JPH0334670A - サービス信号音発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は可聴信号音発生装置、とくにデジタル信号を扱
う交換機などの通信機器に有利に適用されるサービス信
号音発生装置に関する。

（従来の技術） 周知のようにたとえば電話交換などにおいて、その交換
制御を行なう交換機は１発信音、呼出音または話中音な
どのサービス音を、収容端末である電話機に送出するこ
とにより、種々の状態を加入者に知らせている。近年、
このような交換機は、アナログ交換機からディジクル交
換機に代わりつつあり、ディジタル交換機ではこれら可
聴音信号をディジタル的に発生させている、たとえば、
電子通信学会績、「ディジタル信号処理の応用」第３版
、第１３５〜１３７頁（昭５８、７．１０１には、ディ
ジタル的にトーン信号を発生させる正弦波発生回路の従
来技術が記載されている。こ１：に記載されているよう
に、ディジタル的にトーン信号を発生させる従来技術と
しては、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　０ｎｌｙ　ＩＪｅｍｏｒｙ
）を用いるものと、２次巡回型フィルタを用いるものが
ある。

ＲＯＭを用いる正弦波発生回路の従来技術は、基本波１
周期分の正弦波関数値をＲＯＭに格納しておき、アドレ
スカウンタによりこのＲＯ＆ｌのアドレスを、サンプリ
ング周期１／ｆｓで順次指示することにより格納されて
いる関数値を読み出すものである。この従来技術では、
ＲＯＩＪに格納された関数値をｎ個ずつ飛ばして読み出
すことにより、基本波のｎ倍の周波数を発生させること
ができる。　ＲＯＭの容量Ｍは、基本波の周波数をｆｏ
とすると次式％式％ 交換機から電話機に送出される可聴音信号のうち、たと
えば呼出音は４００Ｈｚの正弦波信号を１６Ｈｚの正弦
波で振幅変調した信号である。したがって基本周波数ｆ
ｏは１６Ｈｚとなる。また、サンプリング周波数ｆｓは
たとえば８　ｋＨｚである。したがって、ＲＯＭの容量
は８０００／１６＝５０Ｏｆワード）必要となる。

２次巡回型フィルタを用いる正弦波発生回路の従来技術
は、２個の遅延器と係１Ｉｉｂｉの乗算器を配設し、こ
れら遅延器の初期値を零として、入力端子に単位インパ
ルス列を加えて発振を開始するようにしたものである。

発振周波数ｆｏは、サンプリング周波数をｆｓとすると
、次式ｆｂｌで示すことができる。

これより明らかなように、発振周波数ｆｏは係ｆｉｂｌ
の値によって決まる。また、出力信号をｙ　ｆｎｌとす
ると、この信Ｍｙ（ｎ）の２変換は、次式ｆｃｌで表わ
される。

Ｙ（ｚｌ＝　　１　　／　（１−ｂｌｚ−’＋ｚ−１、
、、（ｃ）但し、ｂｌ＝　２　ｃｏｓ　（２ｉ　ｆｏ／
ｆｓ）（発明が解決しようとする課題） しかしながら２次巡回型フィルタを用いる従来技術では
、発振周波数ｆｏがサンプリング周波数ｆｓに比べて非
常に小さくなる場合、係数ｂｌの変化に対する発振周波
数ｆｏの変化が非常に大きくなり。

フィルタ内部のタイナミックレンジが劣化する。

このため、有限な係数語長、演算語長では、任意の発振
周波数を設定できないとともに、安定に発振させること
もできないという欠点があった。

したがって、たとえば交換機の呼出音のように、８　ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数ｆＳに比べて１６Ｈｚという
非常に低い周波数ｆｏを発振させる必要がある場合には
、２次巡回型フィルタを用いることはできなかった。こ
のため、多くのＲＯＭを用いることによって可聴音信号
をディジタル的に発生させなければならなず、ハードウ
ェア構成が大きくなるという欠点があった。

本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、２次巡回
型フィルタを用いて、発振周波数がサンプリング周波数
に比べて非常に小さい場合でも、有限な係数語長、演算
語長で任意の周波数の正弦波を安定に発振できるように
するとともに、ＲＯＭを使用する場合でもその容量を格
段に減らすことが可能なサービス信号音発生装置を提供
することを目的とする。

（課題を解決するための手段） 本発明は上述の課題を解決するために、デジタル的に可
聴信号を発生するサービス信号音発生装置は、可聴音信
号を出力する可聴音信号発振手段と、この可聴音信号よ
り低い周波数の正弦波を発生する変調信号発振手段と、
可聴音信号発振手段より出力された可聴音信号と変調信
号発振手段からの正弦波を入力し、可聴音信号を正弦波
により変調する変調手段とを有する。

（作　用） 本発明によれば、変調手段は、可聴音信号発振手段より
出力された可聴音信号と変調信号発振手段からの正弦波
をそれぞれ入力し、可聴音信号を正弦波により変調する
ことによりサービス信号旨を出力する。

（実施例） 次に添付図面を参照して本発明によるサービス信号音発
生装置の実施例を詳細に説明する。

第１図を参照すると１本発明によるサービス信号音発生
装置の実施例のブロック図が示されている。サービス信
号音発生装置ｌは、たとえば交換機の呼出音発生回路な
どに適用され、同図に示すように、変調信号発振回路２
、変調回路３および可聴音信号発生回路４を有する。

呼出音は、たとえば４００Ｈｚの正弦波信号を１６Ｈｚ
の正弦波で振幅変調した信号である。このため本実施例
では、これら信号を変調信号発振回路２と可聴音信号発
振回路４により生成している。すなわち変調信号発振回
路２は１６Ｈｚの振幅変調周波数ｆｃを出力する発振回
路であり、また可聴音信号発振回路４は４００Ｈｚの正
弦波周波数ｆｏを出力する発振回路である。これら振幅
変調周波数ｆｃの変調信号ｙ　ｔｎ）および正弦波周波
数ｆｏの可聴音信号は、それぞれ変調回路３に入力され
る。

変調回路３は、周波数ｆｏの可聴音信号を変調信号ｙ　
（ｎ）で振幅変調することにより、呼出音信号ｘ　（ｎ
ｌを出力する回路である。すなわち変調回路３は、加算
器３４とミクサ３６とを有し、加算器３０には変調信号
ｙ　ｆｎ）および信号ｒｌＪが入力される。

加算器３４は、これら入力信号を加算した信号をミクサ
３６に送る。ミクサ３６は、この加算された信号と可聴
音信号ｆｏをミキシングすることにより呼出音信号ｘ　
（ｎ）を生成してこれを出力する。この呼出音信号波形
は、以下に示す（１１式よって表わすことができる。

ｘ（ｎｌ　＝　（ｌ＋ｙ（ｎｌ　）ｓｉｎ（２−ｒｒ、
ｆｏｎＴ）ｙ（ｎ）＝　ｋｓｉｎ（２ｘ　ｆｃｎＴ）　
　　　　　、　、　、　　ｆｌ）Ｔ＝ｌ／ｆｓ 但し、ｋは変調率を、また下はサンプリング周期をそれ
ぞれ表わしている。

第２図および第３図には可聴音信号発振回路４の実施例
がそれぞれ示されている。第２図に示されている可聴音
信号発振回路４Ａは、ＲＯＭを用いることにより、ディ
ジタル的に４ＱＯＨｚの可聴音を発生させる発振回路で
ある。同図に示されているＲＯＭ４０には、基本波４０
０Ｈｚの１周期分の正弦波関数値が格納されている。ま
た、アドレスカウンタ４２は、このＲＯＭ　４０のアド
レスを、サンプリング周期１／ｆｓで順次指示すること
により格納されている関数値を読み出すカウンタである
。

ＲＯＭ４０の容量Ｍは、基本波の周波数をｆｏとすると
、以下に示す（２）式で与えられる。

Ｍ＝ｆｓ／ｆｏ　　、　、　、　　　（２１このため、
サンプリング周波数ｆｓをたとえば８　ｋＨｚとすると
、基本波の周波ｒｌｌｆｏは４００Ｈｚであるので、　
ＲＯＭ　４０の容量は８０００／４０口＝２０（ワード
）となる、このように同実施例では従来技術に比べ格段
に少ないＲＯＭの容量で可聴音信号発振回路４を形成す
ることができる。

第３図には可聴音信号発振回路４の他の実施例である可
聴音信号発振回路４Ｂが示されている。同図に示すよう
に同実施例では、２個の遅延器４４．４６と乗算器４８
を含む２次巡回形フィルタ方式の回路が用いられている
。なお、乗算器４８の乗算係数ｂｌは、４００　Ｈｚの
ディジタル的な正弦波を発生するような値に設定されて
いる１発振回路４Ｂを発振させる場合、２個の遅延器４
４ｉ３よび４６の初期値を零とし、入力端子１００に単
位インパルス列δｆｎｌ　を加える。これにより、出力
端子１１０より４００Ｈｚの可聴音信号ｙ　（ｎｌが出
力される。この信号ｙ（ｎｌのＺ変換は１次式（３）で
表わされる。

Ｙ（ｚｌ　＝　１　／　（１−ｂｌｚ　＋ｚ−”）　　
、　、　、　　ｆ３１但し、ｂｌ＝　２　ｃｏｓ　ｆ２
πｆｏ／ｆｓ）第４図は、変調信号発振回路２の第１の
実施例を示す回路図である。変調信号発振回路２Ａは、
入力端子２０．出力端子２１．第１．第２．第３．第４
の加算器２２，２３，２４．２５　、第１．第２の遅延
器２６．２７　、および乗算係数５１．８２．β１．β
２をそれぞれ有する乗算器２８．２９．３０．３１を備
えている。

入力端子２０には順次、加算器２２、乗算器２８、加算
器２３、遅延器２６、乗算器２９、加算器２４、遅延器
２７および出力端子２１が縦続接続されている。遅延器
２６の出力側はまた、加算器２３にフィードバック接続
されている。同様に遅延器２７の出力側ちまた、加算器
２４にフィードバック接続されている。

また、遅延器２６．２７の出力側はそれぞれ、乗算器３
０．３１を介して加算器２５の入力側に接続され、この
加算器２５の出力側が加算器２２の入力側にフィードバ
ック接続されている。

変調信号発振回路２Ａは、遅延器２６．２７の初期値が
零のとき、入力端子２０に単位インパルス列ｂ（０）を
加えると、発振を開始する発振回路である。次にこの回
路における発振動作を説明する。

単位インパルス列δ（ｎｌが入力端子２０に供給される
と、その単位インパル又列δｆｎ）は、乗算器２８で係
数ＳＬが掛けられた後、加算器２３および遅延器２６を
通過し、一方の乗算器３０で係数βｌが掛けられて加算
器２５の一方の入力側に供給される。また、これととも
に、他方の乗算器２９で係数５２が掛けられ、加算器２
４および遅延器２７を通して再び乗算器３１により係数
β２が掛けられて加算器２５の他方の入力側に供給され
る。加算器２５は、これら信号を入力すると、これら２
入力を加算し、その加算結果を加算器２２ヘフｆ−ドパ
ツクする。このため、この加算器２２はフィードバック
された加算結果を単位インパルス列δｆｎ）に加え、乗
算器２８側へ供給する。このようにして発振が開始され
る。

発振開始後は２つの遅延器２６．２７が働く、つまり、
一方の遅延器２６は乗算器２８の出力を係数Ｚ−ｌの時
間だけ遅らせるにのため、その遅れた出力が加算器２３
によって乗算器２８の出力と加算され、その加算結果が
再び遅延器２６で遅延された後、乗算器２９．３０側へ
供給される。同様に、他方の遅延器２７も、乗算器２９
の出力を係数２−’の時間だけ遅らせ、その遅らせた出
力が加算器２４によって乗算器２９の出力と加算され、
その加算結果が再び遅延器２７で遅延された後１乗算器
３１１１１へ供給される。

発振状態が安定化すると、出力端子２１からは出力サン
プル列ｙｌｎｌの正弦波発振波形が出力される。この出
力ザンブル列ｙ　ｆｎｌのＺ変換Ｙ　ＴＺ）は次式％式
％ （４） 前２ｆ３）式と（４）式を比較することにより、乗算係
数ｓｉ、ｓｚ、βｌ、β２と発振周波数ｆｃとの関係は
、次式で示される。

Ｓｌβ１　＝　２　（ｃｏｓｆ２πｆｃ／ｆｓ）−１１
，−、＋５１但し、ｆｓはサンプリング周波数 Ｓ２β２＝β１　　　　　　　　　　、、、ｆ６）（５
）式を解くと、 ｆｃ／ｆｓ　　＝　ｆｌ／２π）　　ＣＯ３−’　　（
ｆｓｌβ１．／２］４１）（７） となり、この（７）式に（６）式を代入すると、次の（
９）式となる。

ｆｃ／ｆｓ　　＝　　（１／２π）　　ＣＯ３−’　　
（（ＳＩＳ２β２／２１＋１）、、１８） 従来技術では、ｆｃ／ｆｓ≦１のとき、乗算係数ｂｉが
１に近い数であった。これに対して、第４図の回路では
、＋５１　、　（６）　、　ｆ７）　、　（８１式より
、Ｓ１β１（１，５ＩＳ２β２（１であるので１乗算係
数の変化に対する発振周波数ｆｃの変化を小さくするこ
とができ、乗算係数の語長が有限の場合においても１発
振可能な周波数の制限を大幅に緩和することができる。

また１乗算器２８．２９によって、それぞれ遅延器２６
．２７への入力信号レベルが大きくなり過ぎるのを防ぐ
ため、有限な演算語長においても非常に低い周波数を安
定に発振させることができる。

乗算係数ＳＬ、　Ｓ２、β１、β２は以下に述べる手順
によって決定される。まず、所望の発振周波数ｆｃが与
えられたら、第（５）式によりＳｔＸβｌの値を求め、
これより遅延器２６の信号レベルが大きくなり過ぎない
ようにＳｔ、　βＩの値を決定する。次にβｌの値から
、同様にして遅延器２７の信号レベルが大きくなり過ぎ
ないように、（６）式を用いてＳ２、β２の値を決定す
る。また、Ｓｔ、　Ｓ２の値は、出力信号レベルが（１
）式の変調率にとなるように考慮して決める。

第５図には、変調信号発振回路の第２の実施例として変
調信号発振回路２Ｂの回路図が示されている。なお以後
の説明において、第４図と同じ要素には同一の符合が付
されている。同図に示すようにこの発振回路２Ｂは、第
４図の乗算器２９の乗算係数３２を１とした場合、乗算
器３０と３１の乗算係数β１と８２が等しくなるので、
その乗算器３０．３１に代えてそれと等価な乗算器５０
を加算器２５の出力側に接続したものである。

乗算器５０の乗算係数をβとした場合、出力端子２１か
ら出力される出力サンプル列ｙ（ｎ）の２変換Ｙ　ｆｉ
ｌは、次式で示される。

Ｙ（Ｚ）　＝　３１２−”　／　（ｌ−（２＋ＳＩ　Ｂ
　１２−’＋２−”）、、、＋９１ 前記（３）式と（９）式を比較することにより、乗算係
数ｓ　ｔ　、βと発振周波数ｆｃの関係は、次の＋１０
１式または＋１１１式によって示される。

Ｓ１β＝　２　（ｃｏｓ（２ｉ　ｆｃ／ｆｓｌ−１）（
ｌＯ） ｆｃ／ｆｓ　＝　（１／２ｘ　）　　ｃｏｓ−’（Ｓｔ
β／２＋　１　）、、、　　　（Ｉｌｌ 第２の実施例の発振回路２Ｂでは、第１の実施例の発振
回路２Ａと同様に、ｆｃ／ｆｓ（１のとき、（ｉｏ１式
よりＳｌβ（ｌとなるので、乗算係数の変化に対する発
振周波数ｆｏの変化を小さくすることができる。したが
って、乗算係数語長が有限の場合においても発振可能な
周波数の制限を大幅に緩和することが可能となる。同時
に１乗算器２８によって遅延器２６．２７の入力信号レ
ベルが大きくなり過ぎるのを防ぐため、有限な演算語長
においても安定に発振させることができる。

乗算係数Ｓｔ、βの決定は、第４図に示した第１の実施
例の回路の乗算係数ＳＬ、βｌを決める手順とまったく
同様にして行なう、この場合、第１の実施例のように遅
延器２６．２７の入力信号レベルを独立に調節すること
はできないが、同実施例の発振回路２Ｂでも実用上十分
安定に発振させることができ、第４図の回路に比べてそ
の回路構成が簡単になる効果がある。

第６図は、変調信号発振回路２の第３の実施例である変
調信号発振回路２Ｃの回路図が示されている。同実施例
では第２の実施例において、入力端子２０と加算器２２
を省略し、乗算器５０の出力であるフィードバック信号
を直接乗算器２８に入力するようにしたものである。同
実施例の回路２ｃでは、遅延器２６の初期値を乗算器２
８の係数Ｓｌと同じ値とすることにより、発振を開始す
る。この場合、第２の実施例との相違は、正弦波の位相
が１サンプル時間進んでいるだけであり、さらに回路を
簡略化することができる。

なお、本実施例では本発明を交換機の呼出音発生回路に
適用した例で説明したが１本発明は勿論これに限定され
るものではな°い、すなわち、サンプリング周波数に比
べ基本周波数が低い可聴信号であれば、呼出音以外にも
有利に本発明を適用可能である０本発明はまた、デジタ
ル的に可聴信号を発生する、たとえば通信端末機器また
は情報機器にも適用できる。

（発明の効果） このように本発明によれば、非常に低い周波数の変調信
号を２次巡回フィルタを用いて安定に発振させることが
できるようにした。このため、たとえば従来のＲＯＭを
用いた呼出音信号発生回路のように多くのＲＯＭを必要
とせず、したがってハードウェア量を大幅に削減するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるサービス信号音発生装置の実施例
を示すブロック図。 第２図は、第１図に示されている可聴音信号発振回路の
実施例を示す回路図、 第３図は、第１図に示されている可聴音信号発振回路の
他の実施例を示す回路図、 第４図は、第１図に示されている変調信号発振回路の第
１の実施例を示す回路図、 第５図は、第１図に示されている変調信号発振回路の第
２の実施例を示す回路図、 第６図は、第１図に示されている変調信号発振回路の第
３の実施例を示す回路図である。 の、Ｃ″の！日 １、、、、、、サービス信号音発生装置２、、、、、、
変調信号発振回路 ３、、、、、、変調回路 ４、、、、、、可聴音信号発振回路 ２２〜２５．３４　、　、加算器 ２６．２７．４４．４６ ２８〜３１．５０　　。 ３６、　　、　　、　　、　　。 ４０、　　、　　、　　、　　。 ４２、　　、　　、　　、　　。 遅延器 乗算器 ミクサ ＯＭ アドレスレジスタ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、デジタル的に可聴音信号を発生するサービス信号音
   発生装置において、該装置は、 前記可聴音信号を出力する可聴音信号発振手段と、 前記可聴音信号より低い周波数の正弦波を発生する変調
   信号発振手段と、 前記可聴音信号発振手段より出力された前記可聴音信号
   と前記変調信号発振手段からの前記正弦波を入力し、該
   可聴音信号を該正弦波により変調する変調手段とを有す
   ることを特徴とするサービス信号音発生装置。 ２、請求項１に記載のサービス信号音発生装置において
   、前記変調信号発振手段は、 入力端子を介し入力信号を、また第１の帰還信号をそれ
   ぞれ入力し、これら信号を加算して第１の加算結果とし
   て出力する第１の加算器と、第１の加算結果を入力し、
   該加算結果に第１の係数を乗算する第１の乗算器と、 第１の乗算器により乗算された乗算結果を入力するとと
   もに第２の帰還信号を入力し、これらを加算して第２の
   加算結果として出力する第２の加算器と、 第２の加算結果を入力し、該加算結果を所定の時間遅延
   させた第１の遅延信号を第２の帰還信号として第２の加
   算器に出力する第１の遅延器と、 第１の遅延信号を入力し、該信号に第２の係数を乗算す
   る第２の乗算器と、 第２の乗算器により乗算された乗算結果を入力するとと
   もに第３の帰還信号を入力し、これらを加算して第３の
   加算結果を出力する第３の加算器と、 第３の加算結果を入力し、該加算結果を所定の時間遅延
   させた第２の遅延信号を第３の帰還信号として第３の加
   算器に出力する第２の遅延器と、 第１の遅延信号を入力し、該信号に第３の係数を乗算す
   る第３の乗算器と、 第２の遅延信号を入力し、該信号に第４の係数を乗算す
   る第４の乗算器と、 第３の乗算器および第４の乗算器により乗算された信号
   をそれぞれ入力し、これら信号を加算した第４の加算結
   果を第１の帰還信号とする第４の加算器を有することを
   特徴とするサービス信号音発生装置。 ３、請求項１に記載のサービス信号音発生装置において
   、前記変調信号発振手段は、 入力端子を介し入力信号を、また第１の帰還信号をそれ
   ぞれ入力し、これら信号を加算して第１の加算結果とし
   て出力する第１の加算器と、第１の加算結果を入力し、
   該加算結果に所定の係数を乗算する乗算器と、 該乗算器により乗算された乗算結果を入力するとともに
   第２の帰還信号を入力し、これらを加算して第２の加算
   結果として出力する第２の加算器と、 第２の加算結果を入力し、該加算結果を所定の時間遅延
   させた第１の遅延信号を第２の帰還信号として第２の加
   算器に出力する第１の遅延器と、 第１遅延信号および第３の帰還信号をそれぞれ入力し、
   これらを加算して第３の加算結果を出力する第３の加算
   器と、 第３の加算結果を入力し、該加算結果を所定の時間遅延
   させた第２の遅延信号を第３の帰還信号として第３の加
   算器に出力する第２の遅延器と、 第１の遅延信号および第２の遅延信号を入力し、これら
   信号を加算した第４の加算結果を第１の帰還信号とする
   第４の加算器を有することを特徴とするサービス信号音
   発生装置。 ４、請求項１に記載のサービス信号音発生装置において
   、前記変調信号発振手段は、 入力した信号に一定の係数を乗算する乗算器と、 該乗算器により乗算された乗算結果を入力するとともに
   第１の帰還信号を入力し、これらを加算して第１の加算
   結果として出力する第１の加算器と、 第１の加算結果を入力し、該加算結果を所定の時間遅延
   させた第１の遅延信号を第１の帰還信号として第１の加
   算器に出力する第１の遅延器と。 第１遅延信号および第２の帰還信号をそれぞれ入力し、
   これらを加算して第２の加算結果を出力する第２の加算
   器と、 第２の加算結果を入力し、該加算結果を所定の時間遅延
   させた第２の遅延信号を第２の帰還信号として第２の加
   算器に出力する第２の遅延器と、 第１の遅延信号および第２の遅延信号を入力し、これら
   信号を加算した第３の加算結果を前記乗算器の入力信号
   として出力する第３の加算器とを有し。 前記乗算器の係数値を第１の遅延器の初期値とすること
   を特徴とするサービス信号音発生装置。