
７に示す如く、コンパレータ１４の出力をパルストラン
ス１５を介して、トライアックＴＣのゲートに供給する
回路か、あるいは図示していないが、フォトカプラを用
いてトライアックＴＣのゲートに点弧信号を加える回路
が使用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の負荷制
御装置では、パルストランスやフォトカプラを使用する
ため、高価となる上にトランスを使用すると、形状、寸
法的に小型化が難しいという問題があった。また、感電
等の災害を防止するために、電気掃除機の２次側リモー
トコントロール端子に現れる電圧は「安全な低電圧とす
る」意味で、３０Ｖ以下に制限され、万が一の接地事故
等に対する配慮から、２次側リモートコントロール端子
を１ＫΩの抵抗で電源線に接続した場合の「漏洩電流」
は１ｍＡ以下と通産省の「電気用品規定」で制限されて
いる。この規定を遵守するためには、絶縁トランスや絶
縁トランスリレー等が利用されることとなり、これに対
しトランスレス型で制御装置の小型化、低コスト化を意
図して設計すると、リモコン端子回路は非常な高インピ
ーダンス回路となり、その制御電流も数μＡ〜数十μオ
ーダに制限される結果として、接続部位での接触不良等
の悪影響が懸念される等の弊害があり、小型軽量化、低
コスト化の妨げとなっていた。
御装置では、パルストランスやフォトカプラを使用する
ため、高価となる上にトランスを使用すると、形状、寸
法的に小型化が難しいという問題があった。また、感電
等の災害を防止するために、電気掃除機の２次側リモー
トコントロール端子に現れる電圧は「安全な低電圧とす
る」意味で、３０Ｖ以下に制限され、万が一の接地事故
等に対する配慮から、２次側リモートコントロール端子
を１ＫΩの抵抗で電源線に接続した場合の「漏洩電流」
は１ｍＡ以下と通産省の「電気用品規定」で制限されて
いる。この規定を遵守するためには、絶縁トランスや絶
縁トランスリレー等が利用されることとなり、これに対
しトランスレス型で制御装置の小型化、低コスト化を意
図して設計すると、リモコン端子回路は非常な高インピ
ーダンス回路となり、その制御電流も数μＡ〜数十μオ
ーダに制限される結果として、接続部位での接触不良等
の悪影響が懸念される等の弊害があり、小型軽量化、低
コスト化の妨げとなっていた。
【０００５】この発明は、上記問題点に着目してなされ
たものであって、安価で、かつ電流制御素子の位相制御
を確実になし得る負荷制御装置を提供することを第１の
目的としている。また、常時は、リモコン端子回路の接
続部位の接触不良等のおそれがなく、リモコン端子と電
源線との短絡、接地事故等が発生しても、安全を確保し
得る負荷制御装置を提供することを第２の目的としてい
る。
たものであって、安価で、かつ電流制御素子の位相制御
を確実になし得る負荷制御装置を提供することを第１の
目的としている。また、常時は、リモコン端子回路の接
続部位の接触不良等のおそれがなく、リモコン端子と電
源線との短絡、接地事故等が発生しても、安全を確保し
得る負荷制御装置を提供することを第２の目的としてい
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段及び作用】この出願の特許
請求の範囲の請求項１記載の負荷制御装置は、主回路部
と制御回路部とからなる負荷制御装置であって、主回路
部が、交流電源に並列に接続されるゲート電極を有する
電流制御素子と負荷の直列回路と、それぞれ第１と第２
の抵抗が直列に接続されてなり、前記交流電源に並列に
接続される第１と第２の交流分圧回路で構成され、制御
回路部は、前記第１の交流分圧回路の分圧交流電圧を正
の半波のみ整流する第１の整流素子と、負の半波のみを
整流する第２の整流素子と、前記第２の交流分圧回路の
交流分圧電圧を整流・平滑し、制御回路部の電源電圧と
する整流・平滑回路と、この電源電圧を、それぞれ分圧
し、微小値異なる分圧電圧を得る第１と第２の直流分圧
回路と、前記第１の整流素子の半波成分と前記第１の直
流分圧回路の分圧電圧を重畳して一方の入力端子に受
け、前記第２の整流素子の半波成分と、前記第２の直流
分圧回路の分圧電圧を重畳して、他方の入力端子に受
け、ゼロクロスパルスを出力する第１のコンパレータ
と、ゼロクロスパルスに応答して放電し、放電後に充電
を開始する充放電回路と、この充放電回路の充電電圧を
基準電圧と比較し、両者の一致で、出力状態を変化する
第２のコンパレータと、この変化出力に応答してオン
し、前記主回路の電流制御素子のゲート電極に点弧信号
を与えるスイッチング素子とを備え、かつ前記主回路部
と制御回路部のアースラインを共通にしている。
請求の範囲の請求項１記載の負荷制御装置は、主回路部
と制御回路部とからなる負荷制御装置であって、主回路
部が、交流電源に並列に接続されるゲート電極を有する
電流制御素子と負荷の直列回路と、それぞれ第１と第２
の抵抗が直列に接続されてなり、前記交流電源に並列に
接続される第１と第２の交流分圧回路で構成され、制御
回路部は、前記第１の交流分圧回路の分圧交流電圧を正
の半波のみ整流する第１の整流素子と、負の半波のみを
整流する第２の整流素子と、前記第２の交流分圧回路の
交流分圧電圧を整流・平滑し、制御回路部の電源電圧と
する整流・平滑回路と、この電源電圧を、それぞれ分圧
し、微小値異なる分圧電圧を得る第１と第２の直流分圧
回路と、前記第１の整流素子の半波成分と前記第１の直
流分圧回路の分圧電圧を重畳して一方の入力端子に受
け、前記第２の整流素子の半波成分と、前記第２の直流
分圧回路の分圧電圧を重畳して、他方の入力端子に受
け、ゼロクロスパルスを出力する第１のコンパレータ
と、ゼロクロスパルスに応答して放電し、放電後に充電
を開始する充放電回路と、この充放電回路の充電電圧を
基準電圧と比較し、両者の一致で、出力状態を変化する
第２のコンパレータと、この変化出力に応答してオン
し、前記主回路の電流制御素子のゲート電極に点弧信号
を与えるスイッチング素子とを備え、かつ前記主回路部
と制御回路部のアースラインを共通にしている。
【０００７】この負荷制御装置では、交流電源がＯＮさ
れると、第２の交流分圧回路よりの交流分圧電圧が整流
・平滑回路で直流電圧に変換され、制御回路部の電源電
圧が供給される。一方、第１の交流分圧回路からの交流
分圧電圧が、第１と第２の整流素子で正と負の半波整流
され、第１のコンパレータに加えられ、第１のコンパレ
ータは、半波毎にゼロクロスパルスを出力する。このゼ
ロクロスパルスによって充放電回路の電圧が放電される
とともに、それ以降、充電動作を行う。第２のコンパレ
ータでは、この充放電回路の電圧と基準電圧を比較し、
一致したタイミングで、出力を出し、スイッチング素子
がＯＮして、電流制御素子のゲート電極に点弧信号が加
えられ、電流制御素子をＯＮする。基準電圧を変えるこ
とにより、電流制御素子のＯＮするタイミングを変え、
負荷の電力を調整することができる。
れると、第２の交流分圧回路よりの交流分圧電圧が整流
・平滑回路で直流電圧に変換され、制御回路部の電源電
圧が供給される。一方、第１の交流分圧回路からの交流
分圧電圧が、第１と第２の整流素子で正と負の半波整流
され、第１のコンパレータに加えられ、第１のコンパレ
ータは、半波毎にゼロクロスパルスを出力する。このゼ
ロクロスパルスによって充放電回路の電圧が放電される
とともに、それ以降、充電動作を行う。第２のコンパレ
ータでは、この充放電回路の電圧と基準電圧を比較し、
一致したタイミングで、出力を出し、スイッチング素子
がＯＮして、電流制御素子のゲート電極に点弧信号が加
えられ、電流制御素子をＯＮする。基準電圧を変えるこ
とにより、電流制御素子のＯＮするタイミングを変え、
負荷の電力を調整することができる。
【０００８】請求項２記載の負荷制御装置は、請求項１
記載の負荷制御装置において、前記第２のコンパレータ
の基準電圧は、前記制御回路電源と共通アースライン間
に接続されるリモコン端子及びこのリモコン端子間に接
続される可変抵抗器を含む低インピーダンス回路から供
給されるものであり、かつ主回路部の電源ラインとリモ
コン端子が短絡等生じた場合に、前記低インピーダンス
回路を高インピーダンス回路に自動的に切替える手段を
備えている。
記載の負荷制御装置において、前記第２のコンパレータ
の基準電圧は、前記制御回路電源と共通アースライン間
に接続されるリモコン端子及びこのリモコン端子間に接
続される可変抵抗器を含む低インピーダンス回路から供
給されるものであり、かつ主回路部の電源ラインとリモ
コン端子が短絡等生じた場合に、前記低インピーダンス
回路を高インピーダンス回路に自動的に切替える手段を
備えている。
【０００９】この負荷制御装置では、常時可変抵抗器を
含むリモコン回路に比較的大なる制御電流が流れ、適切
な基準電圧を第２のコンパレータに供給する。もし、主
回路の電源線と、リモコン端子が短絡すると、リモコン
回路が低インピーダンス回路から高インピーダンス回路
に切替わる。そのため、微小電流しか流れず、安全を確
保することができる。
含むリモコン回路に比較的大なる制御電流が流れ、適切
な基準電圧を第２のコンパレータに供給する。もし、主
回路の電源線と、リモコン端子が短絡すると、リモコン
回路が低インピーダンス回路から高インピーダンス回路
に切替わる。そのため、微小電流しか流れず、安全を確
保することができる。
【００１０】
【実施例】以下、実施例により、この発明をさらに詳細
に説明する。図１は、この発明の一実施例を示す電気掃
除機の回路図である。この実施例回路は、電気掃除機の
モータパワーを制御するための回路であって、主回路部
１０と制御回路部２０とから構成されており、制御回路
部２０は、ゼロクロス検出回路５と発振回路３とから構
成されている。図１において、交流電源１にコンデンサ
Ｃ1 が並列に接続され、これらにモータ（負荷）２とト
ライアック（電流制御素子）ＴＣの直列回路が並列に接
続されている。また、トライアックＴＣに並列に、抵抗
Ｒ1 とコンデンサＣ2 の直列回路が並列に接続されてお
り、トライアックＴＣのゲートとグランド（アース）Ｇ
Ｌ間に、コンデンサＣ3 が接続されている。
に説明する。図１は、この発明の一実施例を示す電気掃
除機の回路図である。この実施例回路は、電気掃除機の
モータパワーを制御するための回路であって、主回路部
１０と制御回路部２０とから構成されており、制御回路
部２０は、ゼロクロス検出回路５と発振回路３とから構
成されている。図１において、交流電源１にコンデンサ
Ｃ1 が並列に接続され、これらにモータ（負荷）２とト
ライアック（電流制御素子）ＴＣの直列回路が並列に接
続されている。また、トライアックＴＣに並列に、抵抗
Ｒ1 とコンデンサＣ2 の直列回路が並列に接続されてお
り、トライアックＴＣのゲートとグランド（アース）Ｇ
Ｌ間に、コンデンサＣ3 が接続されている。
【００１１】交流電源１に、抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 の直列
回路（第１の交流分圧回路）、抵抗Ｒ4 と抵抗Ｒ5 の直
列回路（第２の交流分圧回路）が、それぞれ並列に接続
され、抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 の接続点（分圧点）Ａにコン
デンサＣ4 の一端が接続されている。コンデンサＣ4 の
他端は、互いに逆極性に接続されたダイオードｄ2 、ｄ
3 を経て、コンパレータ４の反転入力端子（−）と非反
転入力端子（＋）に接続されている。
回路（第１の交流分圧回路）、抵抗Ｒ4 と抵抗Ｒ5 の直
列回路（第２の交流分圧回路）が、それぞれ並列に接続
され、抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 の接続点（分圧点）Ａにコン
デンサＣ4 の一端が接続されている。コンデンサＣ4 の
他端は、互いに逆極性に接続されたダイオードｄ2 、ｄ
3 を経て、コンパレータ４の反転入力端子（−）と非反
転入力端子（＋）に接続されている。
【００１２】抵抗Ｒ4 と抵抗Ｒ5 の接続点は、ダイオー
ドｄ1 のカソートに接続され、このダイオードｄ3 のア
ノートとグランドＧＬ間に平滑用のコンデンサＣ5 が接
続され、抵抗Ｒ4 とＲ5 の接続点の交流電圧が、このダ
イオードｄ1 とコンデンサＣ 5 で整流、平滑され、制御
回路部２０の電源電圧として供給されるようになってい
る。また、このコンデンサＣ5 の両端間の電源電圧に
は、抵抗Ｒ6 と抵抗Ｒ7の直列回路（第１の直流分圧回
路）、抵抗Ｒ8 と抵抗Ｒ9 の直列回路（第２の直流分圧
回路）が、それぞれ並列に接続され、抵抗Ｒ6 と抵抗Ｒ
7 の接続点（分圧点）Ｂが、コンパレータ４の反転入力
端子（−）に接続され、抵抗Ｒ8 と抵抗Ｒ 9 の接続点Ｃ
が、コンパレータ４の非反転入力端子（＋）に接続され
ている。コンパレータ４の出力端子とトライアックＴＣ
のゲート間に発振回路３が接続されている。抵抗Ｒ2 、
Ｒ3 の分圧点及び抵抗Ｒ4 、Ｒ5 の分圧点からコンパレ
ータ４の出力端までで、ゼロクロス検出回路５を構成し
ている。なお、抵抗Ｒ6 、Ｒ 7 、Ｒ8 、Ｒ9 の抵抗値は
Ｒ6 ＝Ｒ7 ＝Ｒ8 ＞Ｒ9 と設定している。
ドｄ1 のカソートに接続され、このダイオードｄ3 のア
ノートとグランドＧＬ間に平滑用のコンデンサＣ5 が接
続され、抵抗Ｒ4 とＲ5 の接続点の交流電圧が、このダ
イオードｄ1 とコンデンサＣ 5 で整流、平滑され、制御
回路部２０の電源電圧として供給されるようになってい
る。また、このコンデンサＣ5 の両端間の電源電圧に
は、抵抗Ｒ6 と抵抗Ｒ7の直列回路（第１の直流分圧回
路）、抵抗Ｒ8 と抵抗Ｒ9 の直列回路（第２の直流分圧
回路）が、それぞれ並列に接続され、抵抗Ｒ6 と抵抗Ｒ
7 の接続点（分圧点）Ｂが、コンパレータ４の反転入力
端子（−）に接続され、抵抗Ｒ8 と抵抗Ｒ 9 の接続点Ｃ
が、コンパレータ４の非反転入力端子（＋）に接続され
ている。コンパレータ４の出力端子とトライアックＴＣ
のゲート間に発振回路３が接続されている。抵抗Ｒ2 、
Ｒ3 の分圧点及び抵抗Ｒ4 、Ｒ5 の分圧点からコンパレ
ータ４の出力端までで、ゼロクロス検出回路５を構成し
ている。なお、抵抗Ｒ6 、Ｒ 7 、Ｒ8 、Ｒ9 の抵抗値は
Ｒ6 ＝Ｒ7 ＝Ｒ8 ＞Ｒ9 と設定している。
【００１３】発振回路３は、以下のように接続構成され
る。コンパレータ４から、抵抗Ｒ10、ダイオードｄ4 を
介してゼロクロスパルスがコンパレータ６の非反転入力
端子（＋）に加えられ、また、この非反転入力端子
（＋）とグランドＧＬ間にコンデンサＣ6 が接続され、
（−）電源ラインＢＮ間に抵抗Ｒ11が接続されている。
トランジスタＱ1 のエミッタがトライアックＴＣのゲー
トに接続され、コレクタが抵抗Ｒ12を介して（−）電源
ラインＢＮに接続されている。また、トランジスタＱ1
のベースはダイオードｄ5 、コンデンサＣ7 を経て、コ
ンパレータ６の出力端子に接続されている。このコンデ
ンサＣ7 の両端（電極）は、それぞれ抵抗Ｒ13、Ｒ14を
経て、グランドＧＬに接続されている。
る。コンパレータ４から、抵抗Ｒ10、ダイオードｄ4 を
介してゼロクロスパルスがコンパレータ６の非反転入力
端子（＋）に加えられ、また、この非反転入力端子
（＋）とグランドＧＬ間にコンデンサＣ6 が接続され、
（−）電源ラインＢＮ間に抵抗Ｒ11が接続されている。
トランジスタＱ1 のエミッタがトライアックＴＣのゲー
トに接続され、コレクタが抵抗Ｒ12を介して（−）電源
ラインＢＮに接続されている。また、トランジスタＱ1
のベースはダイオードｄ5 、コンデンサＣ7 を経て、コ
ンパレータ６の出力端子に接続されている。このコンデ
ンサＣ7 の両端（電極）は、それぞれ抵抗Ｒ13、Ｒ14を
経て、グランドＧＬに接続されている。
【００１４】（−）電源ラインＢＮとグランドＧＬ間に
抵抗Ｒ15、可変抵抗器ＶＲ、抵抗Ｒ 16の直列回路が接続
され、可変抵抗器ＶＲと抵抗Ｒ16の接続点の電圧が基準
電圧としてコンパレータ６の反転入力端子に加えられて
いる。この実施例回路において、交流電源１がＯＮされ
ると、この交流電源１より供給される交流電圧が抵抗Ｒ
2 と抵抗Ｒ3 で分圧され、接続点Ａの波形は、図３に示
す通りとなり、この電圧がコンデンサＣ4 を介して、ダ
イオードｄ2 のアノードとダイオードｄ3 のカソードに
加えられる。そして接続点Ａが正の半波の時に、その半
波分がダイオードｄ2 で整流されてコンパレータ４の反
転入力端子（−）に加えられ、また接続点Ａが負の半波
の時に、その半波分がダイオードｄ3 で整流されて、コ
ンパレータ４の非反転入力端子（＋）に加えられる。一
方、グランドＧＬに対して、接続点Ｂは、抵抗Ｒ6 と抵
抗Ｒ7 により負の直流電圧Ｖ1 が、接続点Ｃは、抵抗Ｒ
8 と抵抗Ｒ9 により負の直流電圧Ｖ2 が加えられてお
り、したがって接続点Ｂ、Ｃは、この直流電圧Ｖ1 、Ｖ
2 に重畳して、整流された半波分が乗ることになり、そ
の波形は図３に示すＢの波形、Ｃの波形となる。ここ
で、抵抗Ｒ6 、Ｒ7 、Ｒ8 、Ｒ9 の抵抗値をＲ6 ＝Ｒ7
＝Ｒ8 ＞Ｒ9 と設定してあるので、Ｖ1 ＞Ｖ2 である。
接続点Ｃの電位を基準にして接続点Ｂの電位を測定し、
その変化を波形で示すと図４のようになる。
抵抗Ｒ15、可変抵抗器ＶＲ、抵抗Ｒ 16の直列回路が接続
され、可変抵抗器ＶＲと抵抗Ｒ16の接続点の電圧が基準
電圧としてコンパレータ６の反転入力端子に加えられて
いる。この実施例回路において、交流電源１がＯＮされ
ると、この交流電源１より供給される交流電圧が抵抗Ｒ
2 と抵抗Ｒ3 で分圧され、接続点Ａの波形は、図３に示
す通りとなり、この電圧がコンデンサＣ4 を介して、ダ
イオードｄ2 のアノードとダイオードｄ3 のカソードに
加えられる。そして接続点Ａが正の半波の時に、その半
波分がダイオードｄ2 で整流されてコンパレータ４の反
転入力端子（−）に加えられ、また接続点Ａが負の半波
の時に、その半波分がダイオードｄ3 で整流されて、コ
ンパレータ４の非反転入力端子（＋）に加えられる。一
方、グランドＧＬに対して、接続点Ｂは、抵抗Ｒ6 と抵
抗Ｒ7 により負の直流電圧Ｖ1 が、接続点Ｃは、抵抗Ｒ
8 と抵抗Ｒ9 により負の直流電圧Ｖ2 が加えられてお
り、したがって接続点Ｂ、Ｃは、この直流電圧Ｖ1 、Ｖ
2 に重畳して、整流された半波分が乗ることになり、そ
の波形は図３に示すＢの波形、Ｃの波形となる。ここ
で、抵抗Ｒ6 、Ｒ7 、Ｒ8 、Ｒ9 の抵抗値をＲ6 ＝Ｒ7
＝Ｒ8 ＞Ｒ9 と設定してあるので、Ｖ1 ＞Ｖ2 である。
接続点Ｃの電位を基準にして接続点Ｂの電位を測定し、
その変化を波形で示すと図４のようになる。
【００１５】この図４でもわかるように、ほとんどの期
間に亘り、コンパレータ４の反転入力端の方が電位が高
くなり、その間、コンパレータ４の出力は（−）〔−１
５Ｖ〕となるが、ゼロクロスは、正確にはダイオードｄ
2 、ｄ3 の順電圧降下分（約０．６Ｖ：図５参照）の期
間ｔのみ、出力が（＋）〔０Ｖ〕となる。このようにし
て、ゼロクロスをセンターとしてｔ秒だけコンパレータ
４の出力が０Ｖとなり、それ以外は出力が、−１５Ｖに
なっている。なお、厳密にはＶ1 −Ｖ2 だけ、負方向の
電位を高くしているため、この方向のパルス間隔は短く
なるが、実用上な問題はない。コンパレータ４からゼロ
クロスのパルス信号（図３のＤ参照）が発振回路３に加
えられる。
間に亘り、コンパレータ４の反転入力端の方が電位が高
くなり、その間、コンパレータ４の出力は（−）〔−１
５Ｖ〕となるが、ゼロクロスは、正確にはダイオードｄ
2 、ｄ3 の順電圧降下分（約０．６Ｖ：図５参照）の期
間ｔのみ、出力が（＋）〔０Ｖ〕となる。このようにし
て、ゼロクロスをセンターとしてｔ秒だけコンパレータ
４の出力が０Ｖとなり、それ以外は出力が、−１５Ｖに
なっている。なお、厳密にはＶ1 −Ｖ2 だけ、負方向の
電位を高くしているため、この方向のパルス間隔は短く
なるが、実用上な問題はない。コンパレータ４からゼロ
クロスのパルス信号（図３のＤ参照）が発振回路３に加
えられる。
【００１６】このゼロクロスパルスにより、コンデンサ
Ｃ6 の電圧がコンパレータ４の（＋）電源、抵抗Ｒ10、
ダイオードｄ4 を通し放電し、その後、ゼロクロスパル
スが立下がると、以後コンデンサＣ6 は充電され、Ｅ
点、したがってコンパレータ６の非反転入力端子（＋）
に加えられる電圧は、図３のＥに示す波形の如く変化す
る。波形Ｅにおける基準電圧ＥR は、コンパレータ６の
反転入力端子（−）に加えられる電圧であり、可変抵抗
器ＶＲの値の変化によって上下する。
Ｃ6 の電圧がコンパレータ４の（＋）電源、抵抗Ｒ10、
ダイオードｄ4 を通し放電し、その後、ゼロクロスパル
スが立下がると、以後コンデンサＣ6 は充電され、Ｅ
点、したがってコンパレータ６の非反転入力端子（＋）
に加えられる電圧は、図３のＥに示す波形の如く変化す
る。波形Ｅにおける基準電圧ＥR は、コンパレータ６の
反転入力端子（−）に加えられる電圧であり、可変抵抗
器ＶＲの値の変化によって上下する。
【００１７】コンパレータ６では、ゼロクロスパルスが
立下がってから、コンデンサＣ6 の充電が進み、非反転
入力端子（＋）に加えられる電位が、基準電圧ＥR の電
位を越えて低くなるまで、Ｈｉｇｈの信号を出力する
（図３のＦ参照）。一方、トランジスタＱ1 のベースに
はダイオードｄ5 が接続されているので、コンパレータ
６の出力の立下がりの瞬間にのみトランジスタＱ1 が導
通し、グランドラインＧＬに対しての急峻なパルスを発
生し、この負のインパルス（図３のＨ参照）が、トライ
アックＴＣのゲートに印加され、トライアックＴＣを点
弧する。すなわちＦ点の電位がＬｏｗの時は、コンデン
サＣ2 は、Ｆ点側が（−）、ダイオードｄ 5 側が（＋）
に充電される。Ｆ点の電位がＨｉｇｈとなると、コンデ
ンサＣ7 の電荷は抵抗Ｒ13、コンパレータ６の電源ライ
ンを通って放電する。Ｆ点の電位がＨｉｇｈからＬｏｗ
になると、トランジスタＱ1 がオンし、コンデンサＣ7
には、トランジスタＱ1 のベース電流と抵抗Ｒ13に流れ
る電流により充電される。コンデンサＣ7 に電流が流れ
ている間、トランジスタＱ1 はオンし、トライアックＴ
Ｃにゲート電流が流れる。この時間は短い方が、直流電
源の容量を下げられるので望ましいが、トライアックの
特性上、通常１００μｓｅｃ程度に設定する。
立下がってから、コンデンサＣ6 の充電が進み、非反転
入力端子（＋）に加えられる電位が、基準電圧ＥR の電
位を越えて低くなるまで、Ｈｉｇｈの信号を出力する
（図３のＦ参照）。一方、トランジスタＱ1 のベースに
はダイオードｄ5 が接続されているので、コンパレータ
６の出力の立下がりの瞬間にのみトランジスタＱ1 が導
通し、グランドラインＧＬに対しての急峻なパルスを発
生し、この負のインパルス（図３のＨ参照）が、トライ
アックＴＣのゲートに印加され、トライアックＴＣを点
弧する。すなわちＦ点の電位がＬｏｗの時は、コンデン
サＣ2 は、Ｆ点側が（−）、ダイオードｄ 5 側が（＋）
に充電される。Ｆ点の電位がＨｉｇｈとなると、コンデ
ンサＣ7 の電荷は抵抗Ｒ13、コンパレータ６の電源ライ
ンを通って放電する。Ｆ点の電位がＨｉｇｈからＬｏｗ
になると、トランジスタＱ1 がオンし、コンデンサＣ7
には、トランジスタＱ1 のベース電流と抵抗Ｒ13に流れ
る電流により充電される。コンデンサＣ7 に電流が流れ
ている間、トランジスタＱ1 はオンし、トライアックＴ
Ｃにゲート電流が流れる。この時間は短い方が、直流電
源の容量を下げられるので望ましいが、トライアックの
特性上、通常１００μｓｅｃ程度に設定する。
【００１８】図２は、この発明の他の実施例回路を示す
回路図であり、図１とは、コンパレータ６より左部は、
同じなので説明は省略する。Ｔ1 、Ｔ2 はリモコン端子
であり、リモコン端子Ｔ1 は、ダイオードＤ6 を経て、
トランジスタＱ2 のエミッタとトランジスタＱ4 のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ2 のコレクタは
グランドＧＬに接続され、ベースはトランジスタＱ4 の
コレクタに接続されている。このトランジスタＱ4 のコ
レクタが抵抗Ｒ15を経て、グランドＧに接続され、ベー
スがダイオードＤ9 、抵抗Ｒ19を経て（−）電源ライン
ＢＮに接続されている。
回路図であり、図１とは、コンパレータ６より左部は、
同じなので説明は省略する。Ｔ1 、Ｔ2 はリモコン端子
であり、リモコン端子Ｔ1 は、ダイオードＤ6 を経て、
トランジスタＱ2 のエミッタとトランジスタＱ4 のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ2 のコレクタは
グランドＧＬに接続され、ベースはトランジスタＱ4 の
コレクタに接続されている。このトランジスタＱ4 のコ
レクタが抵抗Ｒ15を経て、グランドＧに接続され、ベー
スがダイオードＤ9 、抵抗Ｒ19を経て（−）電源ライン
ＢＮに接続されている。
【００１９】リモコン端子Ｔ2 は、ダイオードｄ7 を経
て、コンパレータ６の反転入力端子（−）に接続される
とともに、トランジスタＱ3 、Ｑ5 のエミッタに接続さ
れている。トランジスタＱ3 のコレクタは抵抗Ｒ17を経
て、（−）電源ラインＢＮに接続され、ベースがトラン
ジスタＱ5 のコレクタに接続されている。このトランジ
スタＱ5 のコレクタが抵抗Ｒ18を介して（−）電源ライ
ンＢＮに接続され、ベースが抵抗Ｒ17、ダイオードｄ8
を経てグランドＧＬに接続されている。リモコン端子Ｔ
1 、Ｔ2 間には、可変抵抗器ＶＲが接続されている。
て、コンパレータ６の反転入力端子（−）に接続される
とともに、トランジスタＱ3 、Ｑ5 のエミッタに接続さ
れている。トランジスタＱ3 のコレクタは抵抗Ｒ17を経
て、（−）電源ラインＢＮに接続され、ベースがトラン
ジスタＱ5 のコレクタに接続されている。このトランジ
スタＱ5 のコレクタが抵抗Ｒ18を介して（−）電源ライ
ンＢＮに接続され、ベースが抵抗Ｒ17、ダイオードｄ8
を経てグランドＧＬに接続されている。リモコン端子Ｔ
1 、Ｔ2 間には、可変抵抗器ＶＲが接続されている。
【００２０】通常の動作状態では、トランジスタＱ2 、
Ｑ3 はＯＮ状態にあり、トランジスタＱ2 →ダイオード
ｄ6 →リモコン端子Ｔ1 →可変抵抗器ＶＲ→リモコン端
子Ｔ 2 →ダイオードｄ7 →トランジスタＱ3 →抵抗Ｒ16
の経路で制御信号電流が流れ、コンパレータ６の反転入
力端子（−）に、可変抵抗器ＶＲの抵抗値に応じた電位
が加えられ、コンパレータ４より電源周波数に同期した
ゼロクロス信号がコンパレータ６の非反転入力端子に印
加される毎にコンデンサＣ6 が放電し、発振を繰り返し
ている。
Ｑ3 はＯＮ状態にあり、トランジスタＱ2 →ダイオード
ｄ6 →リモコン端子Ｔ1 →可変抵抗器ＶＲ→リモコン端
子Ｔ 2 →ダイオードｄ7 →トランジスタＱ3 →抵抗Ｒ16
の経路で制御信号電流が流れ、コンパレータ６の反転入
力端子（−）に、可変抵抗器ＶＲの抵抗値に応じた電位
が加えられ、コンパレータ４より電源周波数に同期した
ゼロクロス信号がコンパレータ６の非反転入力端子に印
加される毎にコンデンサＣ6 が放電し、発振を繰り返し
ている。
【００２１】トランジスタＱ1 は、そのベースにコンパ
レータ６の出力パルスが入力される毎に導通し、主回路
のトライアックＴＣのゲートに電源周波数に同期した点
弧信号（パルス）を出力する。可変抵抗器ＶＲの値次第
で希望する位相で電力制御がなされる。今、主回路の電
源ラインＢＭが、リモコン端子Ｔ1 、Ｔ2 に１ＫΩの抵
抗で短絡された場合を想定し、主回路の電源ラインのＢ
Ｍが正の半サイクル時には、電源電圧は抵抗１ＫΩ→リ
モコン端子Ｔ1 、Ｔ2 →ダイオードｄ7 →トランジスタ
Ｑ5 のエミッタ→トランジスタＱ5 のベース→抵抗Ｒ10
→ダイオードｄ8 の経路で通電され、そのためトランジ
スタＱ5 が導通し、トランジスタＱ3 をＯＦＦする。ト
ランジスタＱ3 がＯＦＦすると、リモコン端子Ｔ1 、Ｔ
2 は抵抗Ｒ17、Ｒ 18の並列合成抵抗値で、電源ライン
（グランドライン）ＧＬに接続される結果となり、Ｒ17
＝１ＭΩ、Ｒ18＝５００ＫΩとなると、合成抵抗は約３
３３ＫΩとなり、規定の漏洩電流値は１００Ｖ／３３３
ＫΩ≒０．３ｍＡ＜１ｍＡであり、規定値以下となる。
レータ６の出力パルスが入力される毎に導通し、主回路
のトライアックＴＣのゲートに電源周波数に同期した点
弧信号（パルス）を出力する。可変抵抗器ＶＲの値次第
で希望する位相で電力制御がなされる。今、主回路の電
源ラインＢＭが、リモコン端子Ｔ1 、Ｔ2 に１ＫΩの抵
抗で短絡された場合を想定し、主回路の電源ラインのＢ
Ｍが正の半サイクル時には、電源電圧は抵抗１ＫΩ→リ
モコン端子Ｔ1 、Ｔ2 →ダイオードｄ7 →トランジスタ
Ｑ5 のエミッタ→トランジスタＱ5 のベース→抵抗Ｒ10
→ダイオードｄ8 の経路で通電され、そのためトランジ
スタＱ5 が導通し、トランジスタＱ3 をＯＦＦする。ト
ランジスタＱ3 がＯＦＦすると、リモコン端子Ｔ1 、Ｔ
2 は抵抗Ｒ17、Ｒ 18の並列合成抵抗値で、電源ライン
（グランドライン）ＧＬに接続される結果となり、Ｒ17
＝１ＭΩ、Ｒ18＝５００ＫΩとなると、合成抵抗は約３
３３ＫΩとなり、規定の漏洩電流値は１００Ｖ／３３３
ＫΩ≒０．３ｍＡ＜１ｍＡであり、規定値以下となる。
【００２２】主回路の電源ラインＢＭが負の半サイクル
となる時には、電源電圧は、コンデンサＣ5 →抵抗Ｒ19
→ダイオードｄ9 →トランジスタＱ4 のベース→トラン
ジスタＱ4 のエミッタ→ダイオードｄ6 →リモコン端子
Ｔ1 、Ｔ2 →抵抗１ＫΩの経路で通電される。そのため
に、トランジスタＱ4 がＯＮし、トランジスタＱ2 がＯ
ＦＦする。トランジスタＱ2 がＯＦＦすると、リモコン
端子Ｔ1 、Ｔ2 は抵抗Ｒ15、Ｒ19の並列合成抵抗値で電
源回路の他の一線ＧＬに接続されることとなり、Ｒ15＝
１８０ＫΩ、Ｒ19＝１ＭΩとすると、合成抵抗値は約１
５２ＫΩとなり、規定の漏洩電流は、１００Ｖ／１５２
ＫΩ＝０．６６ｍＡ＜１ｍＡとなり、規定値以下であ
る。
となる時には、電源電圧は、コンデンサＣ5 →抵抗Ｒ19
→ダイオードｄ9 →トランジスタＱ4 のベース→トラン
ジスタＱ4 のエミッタ→ダイオードｄ6 →リモコン端子
Ｔ1 、Ｔ2 →抵抗１ＫΩの経路で通電される。そのため
に、トランジスタＱ4 がＯＮし、トランジスタＱ2 がＯ
ＦＦする。トランジスタＱ2 がＯＦＦすると、リモコン
端子Ｔ1 、Ｔ2 は抵抗Ｒ15、Ｒ19の並列合成抵抗値で電
源回路の他の一線ＧＬに接続されることとなり、Ｒ15＝
１８０ＫΩ、Ｒ19＝１ＭΩとすると、合成抵抗値は約１
５２ＫΩとなり、規定の漏洩電流は、１００Ｖ／１５２
ＫΩ＝０．６６ｍＡ＜１ｍＡとなり、規定値以下であ
る。
【００２３】次に、主回路の他の電源ラインＧＬがリモ
コン端子Ｔ1 、Ｔ2 に１ＫΩの抵抗で短絡した場合を考
える。主回路の電源ラインＢＭが正の半サイクル時に
は、電源電圧は抵抗Ｒ4 →ダイオードｄ1 まで来て、ダ
イオードｄ1 は逆極性のため、通電経路はなく、抵抗１
ＫΩには制御回路電源電圧ＢＦに抵抗Ｒ16と直列に挿入
されることになり、１５Ｖ／（２０ＫΩ＋１ＫΩ）＝
０．７ｍＡ＜１ｍＡで、やはり規定値以内である。
コン端子Ｔ1 、Ｔ2 に１ＫΩの抵抗で短絡した場合を考
える。主回路の電源ラインＢＭが正の半サイクル時に
は、電源電圧は抵抗Ｒ4 →ダイオードｄ1 まで来て、ダ
イオードｄ1 は逆極性のため、通電経路はなく、抵抗１
ＫΩには制御回路電源電圧ＢＦに抵抗Ｒ16と直列に挿入
されることになり、１５Ｖ／（２０ＫΩ＋１ＫΩ）＝
０．７ｍＡ＜１ｍＡで、やはり規定値以内である。
【００２４】電源ラインＢＭが−となる負の半サイクル
時には、電源電圧は、抵抗１ＫΩ→リモコン端子Ｔ1 、
Ｔ2 →ダイオードｄ7 →トランジスタＱ5 のエミッタ→
トランジスタＱ5 のベース→抵抗Ｒ17→ダイオードｄ8
とたどる閉ループとなり、同電位なので、抵抗１ＫΩに
は漏洩電流は流れない。以上のように、この実施例回路
では通常状態では、正規に低インピーダンスの回路とし
て位相調整用の可変抵抗器ＶＲには接触不良等の恐れの
ない十分な値の制御電流を供給し、万が一の事故や、漏
洩電流検査時には、瞬時にハイインピーダンスの回路と
なり、感電、漏電等の災害を未然に防止することができ
る。
時には、電源電圧は、抵抗１ＫΩ→リモコン端子Ｔ1 、
Ｔ2 →ダイオードｄ7 →トランジスタＱ5 のエミッタ→
トランジスタＱ5 のベース→抵抗Ｒ17→ダイオードｄ8
とたどる閉ループとなり、同電位なので、抵抗１ＫΩに
は漏洩電流は流れない。以上のように、この実施例回路
では通常状態では、正規に低インピーダンスの回路とし
て位相調整用の可変抵抗器ＶＲには接触不良等の恐れの
ない十分な値の制御電流を供給し、万が一の事故や、漏
洩電流検査時には、瞬時にハイインピーダンスの回路と
なり、感電、漏電等の災害を未然に防止することができ
る。
【００２５】
【発明の効果】この出願の特許請求の範囲の請求項１記
載の発明によれば、主回路部と制御回路部のアースライ
ンを共有しているので、トランスを使用しない構成であ
るにもかかわらず、電流制御素子の点弧を確実に行うこ
とができ、結果として安価、小型な負荷制御装置を得る
ことができる。
載の発明によれば、主回路部と制御回路部のアースライ
ンを共有しているので、トランスを使用しない構成であ
るにもかかわらず、電流制御素子の点弧を確実に行うこ
とができ、結果として安価、小型な負荷制御装置を得る
ことができる。
【００２６】また請求項２記載の発明によれば、主回路
部の電源線とリモコン端子が短絡すれば、リモコン端子
回路が低インピーダンス回路から高インピーダンス回路
に自動的に切替わり、リモコン端子回路には微小な電流
しか流さないので、安全を確保でき、結果としてトラン
スで、安価、小型の実用的な負荷制御装置を得ることが
できる。
部の電源線とリモコン端子が短絡すれば、リモコン端子
回路が低インピーダンス回路から高インピーダンス回路
に自動的に切替わり、リモコン端子回路には微小な電流
しか流さないので、安全を確保でき、結果としてトラン
スで、安価、小型の実用的な負荷制御装置を得ることが
できる。
【図１】この発明の一実施例を示す電気掃除機のモータ
制御回路の回路図である。
制御回路の回路図である。
【図２】この発明の他の実施例を示す電気掃除機のモー
タ制御回路の回路図である。
タ制御回路の回路図である。
【図３】図１の実施例回路の動作を説明するための各部
波形図である。
波形図である。
【図４】同実施例回路のゼロクロス検出を説明するため
の波形図である。
の波形図である。
【図５】同実施例回路のゼロクロス検出を説明するため
の他の波形図である。
の他の波形図である。
【図６】従来の負荷制御装置を示す回路図である。
【図７】従来の他の負荷制御装置を示す回路図である。
１ 交流電源 ２ モータ ３ 発振回路 ４ コンパレータ ＴＣ トライアック Ｒ2 、Ｒ3 第１の交流分圧回路用抵抗 Ｒ4 、Ｒ5 第２の交流分圧回路用抵抗 Ｒ6 、Ｒ7 第１の直流分圧回路用抵抗 Ｒ8 、Ｒ9 第２の直流分圧回路用抵抗 ｄ1 、ｄ2 、ｄ3 ダイオード Ｃf 平滑用コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 17/725 Ａ 9383−5Ｊ
Claims (2)
- 【請求項１】主回路部と制御回路部とからなる負荷制御
装置であって、 主回路部が、交流電源に並列に接続されるゲート電極を
有する電流制御素子と負荷の直列回路と、それぞれ第１
と第２の抵抗が直列に接続されてなり、前記交流電源に
並列に接続される第１と第２の交流分圧回路で構成さ
れ、 制御回路部は、前記第１の交流分圧回路の分圧交流電圧
を正の半波のみ整流する第１の整流素子と、負の半波の
みを整流する第２の整流素子と、前記第２の交流分圧回
路の交流分圧電圧を整流・平滑し、制御回路部の電源電
圧とする整流・平滑回路と、この電源電圧を、それぞれ
分圧し、微小値異なる分圧電圧を得る第１と第２の直流
分圧回路と、前記第１の整流素子の半波成分と前記第１
の直流分圧回路の分圧電圧を重畳して一方の入力端子に
受け、前記第２の整流素子の半波成分と、前記第２の直
流分圧回路の分圧電圧を重畳して、他方の入力端子に受
け、ゼロクロスパルスを出力する第１のコンパレータ
と、ゼロクロスパルスに応答して放電し、放電後に充電
を開始する充放電回路と、この充放電回路の充電電圧を
基準電圧と比較し、両者の一致で、出力状態を変化する
第２のコンパレータと、この変化出力に応答してオン
し、前記主回路の電流制御素子のゲート電極に点弧信号
を与えるスイッチング素子とを備え、 かつ前記主回路部と制御回路部のアースラインを共通に
したことを特徴とする負荷制御装置。 - 【請求項２】前記第２のコンパレータの基準電圧は、前
記制御回路電源と共通アースライン間に接続されるリモ
コン端子及びこのリモコン端子間に接続される可変抵抗
器を含む低インピーダンス回路から供給されるものであ
り、かつ主回路部の電源ラインとリモコン端子が短絡等
生じた場合に、前記低インピーダンス回路を高インピー
ダンス回路に自動的に切替える手段を備えたものである
請求項１記載の負荷制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5262079A JPH07114422A (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 負荷制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5262079A JPH07114422A (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 負荷制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07114422A true JPH07114422A (ja) | 1995-05-02 |
Family
ID=17370741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5262079A Pending JPH07114422A (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 負荷制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07114422A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1032116A3 (en) * | 1999-02-22 | 2003-02-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Vacuum cleaner |
| JP2007517436A (ja) * | 2003-12-30 | 2007-06-28 | ファールプール・ソシエダッド・アノニマ | トライアックのトリガを制御するシステムおよび方法 |
| WO2018163993A1 (ja) * | 2017-03-06 | 2018-09-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電子スイッチ装置 |
| CN111722011A (zh) * | 2019-03-20 | 2020-09-29 | 阿自倍尔株式会社 | 频率检测电路 |
-
1993
- 1993-10-20 JP JP5262079A patent/JPH07114422A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1032116A3 (en) * | 1999-02-22 | 2003-02-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Vacuum cleaner |
| JP2007517436A (ja) * | 2003-12-30 | 2007-06-28 | ファールプール・ソシエダッド・アノニマ | トライアックのトリガを制御するシステムおよび方法 |
| WO2018163993A1 (ja) * | 2017-03-06 | 2018-09-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電子スイッチ装置 |
| CN111722011A (zh) * | 2019-03-20 | 2020-09-29 | 阿自倍尔株式会社 | 频率检测电路 |
| CN111722011B (zh) * | 2019-03-20 | 2023-01-24 | 阿自倍尔株式会社 | 频率检测电路 |
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