JPS6137864B2

JPS6137864B2 -

Info

Publication number: JPS6137864B2
Application number: JP54000667A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Okuyama; Hiroshi Nagase
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-01-10
Filing date: 1979-01-10
Publication date: 1986-08-26
Also published as: EP0013615A1; US4328454A; DE3067660D1; JPS5594583A; EP0013615B1

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、直流電圧を可変電圧可変周波数の交
流電圧に変換するパルス幅変調型インバータによ
つて駆動される交流電動機の制御装置に係り、特
に電動運転と回生運転が可能で受電端力率を良く
できる交流電動機の制御装置に関する。

〔発明の背景〕

良く知られているように、パルス幅変調型イン
バータにより交流電動機を駆動することが行われ
ている。

電圧形パルス幅変調型インバータは点弧制御に
よつてその出力電圧の大きさを可変にできる。つ
まり、インバータ自体が電圧調整機能を有してい
る。それ故、インバータに直流を供給する電源側
変換器としてはその出力電圧を調整できなくとも
良く、ダイオードのブリツジ回路を用いることが
できる。

また、PWMインバータは出力電圧を瞬時値的
に制御できるので、出力電流を正弦波に制御する
ことができる。したがつて、電動機がトルクリプ
ルを発生しないという利点を有している。

従来、上述の如きPWMインバータで交流電動
機を駆動する場合、電源側変換器としてはダイオ
ードブリツジ回路が用いられている。電源側変換
器をダイオードブリツジ回路にすると受電端力率
はほぼ1.0になるが、回生運転が行えないのは勿
論電流が矩形波状になるため高調波を発生すると
いう問題点を有する。

回生運転を行えるようにするには電源側変換器
としてサイリスタブリツジ回路を逆並列にするこ
とによつて行える。しかしながら、受電端力率が
低下し高調波も発生するばかりでなく、装置が複
雑になるという欠点を有する。

回生運転可能でかつ電源力率を高くするために
電源側変換器としてPWMインバータを用いるこ
とは例えば下記の文献に記載されている。

「AEG−TELEFUNKEN」VOL.67、No.1、
1977.1、p35〜43 しかながら、上記文献は電源側変換器が交流電
源から受取る有効電力と無効電力を独立に制御で
きないという問題点がある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は回生運転が行えると共に受電端
力率を向上させることができ、その上有効電力と
無効電力を独立に制御できる交流電動機の制御装
置を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは交流電源の無効電
力を検出すると共に電源側変換器の直流出力電圧
を検出し、無効電力が設定値となるように電源電
圧に対して同相成分電圧の大きさを制御すると共
に直流電圧が設定値となるように電源電圧に対し
て90゜位相差成分電圧の大きさを制御するように
したことにある。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図で
ある。

第１図はPWMインバータがゲートターンオフ
サイリスタ（以下、GTOと記す）で構成されて
いる例である。

第１図において、１はPWMインバータの電源
側変換器で、交流側はリアクトル２４を介して商
用交流電源ACの各相Ｒ，Ｓ，Ｔに接続される。
電源側変換器１の直流側には電動機側変換器
（PWMインバータ）２が接続される。両変換器
１，２は各変換器を構成するGTOのアノード側
同士とカソード側同士がそれぞれ接続されてい
る。また、両変換器１，２を接続する直流回路間
には平滑コンデンサ１５が接続される。PWMイ
ンバータ２の交流側には誘導電動機３が接続され
ている。８はインバータ２の出力周波数および電
圧を指令する周波数指令回路、９は波高値一定で
可変周波数の３相正弦波信号を発生する発振器
で、出力周波数は指令回路８からの周波数指令信
号に比例する。１０は指令回路８と発振器９の各
出力信号を掛算し振幅値を変える乗算器、１１は
正負に変化する３角波の搬送波信号を発生する発
振器、１２は搬送波信号と乗算器１０の出力信号
を比較し後述するパルス幅変調信号（PWM信
号）を出力する比較器、１３はインバータ２の
GTOをオンオフ制御するゲート信号を出力する
ゲート回路である。なお、乗算器１０と比較器１
２については電動機３の相数に応じた３組ある
が、２組は記述を省略してある。

１４は変換器１の直流出力電圧の大きさを指令
する電圧指令回路、１６はコンデンサ１５の電圧
を検出する電圧検出器、１７は電圧指令回路１４
の電圧指令信号と検出器１６の出力電圧を突き合
わせ増巾する電圧偏差増巾器、１８は交流電源
ACの電圧を絶縁して取り出すための変圧器で、
交流電源の各相電圧に同位相の電圧信号及び各相
電圧に対して90度位相が異なる電圧信号を出力す
る。このような変圧器は２次巻線を２巻線にする
ことによつて容易に実現できる。１９は変換器１
の交流入力電流（瞬時値）を検出する電流検出
器、２０は電力偏差検出装置、２５は変圧器１
８、電流検出器１９及び電力偏差演算回路２０の
出力信号に基づき変換器１の交流入力電圧の基本
波分（瞬時値）の指令信号を出力する電圧演算回
路、２１は正負に変化する３角波の搬送波信号を
発生する発振器で、その周波数は交流電源ACの
数十倍である。２２は搬送波信号と演算回路２０
の出力信号を比較しパルス幅変調信号を出力する
比較器、２３は変換器１のGTOをオンオフ制御
するゲート信号を出力するゲート回路である。

なお、第１図においてＳ_RP，Ｓ_RNは電源側変換
器のＲ相の正側および負側のGTOを示し、Ｄ_R
_Ｐ，Ｄ_RNは同じく正側および負側の帰還ダイオー
ドを示している。

第２図は演算回路２０，２５の一例詳細構成図
で、２０１は変圧器１８と電流検出器１９の出力
信号に基づいて交流電源ACの有効分を検出する
有効電力検出器、２０２は同様に交流電源ACの
無効分を検出する無効電力検出器、２０３は増巾
器１７と有効電力検出器２０１の出力信号の偏差
を増巾する有効分偏差増巾器、２０４は交流電源
ACの相電圧に対して90度の位相差を有する電圧
信号ｅ_R′と増巾器２０３の出力信号を掛算する乗
算器、２０５は交流電源ACの無効電力の大きさ
を指令する無効分指令回路、２０６は無効分指令
信号と無効電力検出器２０２の出力信号の偏差を
増巾する無効分偏差増巾器、２０７は交流電源
ACの相電圧と同位相の電圧信号ｅ_Rと増巾器２０
６の出力信号を掛算する乗算器、２０８は乗算器
２０４と２０７の出力信号の加算を行う加算器で
ある。

次に、その動作を説明するに、まず電源側１の
動作を第３図を用いて説明する。同図ａは演算回
路２５の出力である光調信号Ｍと発振器２１の出
力である搬送信号Ｃを示す。比較器２２において
両信号ＭとＣの大小比較を行い、その大小関係に
応じて同図ｂの如きパルス幅変調信号（以後、
PWM信号と称する）が得られる。変換器１のＲ
相を構成するGTO Ｓ_RP，Ｓ_RNにはPWM信号に
応じてゲート信号が供給される。具体的には
PWM信号の正期間はＳ_RPがオン、Ｓ_RNはオフと
なるように、逆に負期間はＳ_RNがオン、Ｓ_RPはオ
フとなるようにゲート信号が加えられる。

この結果、電源側変換器１のＲ相の交流入力端
の電位は、直流回路の中性点を零電位とすると同
図ｂに示すPWM信号と同様に変化する。ところ
で、同波形には第３図ａの変調信号Ｍと同位相の
基本波分が含まれている。そして他のＳ相、Ｔ相
についても同様の制御が行われるため、基本成分
についてみると含む交流入力端の各相には120度
ずつ位相の異なる電圧が印加される。

第３図ｃに示す正弦波は交流電源電圧（Ｒ相）
を示す。同図ｃは電源電流が変換器１の交流入力
電圧に同位相で、変換器１が順変換動作している
場合を示している。電源電流は正の半波について
はダイオードＤ_RP又はGTO Ｓ_RN、負の半波につ
いてはダイオードＳ_RP又はGTO Ｄ_RNを通して直
流回路に流れるが、前述したようにGTO Ｓ_RP，
Ｓ_RNのオン、オフが制御される。このため、変換
器１から直流回路のＰ側に流入する直流電流は第
３図ｄに示す如くなり、同様に直流回路のＮ側か
ら変換器１に流入する直流電流は同図ｅに示す如
くなる。すなわち、平均的には直流回路のＰ側に
おいて直流電流は電源側変換器１から電動機側変
換器２に向つて流れ、Ｎ側では変換器２から変換
器１に流れる。なお、直流電流は同図ｅに示すよ
うに脈動するが、３相分を合わせたものとなるた
め、その脈動率は１相分のみより減少する。ま
た、変換器２への脈動の影響はコンデンサ１５に
より阻止される。

一方、変換器５が逆変換動作を行う場合には、
第３図ｆ〜ｈに示す如く各電流が流れる。同図
ｇ，ｈは直流回路のＰ側、Ｎ側の電流を示してい
るが、順変換動作の場合と電流の極性が反転して
いる。以上のようにして、変換器５は順変換と逆
変換の両動作を行うことができる。両動作の切換
えは変換器１の交流入力電圧の大きさと位相を制
御することにより行える。次にそれについて述べ
る。

演算回路２０の検出器２０１において以下の演
算が行なわれ、交流電源ACの有効分Ｐが検出さ
れる。

Ｐ＝ｅ_R・ｉ_R＋ｅ_S・ｉ_S＋ｅ_T・ｉ_T∝E₀Icos
………(1) ここに、ｅ_R、ｅ_S、ｅ_T：相電圧（瞬時値）ｉ_R、ｉ_S、ｉ_T：相電流（瞬時値） E₀：相電圧Ｉ：相電流：相電流の位相（電圧に対する遅れ角）有効分信号Ｐは増巾器２０３において増巾器１
７の出力信号と突き合わされ、その偏差信号が電
圧演算回路２５の乗算器２０４に加えられる。乗
算器２０４の一方の入力には電圧信号ｅ_Rに対し
て位相が90度遅れた電圧信号ｅ_R′が加えられてい
る。したがつて乗算器２０４からは電圧信号ｅ
_R′に同位相で振幅の大きさが有効分偏差に比例し
た信号が取り出される。

一方、検出器２０２において次式の演算が行な
われ交流電源ACの無効分Ｑが検出される。

Ｑ＝ｅ_R′・ｉ_R＋ｅ_S′・ｉ_S ＋ｅ_T′・ｉ_TE₀Isin ………(2) ここに、ｅ_R′、ｅ_S′、ｅ_T′：交流電源の各相電圧に対して
90度位相遅れの信号無効分信号Ｑは増巾器２０６において無効分指
令回路２０５からの指令信号と突き合わされ、そ
の偏差に応じた信号が乗算器２０７に加えられ
る。乗算器２０７の一方の入力には電圧信号ｅ_R
が加えられている。したがつて乗算器２０７から
は電圧信号ｅ_Rに同位相で大きさが無効力偏差に
比例した信号が取り出される。

第４図は交流電源ACの出力電圧E₀、変換器１
の交流入力電圧Ｅ_tおよび電源電流Ｉの関係を示
すベクトル図である。第４図ａは電流Ｉが電圧
E₀に対しだけ遅れている場合を示し、電圧Ｅ_t
はE₀に対しリアクタンス降下xI（ｘ：リアクト
ル２４のリアクタンス）だけ降下している。

ところで、受電端力率が1.0であるためには、
＝０であることが必要である。第４図ｂにその
条件でのベクトル図を示す。第４図のａとｂを比
較すると次のようなことが云える。

(1) 同図ａの＞０、つまり遅れ位相の場合、
＝０の場合に比べると電圧Ｅ_tの電圧E₀に同位
相成分が電圧E₀より小である。

(2) ＜０、つまり進み位相の場合、＝０の場
合に比べると電圧Ｅ_tの電圧E₀に同位相成分が
電圧E₀より大である。

したがつて、 (1) ＞０であるならば、電圧Ｅ_tの電圧E₀に同
位相成分が大となる如く制御し、また (2) ＜０であるならば、電圧Ｅ_tの電圧E₀に同
位相成分が小となる如く制御することにより、
＝０（力率＝1.0）に制御することが可能で
ある。

以上は変換器１が順変換動作を行う場合である
が、逆変換動作を行う場合においても同様であ
る。第５図はこの場合のベクトル図である。同図
ａに示す＞πでは同図ｂに示す＝πの場合に
比べ電圧Ｅ_tの電圧E₀に同位相成分は電圧E₀より
大である。当然のことながら、＜πではその逆
となる。したがつて＞πでは電圧Ｅ_tの電圧E₀
に同位相成分を小となる如く制御し、＜πでは
その逆となる如く制御すれば＝πに制御可能で
ある。

以上のことをsinについて整理すると、 (i) sin＞０（０π）の場合、電圧Ｅ_tの
電圧E₀に同位相成分を増大させる。

(ii) sin＜０（０＞＞−π）の場合、電圧Ｅ_t
の電圧E₀に同位相成分を減少させる。

であつて、sinの極性に応じてＥ_tのE₀に同位相
成分の増減方向が一義的に定まる。したがつて
sinに応じて電圧Ｅ_tのE₀に同位相成分の増減方
向及び増減割合を制御することにより力率を1.0
（＝０又は＝π）に保つことが可能となる。

以上の制御は無効電力検出器２０２、無効分指
令回路２０５、増巾器２０６および乗算器２０７
において行われる。すなわち、検出器２０２にお
いてIsinに比例した信号が検出され、ゲインの
大なる増巾器２０６において該信号と無効分指令
回路２０５からの指令信号（力率が１の場合は零
電圧信号）との偏差が増巾される。次に増巾器２
０６の無効分偏差信号と電源相電圧に同位相の電
圧信号ｅ_Rとが乗算器２０７において掛算され
る。

このようにして、乗算器２０７からは前述の関
係に従い変化する電源相電圧に同位相な電圧信号
が取り出される。この電圧信号は加算器２０８に
おいて乗算器２０４からの信号と加算され比較器
２２に加えられる。このようにして変換器１の交
流入力電圧Ｅ_t、換言すると電圧Ｅ_tのE₀に同位相
成分が制御されるため、電源力率は1.0（＝
０、又はπ）に制御される。

次に変換器１が順変換あるいは逆変換のいずれ
の動作を行うかを制御する動作を述べる。まず順
逆両動作と変換器１の交流入力電圧Ｅ_tの関係に
ついて述べる。

第４図ｂおよび第５図ｂを比較すると、順変換
動作の場合では交流入力電圧Ｅ_tは交流電源電圧
E₀より位相が遅れ、逆変換動作の場合は電圧Ｅ_t
は電圧E₀り進んでいる。換言すれば電圧Ｅ_tのE₀
に直交成分の極性に応じて両動作が切換わる。す
なわち、 (1) Ｅ_tのE₀に直交する成分の極性が正の場合（−π／２π／２）、順変換動作 (2) Ｅ_tのE₀に直交する成分の極性が負の場合（π／２＜＜３／２）、逆変換動作となる。

以上のことをcosについて整理し、さらにい
い換えると次のようになる。

(1) 順変換動作とCos０は一義的に対応す
る。順変換動作を行わせる際にはＥ_tの電圧E₀
に直交する成分を正極性に（Ｅ_tをE₀より遅れ
位相に）制御する。

(2) 逆変換動作とcos＜０は一義的に対応す
る。逆変換を行わせる際には電圧Ｅ_tの電圧E₀
に直交する成分を負極性に（Ｅ_tをE₀より進み
位相に）制御する。

以上の制御は、有効電力検出器２０１、増巾器
２０３および乗算器２０４において実行される。
まず検出器２０１においてIcosに比例した有効
分が検出される。増巾器２０３において有効分信
号と増巾器１７からの電圧偏差信号とが比較増巾
される。変換器１が順変換動作を行う場合につい
て述べる。この場合、平常状態ではコンデンサ１
５の電圧が電圧指令回路１４の電圧指令値よりも
小さく偏差増幅器１７からは正極性の電圧偏差信
号が出力されている。このとき、増巾器２０３は
電圧偏差信号より有効電力検出器２０１の有効分
信号が小さいと極性が正の出力信号を生じ、逆の
場合は減少して負極性になる。

次に乗算器２０４において増巾器２０３の出力
信号と電圧E₀に対し90度位相遅れの電圧信号ｅ
_R′が掛算される。したがつて、乗算器２０４から
は増巾器２０３の出力信号に応じて大きさが変化
し電圧E₀対して90度位相遅れの信号が取り出さ
れる。

一方、逆変換動作を行う場合においては、一時
的にコンデンサ１５の電圧が大きくなり、増巾器
１７からは負極性の電圧偏差信号が、また検出器
２０１からは電流の向きが逆となるため、負極性
の有効分信号が出力される。検出器２０１の有効
分信号が絶対値比較で増巾器１７の電圧偏差信号
より大である場合には増巾器２０３の出力信号は
負極性で大きさが減少し、逆に有効分信号が絶対
値比較で小である場合にはその出力信号は負極性
で大きさが増大する。この結果、逆変換動作を行
う場合においては、乗算器２０４からは増巾器２
０３の出力信号に応じて大きさが変化し、またｅ
_R′に対して位相が反転した信号すなわち電圧E₀
に対して90度位相進みの信号が出力される。

乗算器２０４の出力信号は加算器２０８におい
て乗算器２０７からの信号と加算され、比較器２
２に加えられる。このようにして乗算器２０４の
信号に従い変換器５の交流入力電圧（E₀に対し
90度位相差成分）が制御されるため、前述したベ
クトル図の関係に従い順逆変換動作の切換えおよ
び交流電源の出力電力の有効分（∝Icos）が制
御される。結局、有効電力は増巾器１７の出力信
号に応じ制御されることとなる。

次に増巾器１７の動作について述べる。コンデ
ンサ１５の電圧が指令信号より低い場合において
は、増巾器１７の出力信号は正方向に増大し、逆
の場合負方向に減少する。変換器１が順変換動作
を行う場合においては、前者の場合では増巾器２
０３以後の動作に従い交流電源の有効電力が増加
するよう制御される結果、変換器１の直流出力電
流はインバータ（電動機側変換器）２が要求する
電流以上に増加しコンデンサ１５には充電電流が
流入してコンデンサ電圧は所定値まで上昇する。
一方後者の場合では以上とまつたく逆にコンデン
サ電圧は下降し所定値に制御される。

一方、変換器１が逆変換動作を行う場合におい
ては、増巾器１７の出力信号の極性は負に転じて
おり、コンデンサ電圧が設定値より低い場合では
その出力信号の絶対値が減少し、逆の場合その絶
対値は増加する。この結果、前者の場合では交流
電源の有効電力が減少するように制御されるた
め、変換器１の直流入力電流はインバータ２が出
力する直流電流以下に減少しコンデンサ１５には
充電電流が流入してコンデンサ電圧は所定値まで
上昇する。一方、後者では以上と逆にコンデンサ
電圧は所定値まで下降する。

以上のようにして、順逆変換を通じてコンデン
サ電圧は所定値に制御される。

以上は変換器１の動作を述べたが、次にインバ
ータ２側の動作を述べる。比較器１２の入力信号
に応じてインバータ２の出力電圧が制御されるこ
とは変換器１の場合と同様である。

乗算器１０は指令回路８と発振器９の信号を掛
算しその出力信号は比較器１２に加えられる。し
たがつて、インバータ２の出力電圧は周波数およ
び大きさとも指令回路８の信号に比例する如く制
御される。ここで、周波数を電動機の周期速度以
上に指令すれば電動機は電動運転を、逆に同期速
度以下に指令すれば発電運転を行うことは周知で
ある。このときインバータ２はそれぞれ逆変換動
作および順変換動作を行い、電動機速度は周波数
指令信号に追従する如く制御される。

インバータ２の直流入力電流は、逆変換動作の
場合では変換器１からインバータ２に向つて流
れ、逆に順変換動作を行う場合にはインバータ２
から変換器１に流れる。この際、前述したように
コンデンサ１５の電圧は一定に制御されているた
め、変換器１の直流出力電流とインバータ１の直
流入力電流は常に平衡する。すなわち、インバー
タ２と変換器５は互いに逆の動作を行うことにな
る。

以上のように動作するのであるが、電動機の電
動運転と回生制動が可能で、かつ交流電源の力率
を常に1.0にできる。また、電源側変換器が交流
電源から受けとる有効電力と無効電力をそれぞれ
独立に制御できる。さらに、両変換器がPWM変
換器であるため電動機電流が正弦波状となりトル
クリプルを発生せず、また電源高調波も発生しな
くなる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、回生制動
が可能であると共に電源力率を高くでき、その上
有効電力と無効電力を独立に制御できる。

なお前記実施例では、インバータ５とインバー
タ２にGTOを用いた例について示したが、トラ
ンジスタあるいはサイリスタを用いる場合でも本
発明を適用でき同様の効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、
第２図は第１図における一部回路の詳細回路図、
第３図は本発明の実施例の動作を説明するための
波形図で、第４図、第５図は同じくベクトル図で
ある。２，５……インバータ、３……誘導電動機、８
……周波数指令回路、９……発振器、１０……乗
算器、１１……発振器、１２……比較器、１３…
…ゲートアンプ、１４……電圧指令回路、１５…
…コンデンサ、１６……電圧検出器、１７……電
圧偏差増巾器、１８……変圧器、１９……電流検
出器。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源電圧を直流に変換する第１パルス幅
変調型インバータと、該第１インバータの直流出
力を可変電圧可変周波の交流に変換する第２パル
ス幅変調型インバータと、該第２インバータによ
り駆動される交流電動機と、前記第１および第２
インバータ間を接続する直流回路間に接続された
コンデンサと、周波数指令信号に応じて前記第２
インバータの点弧制御を行う周波数制御手段と、
前記交流電源の無効電力を検出する電力検出手段
と、前記交流電源の電力検出点における無効電力
の大きさを設定する無効電力設定手段と、前記直
流回路の電圧の大きさを設定する電圧設定手段
と、前記直流回路の電圧を検出する電圧検出手段
と、前記第１インバータの点弧制御を行う電力制
御手段であつて、その点弧制御は前記直流回路電
圧の設定値と実際値の偏差に応じて前記交流電源
電圧に直交する前記第１インバータの交流入力電
圧成分を調整し、前記無効電力の設定値と実際値
の偏差に応じて前記交流電源電圧に同相の前記第
１インバータの交流入力電圧成分を調整するよう
に前記第１インバータの点弧制御を行う電力制御
手段とを具備した交流電動機の制御装置。