JPH0334314B2 - - Google Patents
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- JPH0334314B2 JPH0334314B2 JP58032444A JP3244483A JPH0334314B2 JP H0334314 B2 JPH0334314 B2 JP H0334314B2 JP 58032444 A JP58032444 A JP 58032444A JP 3244483 A JP3244483 A JP 3244483A JP H0334314 B2 JPH0334314 B2 JP H0334314B2
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- motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/045—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は誘導電動機のすべり周波数制御装置に
おいて、誘導電動機の電流制御結果に従い、すべ
り周波数の補正を行なう事により、誘導電動機の
出力の低下を防ぐすべり周波数制御方法に関する
ものである。
おいて、誘導電動機の電流制御結果に従い、すべ
り周波数の補正を行なう事により、誘導電動機の
出力の低下を防ぐすべり周波数制御方法に関する
ものである。
第１図は誘導電動機をすべり周波数制御する場
合における、誘導電動機の１相分の等価回路を示
す回路構成図で、同図からも明らかな如く、電動
機励磁インダクタンス１並びに電動機の２次等価
負荷２の並列回路から構成される。ここで、電動
機励磁インダクタンス１はL0なる値を有し、電
動機２次等価負荷２はR2／Ｓなる値を有する。
なお、R2は電動機２次巻線抵抗、Ｓは電動機の
すべりである。一方、電動機１次巻線抵抗、１次
もれインダクタンス、励磁コンダクタンス、二次
巻線インダクタンスは簡易制御であれば無視でき
る。
合における、誘導電動機の１相分の等価回路を示
す回路構成図で、同図からも明らかな如く、電動
機励磁インダクタンス１並びに電動機の２次等価
負荷２の並列回路から構成される。ここで、電動
機励磁インダクタンス１はL0なる値を有し、電
動機２次等価負荷２はR2／Ｓなる値を有する。
なお、R2は電動機２次巻線抵抗、Ｓは電動機の
すべりである。一方、電動機１次巻線抵抗、１次
もれインダクタンス、励磁コンダクタンス、二次
巻線インダクタンスは簡易制御であれば無視でき
る。
第１図において、端子Ａ，Ｂ間に角周波数ω1、
大きさE1の交流電圧を印加した場合、電動機励
磁インダクタンス１に流れる電流、つまり電動機
励磁電流I0は I0＝E1／ω1L0 …(1) である。また、電動機２次巻線に流れる電流I2は I2＝E1／R2／Ｓ＝SE1／R2 …(2) である。第１図から判る様に、励磁電流I0はイン
ダクタンス負荷に流れる電流であるから、印加電
圧E1に対して90度遅れており、２次巻線に流れ
る電流I2は抵抗負荷に流れる電流であるから、印
加電圧E1と同相である。一方、電動機内回転磁
界の大きさΦは励磁電流I0に比例するから Φ＝K1I0 …(3) となる。但し、K1は比例定数である。ここで、
任意のいかなる周波数においても磁束の大きさΦ
が一定となる様に、つまり、励磁電流I0が一定と
なる様に制御するには、(1)式から判る様にE1／
ω1が一定となる様に制御すれば良い。一方、電
動機の発生トルクＴは磁束の大きさΦと磁束中の
２次巻線導体に流れる電流I2の積に比例するか
ら、 Ｔ＝K2ΦI2 …(4) となる。但し、K2は比例定数である。従つて、
磁束の大きさΦが一定となる様に制御されている
場合、トルクＴの大きさは電動機２次巻線電流I2
の大きさに比例することが判る。また、前述した
様に、任意の周波数において周波数を固定する印
加電圧E1は一意的に定数となるから、(2)式はそ
の周波数では I2＝K3S …(5) となり、電動機発生トルクＴは Ｔ＝K4S …(6) となる。ここでK3は定数であり、K4は周波数を
固定した場合の定数となる。また、電動機一次電
流I1の大きさは、励磁電流I〓0と回転子電流I〓2のベ
クトル和であり、励磁電流I〓0と回転子電流I〓2は直
交関係にあるから、 I1＝√0 2＋2 2 …(7) となる。従つて、励磁電流I0が一定、つまり磁束
が一定となる様に制御した場合、電動機の必要と
するトルクＴが求まれば(2)式より I2＝Ｔ／K2Φ …(8) となる様にI2を求め、(7)式より求めた電動機一次
電流I1となる様に電動機一次電流を流すと共に(6)
式より求めたすべりＳに相当したすべり周波数分
を電動機同期回転周波数に加算した電源周波数を
与える事により、電動機は必要とするトルクを発
生し、速度制御を行なう事が出来る。
大きさE1の交流電圧を印加した場合、電動機励
磁インダクタンス１に流れる電流、つまり電動機
励磁電流I0は I0＝E1／ω1L0 …(1) である。また、電動機２次巻線に流れる電流I2は I2＝E1／R2／Ｓ＝SE1／R2 …(2) である。第１図から判る様に、励磁電流I0はイン
ダクタンス負荷に流れる電流であるから、印加電
圧E1に対して90度遅れており、２次巻線に流れ
る電流I2は抵抗負荷に流れる電流であるから、印
加電圧E1と同相である。一方、電動機内回転磁
界の大きさΦは励磁電流I0に比例するから Φ＝K1I0 …(3) となる。但し、K1は比例定数である。ここで、
任意のいかなる周波数においても磁束の大きさΦ
が一定となる様に、つまり、励磁電流I0が一定と
なる様に制御するには、(1)式から判る様にE1／
ω1が一定となる様に制御すれば良い。一方、電
動機の発生トルクＴは磁束の大きさΦと磁束中の
２次巻線導体に流れる電流I2の積に比例するか
ら、 Ｔ＝K2ΦI2 …(4) となる。但し、K2は比例定数である。従つて、
磁束の大きさΦが一定となる様に制御されている
場合、トルクＴの大きさは電動機２次巻線電流I2
の大きさに比例することが判る。また、前述した
様に、任意の周波数において周波数を固定する印
加電圧E1は一意的に定数となるから、(2)式はそ
の周波数では I2＝K3S …(5) となり、電動機発生トルクＴは Ｔ＝K4S …(6) となる。ここでK3は定数であり、K4は周波数を
固定した場合の定数となる。また、電動機一次電
流I1の大きさは、励磁電流I〓0と回転子電流I〓2のベ
クトル和であり、励磁電流I〓0と回転子電流I〓2は直
交関係にあるから、 I1＝√0 2＋2 2 …(7) となる。従つて、励磁電流I0が一定、つまり磁束
が一定となる様に制御した場合、電動機の必要と
するトルクＴが求まれば(2)式より I2＝Ｔ／K2Φ …(8) となる様にI2を求め、(7)式より求めた電動機一次
電流I1となる様に電動機一次電流を流すと共に(6)
式より求めたすべりＳに相当したすべり周波数分
を電動機同期回転周波数に加算した電源周波数を
与える事により、電動機は必要とするトルクを発
生し、速度制御を行なう事が出来る。
これら、誘導電動機の性質に基いて、従来から
インバータにより誘導電動機のすべり周波数制御
を行なう誘導電動機制御装置が用いられて来た
が、第２図にそのブロツク図を示す。第２図にお
いて、交流電源３Ａから電力供給を受けている可
変直流電源３は交流を直流に変換し、リアクトル
４を介してインバータ回路６に供給する。なおイ
ンバータ回路６は複数個のスイツチング素子から
なり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流を出力する。
インバータ回路６からの交流電力は誘導電動機７
に供給され、これを駆動する。誘導電動機７の速
度は速度検出器８により検出され速度検出信号
VSとして出力される。速度設定器９は誘導電動
機７の速度を設定すべく速度設定信号VSRと速度
検出信号VSを比較演算してトルク基準信号T*を
出力する。また関数発生器１１はトルク基準信号
T*に対して(7)式の関係を有する信号として誘導
電動機７の平均電流基準信号I1 *を発生する。電
流制御回路１２は電流基準信号I1 *と主回路電流
を検出する電流検出器５の電流出力信号I1を比較
増幅し、可変直流電源制御回路１３を介して可変
直流電源３の電圧の大きさを可変して電動機電流
I1を電流基準値I1 *となる様に制御する。一方、
トルク基準信号T*は調整器１４を介してすべり
周波数に対応する電圧信号SVに変換される。こ
の電圧信号SVは速度検出信号VSと和をとられ電
圧−周波数変換器１５に入力され周波数信号0に
変換される。この様にして求められた周波数信号
0を交流電圧発生制御回路１６に入力して、これ
に基きインバータ回路６を制御することにより必
要な交流電圧を発生させている。
インバータにより誘導電動機のすべり周波数制御
を行なう誘導電動機制御装置が用いられて来た
が、第２図にそのブロツク図を示す。第２図にお
いて、交流電源３Ａから電力供給を受けている可
変直流電源３は交流を直流に変換し、リアクトル
４を介してインバータ回路６に供給する。なおイ
ンバータ回路６は複数個のスイツチング素子から
なり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流を出力する。
インバータ回路６からの交流電力は誘導電動機７
に供給され、これを駆動する。誘導電動機７の速
度は速度検出器８により検出され速度検出信号
VSとして出力される。速度設定器９は誘導電動
機７の速度を設定すべく速度設定信号VSRと速度
検出信号VSを比較演算してトルク基準信号T*を
出力する。また関数発生器１１はトルク基準信号
T*に対して(7)式の関係を有する信号として誘導
電動機７の平均電流基準信号I1 *を発生する。電
流制御回路１２は電流基準信号I1 *と主回路電流
を検出する電流検出器５の電流出力信号I1を比較
増幅し、可変直流電源制御回路１３を介して可変
直流電源３の電圧の大きさを可変して電動機電流
I1を電流基準値I1 *となる様に制御する。一方、
トルク基準信号T*は調整器１４を介してすべり
周波数に対応する電圧信号SVに変換される。こ
の電圧信号SVは速度検出信号VSと和をとられ電
圧−周波数変換器１５に入力され周波数信号0に
変換される。この様にして求められた周波数信号
0を交流電圧発生制御回路１６に入力して、これ
に基きインバータ回路６を制御することにより必
要な交流電圧を発生させている。
ここでトルク基準T*は電動機７の磁束一定制
御が行なわれている場合、つまり、励磁電流I0が
一定となる様に制御されている場合は、電動機７
の回転子電流I2に比例する。また、電動機７の回
転子電流I2は(2)式の様にすべりＳと電動機電圧の
積に比例し、電動機７の回転子巻線抵抗R2に反
比例するが、固定した角周波数ω1の点において
は、E1／R2は定数としてトルク基準T*に比例し
てすべりＳを変化させて制御される。
御が行なわれている場合、つまり、励磁電流I0が
一定となる様に制御されている場合は、電動機７
の回転子電流I2に比例する。また、電動機７の回
転子電流I2は(2)式の様にすべりＳと電動機電圧の
積に比例し、電動機７の回転子巻線抵抗R2に反
比例するが、固定した角周波数ω1の点において
は、E1／R2は定数としてトルク基準T*に比例し
てすべりＳを変化させて制御される。
一般にマイナーループに電流制御を行ない速度
制御を行なうレオナード装置、インバータ装置に
おいて、装置における最大出力電圧に対し、それ
らにより駆動される直流又は交流電動機の定格電
圧は低い値となる。特に高速応答を実現させるた
めにはその差はさらに大きな値とされている。装
置最大出力電圧と電動機定格出力電圧との差を大
きくするという事は装置最大出力電圧は装置入力
電源電圧の大きさが決る事により決定されるた
め、電動機定格電圧を下げることを意味する。従
つて電動機電圧を下げ、電動機定格電流を増加さ
せるという事であるため、装置の主回路スイツチ
ング素子の電流容量が増加するため、素子の価格
が上り、装置の価格が増加する。従つて、高速応
答性をそこなわずに装置の最大出力電圧と電動機
定格電圧との差をどこまで小さく出来るかが装置
自身の価格に大きく影響する。そのため、装置最
大出力電圧と電動機定格電圧とはほぼ等しい値と
している。
制御を行なうレオナード装置、インバータ装置に
おいて、装置における最大出力電圧に対し、それ
らにより駆動される直流又は交流電動機の定格電
圧は低い値となる。特に高速応答を実現させるた
めにはその差はさらに大きな値とされている。装
置最大出力電圧と電動機定格出力電圧との差を大
きくするという事は装置最大出力電圧は装置入力
電源電圧の大きさが決る事により決定されるた
め、電動機定格電圧を下げることを意味する。従
つて電動機電圧を下げ、電動機定格電流を増加さ
せるという事であるため、装置の主回路スイツチ
ング素子の電流容量が増加するため、素子の価格
が上り、装置の価格が増加する。従つて、高速応
答性をそこなわずに装置の最大出力電圧と電動機
定格電圧との差をどこまで小さく出来るかが装置
自身の価格に大きく影響する。そのため、装置最
大出力電圧と電動機定格電圧とはほぼ等しい値と
している。
一方、すべり周波数制御装置において(5)，(6)，
(7)式により必要なトルクＴよりすべりＳ及び回転
子電流I2、さらに一次電流I1が計算され、おのお
のの値となる様に制御されトルクＴを発生させる
が装置入力電源電圧の低下等により、装置最大出
力電圧が低下した場合、必要なトルクＴに対し
て、すべりＳは補正されるが、必要な一次電流I1
が計算通り流れず、そのためトルク不足が発生し
得る。電動機一次電流I1は実際の誘導電動機は第
１図の等価回路に対し、第３図の如く一次もれイ
ンダクタンス１７及び一次巻線抵抗１８があるた
めインバータ出力電圧つまり電動機端子電圧V1
と電動機誘起起電圧E1との差の電圧に対し一次
もれインダクタンスと一次巻線抵抗のインピーダ
ンスにより決る。従つてインバータ出力電圧がイ
ンバータ入力電源電圧の低下により、低下した場
合、必要とする一次電流が流れ得ず、結果として
トルク不足を起すという欠点があつた。
(7)式により必要なトルクＴよりすべりＳ及び回転
子電流I2、さらに一次電流I1が計算され、おのお
のの値となる様に制御されトルクＴを発生させる
が装置入力電源電圧の低下等により、装置最大出
力電圧が低下した場合、必要なトルクＴに対し
て、すべりＳは補正されるが、必要な一次電流I1
が計算通り流れず、そのためトルク不足が発生し
得る。電動機一次電流I1は実際の誘導電動機は第
１図の等価回路に対し、第３図の如く一次もれイ
ンダクタンス１７及び一次巻線抵抗１８があるた
めインバータ出力電圧つまり電動機端子電圧V1
と電動機誘起起電圧E1との差の電圧に対し一次
もれインダクタンスと一次巻線抵抗のインピーダ
ンスにより決る。従つてインバータ出力電圧がイ
ンバータ入力電源電圧の低下により、低下した場
合、必要とする一次電流が流れ得ず、結果として
トルク不足を起すという欠点があつた。
本発明の目的は以上の様にインバータ入力電源
電圧の低下等によりインバータ出力電圧が低下し
ても駆動電動機が所望のトルクを発生出来るすべ
り周波数制御方法を提供することにある。
電圧の低下等によりインバータ出力電圧が低下し
ても駆動電動機が所望のトルクを発生出来るすべ
り周波数制御方法を提供することにある。
本発明はこの目的を達成するために電流制御系
がその出力電流を増大させる限界に達したことを
例えば電流基準と電流帰還の偏差が所定値にある
ことで検出し、その際にはすべり周波数を補足
し、その結果として誘導電動機の印加周波数を増
大させてトルクを増大させることを特徴とするも
のである。
がその出力電流を増大させる限界に達したことを
例えば電流基準と電流帰還の偏差が所定値にある
ことで検出し、その際にはすべり周波数を補足
し、その結果として誘導電動機の印加周波数を増
大させてトルクを増大させることを特徴とするも
のである。
第４図に本発明のブロツク図を示す。第２図と
同一番号で示される部分は同一部分を示すもので
ある。電流制御回路１２の出力は可変直流電源制
御回路１３へ入力すると共に、電流制御飽和検出
回路１９に入力され、電流制御飽和検出回路１９
の出力が一定値以上の場合、その差分に応じた値
を速度検出信号VSとすべり周波数に対応する電
圧信号SVと共に合成され、電圧−周波数変換器
１５に入力される。
同一番号で示される部分は同一部分を示すもので
ある。電流制御回路１２の出力は可変直流電源制
御回路１３へ入力すると共に、電流制御飽和検出
回路１９に入力され、電流制御飽和検出回路１９
の出力が一定値以上の場合、その差分に応じた値
を速度検出信号VSとすべり周波数に対応する電
圧信号SVと共に合成され、電圧−周波数変換器
１５に入力される。
第４図において、可変直流電源３の主回路素子
がサイリスタの場合、可変直流電源制御回路１３
はサイリスタの位相制御回路であり、サイリスタ
の点弧位相を変化させて、可変直流電源３の出力
電圧を変化させて電流I1を電流基準I1 *と等しく
なる様に動作する。つまり電流基準I1 *に対し、
電流I1が小さい場合、電流制御回路１２の出力は
大きくなり、可変直流電源制御回路１３は可変直
流電源３のサイリスタの点弧位相を進めて、可変
直流電源３の出力電圧を増加させ、電流I1を増加
させて電流基準I1 *に近づける様動作する。同様
にして、電流I1が電流基準値I1 *よりも大きな場
合、電流制御回路１２の出力は小さくなり、可変
直流電源制御回路１３は可変直流電源３のサイリ
スタの点弧位相を遅らせて可変直流電源３の出力
電圧を低減させ、電源I1を減少させ電流基準I1 *
に近づける様動作する。従つて電源電圧の低下等
により、電流I1が基準値通り流れない様になる
と、電流制御回路１２の出力はさらに大きくな
り、可変直流電源制御回路１３は可変直流電源３
のサイリスタの点弧位相をさらに進めて可変直流
電源３の出力電圧を増加させ、電流I1を増加させ
ようとするが、サイリスタの点弧位相を最も進め
ても、交流電源３Ａの電圧自身が低いため可変直
流電源３の出力電圧は上昇しなく、その結果とし
て、電流制御回路１２の出力は、制御回路出力電
圧の最大の値まで大きくなる。
がサイリスタの場合、可変直流電源制御回路１３
はサイリスタの位相制御回路であり、サイリスタ
の点弧位相を変化させて、可変直流電源３の出力
電圧を変化させて電流I1を電流基準I1 *と等しく
なる様に動作する。つまり電流基準I1 *に対し、
電流I1が小さい場合、電流制御回路１２の出力は
大きくなり、可変直流電源制御回路１３は可変直
流電源３のサイリスタの点弧位相を進めて、可変
直流電源３の出力電圧を増加させ、電流I1を増加
させて電流基準I1 *に近づける様動作する。同様
にして、電流I1が電流基準値I1 *よりも大きな場
合、電流制御回路１２の出力は小さくなり、可変
直流電源制御回路１３は可変直流電源３のサイリ
スタの点弧位相を遅らせて可変直流電源３の出力
電圧を低減させ、電源I1を減少させ電流基準I1 *
に近づける様動作する。従つて電源電圧の低下等
により、電流I1が基準値通り流れない様になる
と、電流制御回路１２の出力はさらに大きくな
り、可変直流電源制御回路１３は可変直流電源３
のサイリスタの点弧位相をさらに進めて可変直流
電源３の出力電圧を増加させ、電流I1を増加させ
ようとするが、サイリスタの点弧位相を最も進め
ても、交流電源３Ａの電圧自身が低いため可変直
流電源３の出力電圧は上昇しなく、その結果とし
て、電流制御回路１２の出力は、制御回路出力電
圧の最大の値まで大きくなる。
従つてあらかじめ正常な動作範囲内における電
流制御回路出力電圧の最大値を求めておき、電流
制御回路出力が前記最大値を越えると、その割合
に応じて電流制御飽和検出回路１９に出力電圧が
発生し、すべり周波数に対応する電圧信号SVと
速度検出信号VSと共に加算し、結果としてイン
バータ出力周波数を増加させる。そのため、誘導
電動機は出力電圧は低下しているが、誘導機電源
周波数、つまりインバータ出力周波数は上げられ
るため、誘導電動機はすべりが増加し、電動機発
生トルクが増加する様になる。つまり、一般に誘
導電動機は同一負荷トルクの条件において、すべ
りＳは電圧の大きさの２乗に比例して減少する。
従つて、入力電源電圧等の低下によるインバータ
出力電圧の低下により電流制御飽和検出回路出力
は、インバータ出力周波数を増加させる方向に動
作し、電動機のすべりを増加させて負荷トルクを
増加させる様に動作する。これらインバータ出力
電圧低下によるすべり周波数を前記トルク基準信
号T*より求めた値よりも増加させるすべり周波
数の増加分は出力電圧の低下の程度、つまり、電
流基準I1 *と負荷電流I1との差の程度に比例して
増加するものとする。
流制御回路出力電圧の最大値を求めておき、電流
制御回路出力が前記最大値を越えると、その割合
に応じて電流制御飽和検出回路１９に出力電圧が
発生し、すべり周波数に対応する電圧信号SVと
速度検出信号VSと共に加算し、結果としてイン
バータ出力周波数を増加させる。そのため、誘導
電動機は出力電圧は低下しているが、誘導機電源
周波数、つまりインバータ出力周波数は上げられ
るため、誘導電動機はすべりが増加し、電動機発
生トルクが増加する様になる。つまり、一般に誘
導電動機は同一負荷トルクの条件において、すべ
りＳは電圧の大きさの２乗に比例して減少する。
従つて、入力電源電圧等の低下によるインバータ
出力電圧の低下により電流制御飽和検出回路出力
は、インバータ出力周波数を増加させる方向に動
作し、電動機のすべりを増加させて負荷トルクを
増加させる様に動作する。これらインバータ出力
電圧低下によるすべり周波数を前記トルク基準信
号T*より求めた値よりも増加させるすべり周波
数の増加分は出力電圧の低下の程度、つまり、電
流基準I1 *と負荷電流I1との差の程度に比例して
増加するものとする。
以下の実施例においては可変直流電源３をサイ
リスタにより示したが、第５図の如く交流電源を
直流に変換する整流素子３Ｂと直流電源を可変直
流電圧に変換するトランジスタ等のスイツチング
素子３Ｃ及び負荷電流を一定にするためリアクト
ル４のエネルギーを放電させるためのフリーホイ
ールダイオード３Ｄに置換える事が可能である。
この場合可変直流電源制御回路１３は、電流制御
回路１２の出力電圧の大きさに比例して、スイツ
チング素子３Ｃの一定周期におけるオン区間を決
定し可変直流電源の出力電圧の大きさを決めるパ
ルス幅変調回路及びスイツチング素子をオン、オ
フさせる駆動回路が含まれる。
リスタにより示したが、第５図の如く交流電源を
直流に変換する整流素子３Ｂと直流電源を可変直
流電圧に変換するトランジスタ等のスイツチング
素子３Ｃ及び負荷電流を一定にするためリアクト
ル４のエネルギーを放電させるためのフリーホイ
ールダイオード３Ｄに置換える事が可能である。
この場合可変直流電源制御回路１３は、電流制御
回路１２の出力電圧の大きさに比例して、スイツ
チング素子３Ｃの一定周期におけるオン区間を決
定し可変直流電源の出力電圧の大きさを決めるパ
ルス幅変調回路及びスイツチング素子をオン、オ
フさせる駆動回路が含まれる。
第６図に本発明を正弦波電流インバータに適用
したブロツク図を示す。第２図及び第５図と同一
番号で示される部分は同一部分を示すものであ
る。本方式は可変直流電源はなく交流電源３Ａを
直流に変換する整流素子３Ｂと負荷側無効電力を
吸収するコンデンサ３Ｅで構成させる。直流電源
と直流電源の正側母線と負側母線間に２対のトラ
ンジスタ等のスイツチング素子６Ａが並列に３組
接続され、各スイツチング素子に逆並列に整流素
子６Ｂが接続される。また、２対のスイツチング
素子の中性点より２線は電流検出器２０，２１を
経て誘導電動機７に、他の１線は２対のスイツチ
ング素子の中性点より直接誘導電動機７に接続さ
れる。
したブロツク図を示す。第２図及び第５図と同一
番号で示される部分は同一部分を示すものであ
る。本方式は可変直流電源はなく交流電源３Ａを
直流に変換する整流素子３Ｂと負荷側無効電力を
吸収するコンデンサ３Ｅで構成させる。直流電源
と直流電源の正側母線と負側母線間に２対のトラ
ンジスタ等のスイツチング素子６Ａが並列に３組
接続され、各スイツチング素子に逆並列に整流素
子６Ｂが接続される。また、２対のスイツチング
素子の中性点より２線は電流検出器２０，２１を
経て誘導電動機７に、他の１線は２対のスイツチ
ング素子の中性点より直接誘導電動機７に接続さ
れる。
本ブロツク図において、正弦波電流基準発生回
路２２は電流基準信号I1 *と周波数信号0とを合
成し電流の大きさがI1で出力周波数が0である正
弦波電流基準IR *を発生させる。正弦波電流基準
IR *に対し、大きさが同じで、位相が120゜遅れた
正弦波電流基準IS *を発生させる。正弦波電流基
準IR *はＲ相の電流制御回路１２ＡにてＲ相の負
荷電流である電流検出器２０の出力IRと比較増幅
され、Ｒ相の電圧基準VR *となり、パルス幅変調
回路２４を介してＲ相のスイツチング素子を制御
し、負荷電流IRが電流基準IR *通りに流れる様に
制御される。同様に正弦波電流基準IS *はＳ相の
電流制御回路１２ＢにてＳ相の負荷電流である電
流検出器２１の出力ISと比較増幅されＳ相の電圧
基準VS *となり、パルス幅変調回路２５を介し
て、Ｓ相のスイツチング素子を制御し、負荷電流
USが電流基準IB *通りに流れる様に制御される。
路２２は電流基準信号I1 *と周波数信号0とを合
成し電流の大きさがI1で出力周波数が0である正
弦波電流基準IR *を発生させる。正弦波電流基準
IR *に対し、大きさが同じで、位相が120゜遅れた
正弦波電流基準IS *を発生させる。正弦波電流基
準IR *はＲ相の電流制御回路１２ＡにてＲ相の負
荷電流である電流検出器２０の出力IRと比較増幅
され、Ｒ相の電圧基準VR *となり、パルス幅変調
回路２４を介してＲ相のスイツチング素子を制御
し、負荷電流IRが電流基準IR *通りに流れる様に
制御される。同様に正弦波電流基準IS *はＳ相の
電流制御回路１２ＢにてＳ相の負荷電流である電
流検出器２１の出力ISと比較増幅されＳ相の電圧
基準VS *となり、パルス幅変調回路２５を介し
て、Ｓ相のスイツチング素子を制御し、負荷電流
USが電流基準IB *通りに流れる様に制御される。
本インバータは三相３線式負荷であるため、任
意の時間における各相電圧の和は零となる性質か
らＴ相の電圧基準VT *はVR *＋VS *＋VT *＝０から
VT *＝−（VR *＋VS *）となる必要がある。従つて
Ｔ相の電圧基準VT *は電圧基準発生回路２６によ
り、Ｒ相電流制御回路１２Ａの出力であるＲ相電
圧基準信号VR *と、Ｓ相電流制御回路１２Ｂの出
力であるＳ相電圧基準信号VS *とを合成し発生さ
せ、パルス幅変調回路２７を介してＴ相スイツチ
ング素子を駆動している。
意の時間における各相電圧の和は零となる性質か
らＴ相の電圧基準VT *はVR *＋VS *＋VT *＝０から
VT *＝−（VR *＋VS *）となる必要がある。従つて
Ｔ相の電圧基準VT *は電圧基準発生回路２６によ
り、Ｒ相電流制御回路１２Ａの出力であるＲ相電
圧基準信号VR *と、Ｓ相電流制御回路１２Ｂの出
力であるＳ相電圧基準信号VS *とを合成し発生さ
せ、パルス幅変調回路２７を介してＴ相スイツチ
ング素子を駆動している。
ここで、Ｒ相電流制御回路１２Ａ、Ｓ相電流制
御回路１２Ｂの各出力はＲ相及びＳ相の電圧基準
信号であるため負荷電流が増加する場合、増加す
る。従つて入力電源電圧が低下する事により負荷
電流が電流基準通りに流れなくなろうとすると、
各回路の電圧基準が増加し、インバータ出力電圧
を増加させ、インバータ出力電流を増加させる様
に働く。又、同時にＲ相及びＳ相の電圧基準を合
成し、Ｔ相の電圧基準を発生させている電圧基準
発生回路２６の出力電圧も同様に上昇する。従つ
て出力電圧飽和検出回路１９は、これら各相の電
圧基準が急激に増加することを検出し、その電圧
基準の増加の程度、つまり出力電圧の飽和の程度
により、すべり周波数に対応する電圧信号SVと
速度検出信号VSと共にインバータ出力周波数を
上昇させる成分SV′を増加させ、すべり周波数を
補正するものである。
御回路１２Ｂの各出力はＲ相及びＳ相の電圧基準
信号であるため負荷電流が増加する場合、増加す
る。従つて入力電源電圧が低下する事により負荷
電流が電流基準通りに流れなくなろうとすると、
各回路の電圧基準が増加し、インバータ出力電圧
を増加させ、インバータ出力電流を増加させる様
に働く。又、同時にＲ相及びＳ相の電圧基準を合
成し、Ｔ相の電圧基準を発生させている電圧基準
発生回路２６の出力電圧も同様に上昇する。従つ
て出力電圧飽和検出回路１９は、これら各相の電
圧基準が急激に増加することを検出し、その電圧
基準の増加の程度、つまり出力電圧の飽和の程度
により、すべり周波数に対応する電圧信号SVと
速度検出信号VSと共にインバータ出力周波数を
上昇させる成分SV′を増加させ、すべり周波数を
補正するものである。
以上の説明において、トルク基準T*よりすべ
り周波数に対応した電圧SVとインバータ出力電
圧飽和によるすべり周波数補正に対応する電圧
SV′は個別に表わしているが、第７図の様に電流
制御飽和検出回路１９の出力により調整器１４の
ゲインを可変することにより、同様の作用を行な
う。電流制御が正常に動作している場合、つま
り、電流基準I1 *に対し負荷電流I1が１対１の関
係にある場合、電流制御飽和検出回路１９の出力
は送出されず、その場合、調整器１４のゲインは
駆動機に合つたりすべり周波数を出力することが
できるゲインとなり、すべり周波数に対応する電
圧SVはトルク基準T*に比例して出力される。電
流制御飽和検出回路１９が動作する範囲、つま
り、電流基準I1 *に対し、負荷電流I1が減少する
様な範囲においては、電流制御飽和検出回路１９
の出力より、すべり周波数に対応する電圧SVは
前記同様トルク基準T*に比例して出力されるが、
その割合は電流制御飽和検出回路１９の出力が大
きくなる程に、つまりインバータ出力電圧が飽和
する程に、出力が増加される。
り周波数に対応した電圧SVとインバータ出力電
圧飽和によるすべり周波数補正に対応する電圧
SV′は個別に表わしているが、第７図の様に電流
制御飽和検出回路１９の出力により調整器１４の
ゲインを可変することにより、同様の作用を行な
う。電流制御が正常に動作している場合、つま
り、電流基準I1 *に対し負荷電流I1が１対１の関
係にある場合、電流制御飽和検出回路１９の出力
は送出されず、その場合、調整器１４のゲインは
駆動機に合つたりすべり周波数を出力することが
できるゲインとなり、すべり周波数に対応する電
圧SVはトルク基準T*に比例して出力される。電
流制御飽和検出回路１９が動作する範囲、つま
り、電流基準I1 *に対し、負荷電流I1が減少する
様な範囲においては、電流制御飽和検出回路１９
の出力より、すべり周波数に対応する電圧SVは
前記同様トルク基準T*に比例して出力されるが、
その割合は電流制御飽和検出回路１９の出力が大
きくなる程に、つまりインバータ出力電圧が飽和
する程に、出力が増加される。
これらの関係を式で表わすると、電流制御が正
常に動作している場合すべり周波数に対応する電
圧SVは SV＝KST* …(9) ここでKSは定数である。電流制御飽和検出回
路１９が動作する範囲ではすべり周波数に対応す
る電圧SVは SV＝（KS＋ΔKS）T* …(10) となる様に制御する。ここでKSは(9)式における
KSと同一値であり、ΔKSは電流制御の飽和の割
合、つまり出力電圧の飽和の割合により変化する
変数であり、電流制御飽和検出回路１９の出力に
より変化する。つまり(10)式中KST*は本来のすべ
り周波数演算成分SVであり、ΔKST*はインバー
タ出力電圧飽和によるすべり周波数補正分に相当
する電圧SV′に相当する。
常に動作している場合すべり周波数に対応する電
圧SVは SV＝KST* …(9) ここでKSは定数である。電流制御飽和検出回
路１９が動作する範囲ではすべり周波数に対応す
る電圧SVは SV＝（KS＋ΔKS）T* …(10) となる様に制御する。ここでKSは(9)式における
KSと同一値であり、ΔKSは電流制御の飽和の割
合、つまり出力電圧の飽和の割合により変化する
変数であり、電流制御飽和検出回路１９の出力に
より変化する。つまり(10)式中KST*は本来のすべ
り周波数演算成分SVであり、ΔKST*はインバー
タ出力電圧飽和によるすべり周波数補正分に相当
する電圧SV′に相当する。
(10)式ではインバータ出力電圧飽和によるすべり
周波数補正分に相当する電圧SV′はΔKST*であ
り、トルク基準T*の大きさによつても変化する
が、本来のインバータ出力電圧低下における電動
機出力の低下を防ぐ事が目的であるため、トルク
基準T*が小さな範囲においては、電動機出力が
低下するという事はなく問題とはならない。従つ
てトルク基準T*が大きい場合つまり、電動機出
力が大きな場合のみを考えれば良いためΔKST*
のうち、トルク基準T*は定数と考えてさしつか
えない。
周波数補正分に相当する電圧SV′はΔKST*であ
り、トルク基準T*の大きさによつても変化する
が、本来のインバータ出力電圧低下における電動
機出力の低下を防ぐ事が目的であるため、トルク
基準T*が小さな範囲においては、電動機出力が
低下するという事はなく問題とはならない。従つ
てトルク基準T*が大きい場合つまり、電動機出
力が大きな場合のみを考えれば良いためΔKST*
のうち、トルク基準T*は定数と考えてさしつか
えない。
本発明を実施する事により、主回路スイツチン
グ素子の電流容量を上げることなく、入力電源電
圧の低下等による電動機出力の低下を防ぐ事が出
来、その結果として装置のコストダウンを計る事
が出来る。
グ素子の電流容量を上げることなく、入力電源電
圧の低下等による電動機出力の低下を防ぐ事が出
来、その結果として装置のコストダウンを計る事
が出来る。
第１図は誘導電動機における１相分の簡易等価
回路図、第２図は従来のすべり周波数制御装置の
ブロツク図、第３図は第１図の誘導電動機におけ
る１相分の簡易等価回路に一次巻線抵抗、一次も
れインダクタンスを追加した等価回路図、第４図
は本発明の一実施例を示すブロツク図、第５図，
第６図及び第７図は本発明のそれぞれ異る他の実
施例を示すブロツク図である。 １…誘導電動機励磁インダクタンス、２…誘導
電動機二次等価負荷、３…可変直流電源、３Ａ…
交流電源、３Ｂ…整流素子、３Ｃ，６Ａ…スイツ
チング素子、３Ｄ，６Ｂ…フリーホイールダイオ
ード、３Ｅ…コンデンサ、４…リアクトル、５，
２０，２１…電流検出器、６…インバータ回路、
７…誘導電動機、８…速度検出器、９…速度設定
器、１０…増幅器、１１…関数発生回路、１２，
１２Ａ，１２Ｂ…電流制御回路、１３…可変直流
電源制御回路、１４…調整器、１５…電圧−周波
数変換器、１６…交流電圧発生制御回路、１７…
誘導電動機一次もれインダクタンス、１８…誘導
電動機一次巻線抵抗、１９…電流制御飽和検出回
路、２２，２３…正弦波電流基準発生回路、２
４，２５，２７…パルス幅変調回路、２６…電圧
基準発生回路。
回路図、第２図は従来のすべり周波数制御装置の
ブロツク図、第３図は第１図の誘導電動機におけ
る１相分の簡易等価回路に一次巻線抵抗、一次も
れインダクタンスを追加した等価回路図、第４図
は本発明の一実施例を示すブロツク図、第５図，
第６図及び第７図は本発明のそれぞれ異る他の実
施例を示すブロツク図である。 １…誘導電動機励磁インダクタンス、２…誘導
電動機二次等価負荷、３…可変直流電源、３Ａ…
交流電源、３Ｂ…整流素子、３Ｃ，６Ａ…スイツ
チング素子、３Ｄ，６Ｂ…フリーホイールダイオ
ード、３Ｅ…コンデンサ、４…リアクトル、５，
２０，２１…電流検出器、６…インバータ回路、
７…誘導電動機、８…速度検出器、９…速度設定
器、１０…増幅器、１１…関数発生回路、１２，
１２Ａ，１２Ｂ…電流制御回路、１３…可変直流
電源制御回路、１４…調整器、１５…電圧−周波
数変換器、１６…交流電圧発生制御回路、１７…
誘導電動機一次もれインダクタンス、１８…誘導
電動機一次巻線抵抗、１９…電流制御飽和検出回
路、２２，２３…正弦波電流基準発生回路、２
４，２５，２７…パルス幅変調回路、２６…電圧
基準発生回路。
Claims (1)
- １ 指令速度と実速度との速度差を積分すること
によりトルク基準を得る速度制御装置で、前記ト
ルク基準から得られるすべり周波数と誘導電動機
の回転周波数との和で誘導電動機に印加する周波
数を制御し、前記トルク基準から得られる電流基
準と誘導電動機に流れる電流を比較しその偏差に
応じて誘導電動機の電流を制御する誘導電動機の
制御装置において、前記誘導電動機の電流制御系
がその出力電流を増大させる限界に達したことを
前記電流基準と電流帰還の偏差信号が所定値以上
になつたことで検出すると、その割合に応じて電
流制御飽和検出回路よりすべり周波数に対応する
出力電圧を発生させて前記すべり周波数を補正
し、誘導電動機の印加周波数を増大させてトルク
を増加させることを特徴とするすべり周波数制御
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58032444A JPS59159686A (ja) | 1983-02-28 | 1983-02-28 | すべり周波数制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58032444A JPS59159686A (ja) | 1983-02-28 | 1983-02-28 | すべり周波数制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59159686A JPS59159686A (ja) | 1984-09-10 |
| JPH0334314B2 true JPH0334314B2 (ja) | 1991-05-22 |
Family
ID=12359129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58032444A Granted JPS59159686A (ja) | 1983-02-28 | 1983-02-28 | すべり周波数制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59159686A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57193908A (en) * | 1981-05-25 | 1982-11-29 | Japanese National Railways<Jnr> | Speed controlling device for electric motor vehicle |
-
1983
- 1983-02-28 JP JP58032444A patent/JPS59159686A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59159686A (ja) | 1984-09-10 |
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