JPH0336963A - インバータ装置 - Google Patents
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- JPH0336963A JPH0336963A JP1165429A JP16542989A JPH0336963A JP H0336963 A JPH0336963 A JP H0336963A JP 1165429 A JP1165429 A JP 1165429A JP 16542989 A JP16542989 A JP 16542989A JP H0336963 A JPH0336963 A JP H0336963A
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- H05B41/2824—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using control circuits for the switching element
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- H—ELECTRICITY
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- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M7/53803—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、直流を交流に変換して出力するインバータ
装置に関するものである。
装置に関するものである。
第１２図はこの種の従来のインバータ装置の回路図であ
る。図において、Ｑ＋ 、Ｑ２はそれぞオＡ端了、Ｂ嶋
子からの人力信号により駆動され２トランジスタ等のス
イッチング素子、Ｑ３．Ｑ−は出力トランスＴの一次巻
線Ｎに接続されたＭＣ３ＦＥＴ等のスイッチング素子で
、出力トランヌＴの一次巻線Ｎにはセンタータップが設
けられ、このセンタータップに直流電源ＶＣＣが接続さ
れている。ＣＩは出力トランスＴの二次巻線Ｓに接躬さ
れたコンデンサで、このコンデンサＣＩを介してＣＦＬ
等の負荷１が接続されている。Ｒｏ。
る。図において、Ｑ＋ 、Ｑ２はそれぞオＡ端了、Ｂ嶋
子からの人力信号により駆動され２トランジスタ等のス
イッチング素子、Ｑ３．Ｑ−は出力トランスＴの一次巻
線Ｎに接続されたＭＣ３ＦＥＴ等のスイッチング素子で
、出力トランヌＴの一次巻線Ｎにはセンタータップが設
けられ、このセンタータップに直流電源ＶＣＣが接続さ
れている。ＣＩは出力トランスＴの二次巻線Ｓに接躬さ
れたコンデンサで、このコンデンサＣＩを介してＣＦＬ
等の負荷１が接続されている。Ｒｏ。
Ｒ２は抵抗である。
上記構成の回路は、他動式インバータ回路となっており
、Ａ端子、Ｂ＠子にはＣＰＵあるいは調光回路等の外部
回路から例えば数十ＫＨ２の周波数の互いに１８０″位
相がずれた矩形波の制御信号がそれぞれ連続的に入力さ
れる。これ（より、出力トランスＴの一次巻線Ｎに接続
されたスイッチング素子Ｑ３−Ｑ４もオン（ＯＮ）、オ
フ（ＯＦＦ）を繰り返し、出力トランスＴの二次巻線Ｓ
に交流が発生し、この交流が負荷１に供給される。その
際、出力トランスＴとコンデンサｃ１によってタンク回
路か形成されており、その共振周波数と一４二記外部回
路からの制御４３号の周波数は出力が最大になるように
マツチング（整合）され、ｆ１荷１に安定した電源が供
給されるようになっている。第１３図は負荷１の両端の
電圧波形をボしたものである。
、Ａ端子、Ｂ＠子にはＣＰＵあるいは調光回路等の外部
回路から例えば数十ＫＨ２の周波数の互いに１８０″位
相がずれた矩形波の制御信号がそれぞれ連続的に入力さ
れる。これ（より、出力トランスＴの一次巻線Ｎに接続
されたスイッチング素子Ｑ３−Ｑ４もオン（ＯＮ）、オ
フ（ＯＦＦ）を繰り返し、出力トランスＴの二次巻線Ｓ
に交流が発生し、この交流が負荷１に供給される。その
際、出力トランスＴとコンデンサｃ１によってタンク回
路か形成されており、その共振周波数と一４二記外部回
路からの制御４３号の周波数は出力が最大になるように
マツチング（整合）され、ｆ１荷１に安定した電源が供
給されるようになっている。第１３図は負荷１の両端の
電圧波形をボしたものである。
しかしながら、−に記のような従来のインバータ装置に
あっては、外部より人力される制御イ３呂の周波数と出
力トランス及びコンデンサによるタンク回路の共振周波
数は、出力トランスのインダクタンスのバラツキにより
完全にマツチングできず、効率が低下するという問題点
があり、また、外部からの人力制御信号が矩形波である
と負荷にかかる電圧は矩形波の微分波形になり、負荷に
一時的に高い電圧が印加され、負荷の最適な制御ができ
ないという問題点かあった。
あっては、外部より人力される制御イ３呂の周波数と出
力トランス及びコンデンサによるタンク回路の共振周波
数は、出力トランスのインダクタンスのバラツキにより
完全にマツチングできず、効率が低下するという問題点
があり、また、外部からの人力制御信号が矩形波である
と負荷にかかる電圧は矩形波の微分波形になり、負荷に
一時的に高い電圧が印加され、負荷の最適な制御ができ
ないという問題点かあった。
この発明は、このような問題点に着目してなされたもの
で、効率が良く、負荷の最適な制御が可能なインバータ
装置を得ることを目的としている。
で、効率が良く、負荷の最適な制御が可能なインバータ
装置を得ることを目的としている。
この発明のインバータ装置は、次のように構成したもの
である。
である。
（ａ）出力トランスの一次側に人力された直流をスイッ
チング素子の駆動により交流に変換して該トランスの二
次側から出力するインバータ装置において、前記スイッ
チング素子を駆動させるための発振信号と出力トランス
により形成された共振回路の共振周波数とを整合させる
周波数制御手段を備えた。
チング素子の駆動により交流に変換して該トランスの二
次側から出力するインバータ装置において、前記スイッ
チング素子を駆動させるための発振信号と出力トランス
により形成された共振回路の共振周波数とを整合させる
周波数制御手段を備えた。
（ｂ）上記（ａ）のインバータ装置において、周波数制
御手段は、手動で周波数を調整するようにした。
御手段は、手動で周波数を調整するようにした。
（Ｃ）上記（ａ）のインバータ装置において、周波数制
御手段は、出力トランスの出力電圧が最大になるように
周波数を自動調整するようにした。
御手段は、出力トランスの出力電圧が最大になるように
周波数を自動調整するようにした。
（ｄ）上記（ａ）のインバータ装置において、周波数制
御手段は、人力直流電流が最大になるように周波数を自
動調整するようにした。
御手段は、人力直流電流が最大になるように周波数を自
動調整するようにした。
（ｅ）上記（ａ）のインバータ装置において、周波数制
御手段は、スイッチによりアップカウント及びダウンカ
ウントするカウンタの出力に基づいてＰＷＭ信号を発生
ずるＰＷＭ信号発生器で構成した。
御手段は、スイッチによりアップカウント及びダウンカ
ウントするカウンタの出力に基づいてＰＷＭ信号を発生
ずるＰＷＭ信号発生器で構成した。
、（ｆ）上記（ｅ）のインバータ装置において、周波数
制御手段は、複数のカウンタ及びＰＷＭ信号発生器で構
成した。
制御手段は、複数のカウンタ及びＰＷＭ信号発生器で構
成した。
（ｇ）上記（ａ）ないしくｆ）何れかのインバータ装置
において、出力トランスの一次側と直流電源との間に、
該トランスの一次側のインダクタンスより大きなインダ
クタンスをもつコイルを介装した。
において、出力トランスの一次側と直流電源との間に、
該トランスの一次側のインダクタンスより大きなインダ
クタンスをもつコイルを介装した。
この発明のインバータ装置Ｃおいては、外部からの発振
信号の周波数と共振周波数とを整合させる手段が備えら
れているので、効率が良く、負荷の最適な制御を行うこ
とができる。
信号の周波数と共振周波数とを整合させる手段が備えら
れているので、効率が良く、負荷の最適な制御を行うこ
とができる。
（実施例）
第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図である
。図において、ｌは負荷、２は出力トランス及びスイッ
チング素子を内蔵した出方回路（昇圧回路）で、出力ト
ランスの一次側に人力された直流をスイッチング素子の
駆動により交流に変換して該トランスの二次側から負荷
１に出力する。３はそのスイッチング素子を駆動するた
めの駆動パルスを出力するＣＰＵ （中央処理装置〉、
４はこのＣＰＵ３にクロック（ＣＫ）を出力するＶ Ｃ
Ｏ（ｖｏｌ ｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｌｅｄ ｏｓ
ｃｉ目ａｔｏｒ）、５はＶＣＯ４の出力周波数を変化さ
せる可変抵抗で、上記出力回路２のスイッチング素子を
駆動させるための発振４３号（駆動パルス）と出力トラ
ンスとコンデンサにより形成されたＬＣ共振回路の共振
周波数とをマツチング（整合）させる周波数制御手段と
して設けられている。
。図において、ｌは負荷、２は出力トランス及びスイッ
チング素子を内蔵した出方回路（昇圧回路）で、出力ト
ランスの一次側に人力された直流をスイッチング素子の
駆動により交流に変換して該トランスの二次側から負荷
１に出力する。３はそのスイッチング素子を駆動するた
めの駆動パルスを出力するＣＰＵ （中央処理装置〉、
４はこのＣＰＵ３にクロック（ＣＫ）を出力するＶ Ｃ
Ｏ（ｖｏｌ ｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｌｅｄ ｏｓ
ｃｉ目ａｔｏｒ）、５はＶＣＯ４の出力周波数を変化さ
せる可変抵抗で、上記出力回路２のスイッチング素子を
駆動させるための発振４３号（駆動パルス）と出力トラ
ンスとコンデンサにより形成されたＬＣ共振回路の共振
周波数とをマツチング（整合）させる周波数制御手段と
して設けられている。
上記出力回路２は第１２図の回路と同様の構成となって
おり、ＣＰＵ３からＸ端子、Ｙ端子にそれぞれ第２図に
示すような例えば周波数数！０に］１□の連続した矩形
波の駆動パルスが１８０°位相をずらした状態で入力さ
れる。そして、この駆動パルスにより上述のスイッチン
グ素子が駆動され、出力トランスの一次側に入力された
直流が交流に変換されて該トランスの二次側から負荷１
に出力される。その際、出力回路２の出力電圧を測定し
ながら手動で可変抵抗５を調整し、出力電圧が最大にな
るようにする。
おり、ＣＰＵ３からＸ端子、Ｙ端子にそれぞれ第２図に
示すような例えば周波数数！０に］１□の連続した矩形
波の駆動パルスが１８０°位相をずらした状態で入力さ
れる。そして、この駆動パルスにより上述のスイッチン
グ素子が駆動され、出力トランスの一次側に入力された
直流が交流に変換されて該トランスの二次側から負荷１
に出力される。その際、出力回路２の出力電圧を測定し
ながら手動で可変抵抗５を調整し、出力電圧が最大にな
るようにする。
このように、可変抵抗５によりＣＰＵ３から出力回路２
に出力される駆動パルスの周波数を変化させて上記共振
回路の周波数とマツチングさせているので、出力トラン
スのインダクタンスにバラツキがあっても効率良く負荷
ｌの最適な制御を行うことができる。
に出力される駆動パルスの周波数を変化させて上記共振
回路の周波数とマツチングさせているので、出力トラン
スのインダクタンスにバラツキがあっても効率良く負荷
ｌの最適な制御を行うことができる。
第３図はこの発明の第２実施例を示すブロック図である
。第１図の実施例では手動でマツチングを行っていたが
、素子の経時変化に伴うインピーダンスの変化あるいは
周囲の環境変化などによってマツチングがずれる場合が
あるため、この実施例では自動で周波数を調整するよう
にしている。
。第１図の実施例では手動でマツチングを行っていたが
、素子の経時変化に伴うインピーダンスの変化あるいは
周囲の環境変化などによってマツチングがずれる場合が
あるため、この実施例では自動で周波数を調整するよう
にしている。
すなわち、電圧検出回路６により常時出力トランスの出
力電圧を検出し、その出力電圧が最大になるように自動
的に周波数の調整を行っている。
力電圧を検出し、その出力電圧が最大になるように自動
的に周波数の調整を行っている。
４二記電圧検出回路６から出力された検出４５号は、Ａ
／Ｄコンバータ（アナログ／ディジタル変換器）７に人
力され、ここでディジタル化された信号ＶＩＮＣＰｕに
変換されてＣＰＵ３に出力される。ＣＰＵ３は、その信
号ＶＩＭＣＩ’Ｕの電圧レベルＶ１を内部メモリに格納
し、次に電源投入時にＤ／Ａコンバータ（ディジタル／
アナログ変換器）８を通して入力したＶＣＯ４への信号
ｖｏυＴＣＰυよりも１ステツプ（１ステツプは例えば
周波数変換して数百１１□とする）増加させた信号をＶ
ＣＯ４に入力させ、該ＣＰｔＪ３にクロックとして人力
させる。そして、再び電圧検出回路６からの信号■ＩＮ
ｃＰＩ、をＡ／Ｄコンバータ７を介して人力する。この
時、前回の信号の電圧レベルｖｌと今回の信号の電圧レ
ベルを比較し、Ｖ ＋ ＜ Ｖ ２であればＶ、のデー
タを内部メそりから消去し、ｖ２のデータを新たに格納
する。以上の動作を繰り返し、１ステツプ前の電圧レベ
ルと現性の電圧レベルを比較し、前の電圧レヘルよりも
今の電圧レベルの方が低いかあるいは等しい場合のみ前
の電圧レベルの信号をＶＣＯ４に入力させ、ＣＰＵ３か
らの出力信号Ｖ。ＬＩＴＣＰＵを固定する。
／Ｄコンバータ（アナログ／ディジタル変換器）７に人
力され、ここでディジタル化された信号ＶＩＮＣＰｕに
変換されてＣＰＵ３に出力される。ＣＰＵ３は、その信
号ＶＩＭＣＩ’Ｕの電圧レベルＶ１を内部メモリに格納
し、次に電源投入時にＤ／Ａコンバータ（ディジタル／
アナログ変換器）８を通して入力したＶＣＯ４への信号
ｖｏυＴＣＰυよりも１ステツプ（１ステツプは例えば
周波数変換して数百１１□とする）増加させた信号をＶ
ＣＯ４に入力させ、該ＣＰｔＪ３にクロックとして人力
させる。そして、再び電圧検出回路６からの信号■ＩＮ
ｃＰＩ、をＡ／Ｄコンバータ７を介して人力する。この
時、前回の信号の電圧レベルｖｌと今回の信号の電圧レ
ベルを比較し、Ｖ ＋ ＜ Ｖ ２であればＶ、のデー
タを内部メそりから消去し、ｖ２のデータを新たに格納
する。以上の動作を繰り返し、１ステツプ前の電圧レベ
ルと現性の電圧レベルを比較し、前の電圧レヘルよりも
今の電圧レベルの方が低いかあるいは等しい場合のみ前
の電圧レベルの信号をＶＣＯ４に入力させ、ＣＰＵ３か
らの出力信号Ｖ。ＬＩＴＣＰＵを固定する。
このようにして、ＣＰＵ３から出力される駆動パルスと
出力回路２内の共振回路（タンク回路）との共振周波数
ｆ。を検出し、その時の電圧レヘルＶｏ （７）ＣＰ
Ｕ ３からのｆ５号Ｖ ｏｕｙｃｐｕｅ Ｖ ＣＯ４に
入力することにより、常に上述のマツチングを完全にと
ることができる。第４図は上記検出電圧のレベル（Ｖ）
とＣＰＵ３のクロック周波数（ｆ）との関係を示したも
のである。
出力回路２内の共振回路（タンク回路）との共振周波数
ｆ。を検出し、その時の電圧レヘルＶｏ （７）ＣＰ
Ｕ ３からのｆ５号Ｖ ｏｕｙｃｐｕｅ Ｖ ＣＯ４に
入力することにより、常に上述のマツチングを完全にと
ることができる。第４図は上記検出電圧のレベル（Ｖ）
とＣＰＵ３のクロック周波数（ｆ）との関係を示したも
のである。
上記周波数ｆ。を検出する一連の動作は、ＣＰＵ３のリ
セット時、つまりＨ立上り時には毎回行われる。また、
負荷１に供給する電流を減少させる時、例えば負荷ｌが
ＣＦＬ等の放電管であれば調光時には途中発振が停止し
た駆動パルスがＣＰＵ３から出力回路２に入力される。
セット時、つまりＨ立上り時には毎回行われる。また、
負荷１に供給する電流を減少させる時、例えば負荷ｌが
ＣＦＬ等の放電管であれば調光時には途中発振が停止し
た駆動パルスがＣＰＵ３から出力回路２に入力される。
この場合、マツチングの自動調整が行われてしまうと、
マツチングが大きくずれてしまう。これを防止するため
、調光時にはＣＰＵ３からの信号Ｖ。ＵＴＣＰｔｌは常
に固定されている。しかし、最大出力時には、前述のよ
うに素子の経時変化等によって少しずつ共振周波数ｆｏ
が変化するので、一定時間例えば数十分〜数時間に一度
出力されている信号Ｖ ０ＩＪＴＣＰＵを比較する。そ
して、変化がなければ一定時間後に再び上記の第１のル
ーチン動作を実行する。しかし、変化があれば新しい信
号Ｖ。ｕｙｃｐｕのデータにメモリを８き換えて固定し
、この第２のルーチン動作の終了後、上記第１のルーチ
ン動作を実行することになる。
マツチングが大きくずれてしまう。これを防止するため
、調光時にはＣＰＵ３からの信号Ｖ。ＵＴＣＰｔｌは常
に固定されている。しかし、最大出力時には、前述のよ
うに素子の経時変化等によって少しずつ共振周波数ｆｏ
が変化するので、一定時間例えば数十分〜数時間に一度
出力されている信号Ｖ ０ＩＪＴＣＰＵを比較する。そ
して、変化がなければ一定時間後に再び上記の第１のル
ーチン動作を実行する。しかし、変化があれば新しい信
号Ｖ。ｕｙｃｐｕのデータにメモリを８き換えて固定し
、この第２のルーチン動作の終了後、上記第１のルーチ
ン動作を実行することになる。
第５図はこの発明の第３実施例を示すブロック図である
。この実施例も上記第３図の実施例と同様、周波数調整
の自動化を図ったものであるが、ここでは直流電源９か
ら出力回路２に流れる入力直流電流が最大になるように
周波数を自動調整している。図中、１０は上記入力直流
電流を検出する電流検出回路で、その検出信号はＡ／Ｄ
コンバータ７を介して図外のＣＰＵに入力される。そし
て、このＣＰＵにより第３図の実施例と同様の動作が実
行され、常にマツチングを完全にとることができる。
。この実施例も上記第３図の実施例と同様、周波数調整
の自動化を図ったものであるが、ここでは直流電源９か
ら出力回路２に流れる入力直流電流が最大になるように
周波数を自動調整している。図中、１０は上記入力直流
電流を検出する電流検出回路で、その検出信号はＡ／Ｄ
コンバータ７を介して図外のＣＰＵに入力される。そし
て、このＣＰＵにより第３図の実施例と同様の動作が実
行され、常にマツチングを完全にとることができる。
四６図はこの発明の第４実施例を示す回路構成図である
。この実施例は、負荷としてＣＦＬ等の放電ランプ１１
を点灯させる点灯装置として構成したもので、基本的に
は第３図の回路と同様であるが、出力トランスＴの一次
巻線Ｎのセンタータップと直流′ｉｔ’Ｊｌ （Ｖ ｃ
ｃ）との間に、該トランスＴの一次巻線のインダクタン
スより十分大きなインダクタンスをもつコイルＬが介装
されている。
。この実施例は、負荷としてＣＦＬ等の放電ランプ１１
を点灯させる点灯装置として構成したもので、基本的に
は第３図の回路と同様であるが、出力トランスＴの一次
巻線Ｎのセンタータップと直流′ｉｔ’Ｊｌ （Ｖ ｃ
ｃ）との間に、該トランスＴの一次巻線のインダクタン
スより十分大きなインダクタンスをもつコイルＬが介装
されている。
また、電圧検出回路６は、整流用ダイオードＤ及び平滑
用コンデンサＣ２から構成されている。
用コンデンサＣ２から構成されている。
ＣＰＵ３内部で初期設定された駆動パルス（第２図参照
）は、Ｘ端子、Ｙ端子から出力回路２に入力され、電源
（Ｖｏｏ）に接続されたバッファ１２．１３を介してス
イッチング素子であるＦＥＴＱｓ 、Ｑｓのゲートにそ
れぞれ入力される。これにより、出力トランスＴの二次
側に昇圧された交流が発生し、負荷である放電灯！ｌに
供給される。第７図は第６図の各部の１３号波形を示し
たものである。
）は、Ｘ端子、Ｙ端子から出力回路２に入力され、電源
（Ｖｏｏ）に接続されたバッファ１２．１３を介してス
イッチング素子であるＦＥＴＱｓ 、Ｑｓのゲートにそ
れぞれ入力される。これにより、出力トランスＴの二次
側に昇圧された交流が発生し、負荷である放電灯！ｌに
供給される。第７図は第６図の各部の１３号波形を示し
たものである。
ここで、上記出力トランスＴの一次側のコイルＬが無い
場合には、該トランスＴのセンタータップに直接電源Ｖ
ＣＣが供給されるので、ＦＥＴＱ。
場合には、該トランスＴのセンタータップに直接電源Ｖ
ＣＣが供給されるので、ＦＥＴＱ。
、Ｑ６の各々のドレイン−グランド（ＧＮＤ）間の電圧
波形は第７図に示すような矩形波となる。
波形は第７図に示すような矩形波となる。
そして、出力トランスＴの二次側の８点−グランド間の
波形も、従来と同様第７図に示すような駆動パルスの立
上り時と立下り時に所定値を越えた波形となる。このた
め、放電灯１１には一時的に大きな電圧がかかり、ラッ
シュ電流が流れ、寿命が短くなる原因となる。しかし、
本実施例では出力トランスＴの一次側にコイルＬが接続
されているので、該トランスＴの一次側で上記矩形波が
正弦波に波形整形される。すなわち、このコイルＬが有
る場合、上記ＦＥＴＱｓ 、Ｑ＋ｓのドレイン−グラン
ド間の電圧波形、出力トランスＴのセンタータップの電
圧波形、８点−グランド間の電圧波形は第７図に示すよ
うな正弦波形となる。
波形も、従来と同様第７図に示すような駆動パルスの立
上り時と立下り時に所定値を越えた波形となる。このた
め、放電灯１１には一時的に大きな電圧がかかり、ラッ
シュ電流が流れ、寿命が短くなる原因となる。しかし、
本実施例では出力トランスＴの一次側にコイルＬが接続
されているので、該トランスＴの一次側で上記矩形波が
正弦波に波形整形される。すなわち、このコイルＬが有
る場合、上記ＦＥＴＱｓ 、Ｑ＋ｓのドレイン−グラン
ド間の電圧波形、出力トランスＴのセンタータップの電
圧波形、８点−グランド間の電圧波形は第７図に示すよ
うな正弦波形となる。
次に、上記コイルＬが有る場合の回路動作について第８
図の回路図により詳細に説明する。先ず、出力トランス
Ｔは一次側と二次側が完全にマツチングがとれているも
のとし、トランス−次側の容量をＣｐとする。また、放
電灯負荷のインピーダンスをＺとし、トランス−次側の
インダクタンスをＬＰ、二次側のインダクタンスをＬｇ
とし、更にインダクタンスＬＰの中でＦ Ｅ Ｔ Ｑ
ｓ側の分をＬ Ｐｌ、Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｓ側の分をＬＰ
２とする。そして、スイッチＳＷ、（第６図のＦＥＴＱ
ｓ）が最初にオンすると、第８図のＤ点はグランドレヘ
ルとなり、上記インダクタンスＬＰと容量ＣＰでタンク
回路が形成される。この時、コイルＬのインダクタンス
ＬＬはＬＰＩ及びＬＰ２に比べて十分大きな値（Ｌ Ｌ
〉＞Ｌ Ｐｌ、 Ｌ ｔ、 ＞＞Ｌ Ｐ２）となって
いるので、Ｅ点の電位は第９図に示すようにＣＰに電荷
が充電されるに従って徐々に上昇し、電圧飽和点Ｐに達
すると、Ｅ点の電位は徐々に減少する。
図の回路図により詳細に説明する。先ず、出力トランス
Ｔは一次側と二次側が完全にマツチングがとれているも
のとし、トランス−次側の容量をＣｐとする。また、放
電灯負荷のインピーダンスをＺとし、トランス−次側の
インダクタンスをＬＰ、二次側のインダクタンスをＬｇ
とし、更にインダクタンスＬＰの中でＦ Ｅ Ｔ Ｑ
ｓ側の分をＬ Ｐｌ、Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｓ側の分をＬＰ
２とする。そして、スイッチＳＷ、（第６図のＦＥＴＱ
ｓ）が最初にオンすると、第８図のＤ点はグランドレヘ
ルとなり、上記インダクタンスＬＰと容量ＣＰでタンク
回路が形成される。この時、コイルＬのインダクタンス
ＬＬはＬＰＩ及びＬＰ２に比べて十分大きな値（Ｌ Ｌ
〉＞Ｌ Ｐｌ、 Ｌ ｔ、 ＞＞Ｌ Ｐ２）となって
いるので、Ｅ点の電位は第９図に示すようにＣＰに電荷
が充電されるに従って徐々に上昇し、電圧飽和点Ｐに達
すると、Ｅ点の電位は徐々に減少する。
そして、Ｅ点の電位が零になった時点でスイッチＳＷ、
（第６図のＦＥＴＱｓ）とスイッチＳ前２が反転し、ス
イッチｓｗ、がオンしてスイッチＳ前２がオフとなる。
（第６図のＦＥＴＱｓ）とスイッチＳ前２が反転し、ス
イッチｓｗ、がオンしてスイッチＳ前２がオフとなる。
このスイッチＳＷ１とＳＷ２のオン、オフの繰り返しが
行われるが、トランスＴのセンタータップと電源の間に
コイルＬが介装されているので、Ｅ点の電位は第９図に
示すように正弦波形となる。ここで、発振の１周期をＴ
、とすると、ＣＰＵ３から出力回路２に入力される駆動
パルスの周期と、この周期Ｔ６はマツチングしているこ
とになる。
行われるが、トランスＴのセンタータップと電源の間に
コイルＬが介装されているので、Ｅ点の電位は第９図に
示すように正弦波形となる。ここで、発振の１周期をＴ
、とすると、ＣＰＵ３から出力回路２に入力される駆動
パルスの周期と、この周期Ｔ６はマツチングしているこ
とになる。
また、第１０図はこの発明の第５．実施例を示す回路構
成図で、放電灯などの負荷を調光制御するための調光装
置の回路構成を示しており、この調光装置によって前述
の周波数制御手段を構成した場合を示している。図中、
１４はアップスイッチ１４ａ及びダウンスイッチ１４ｂ
からなる調光スイッチ、１５．１６はこのスイッチ１４
によりアップカウント及びダウンカウントする第１のＰ
Ｗ Ｍ （ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）アップダウン（Ｕ／Ｄ）カウンタ及び第２のＰ
ＷＭアップダウンカウンタ、１７．１８はこのアップダ
ウンカウンタ１５．１６の出力に基づいてｐ Ｗ Ｍ
（Ｘ号を発生ずる箪１のＰＷＭ信号発生器及び第２のＰ
ＷＭ信号発生器、１９〜２４はアンＦ（ＡＮＤ）ゲート
、２５はインバータ（反転番）、２６．２７はオア（Ｏ
Ｒ）ゲートである。なお、その他の構成は第６図と同様
であるので省略する。
成図で、放電灯などの負荷を調光制御するための調光装
置の回路構成を示しており、この調光装置によって前述
の周波数制御手段を構成した場合を示している。図中、
１４はアップスイッチ１４ａ及びダウンスイッチ１４ｂ
からなる調光スイッチ、１５．１６はこのスイッチ１４
によりアップカウント及びダウンカウントする第１のＰ
Ｗ Ｍ （ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）アップダウン（Ｕ／Ｄ）カウンタ及び第２のＰ
ＷＭアップダウンカウンタ、１７．１８はこのアップダ
ウンカウンタ１５．１６の出力に基づいてｐ Ｗ Ｍ
（Ｘ号を発生ずる箪１のＰＷＭ信号発生器及び第２のＰ
ＷＭ信号発生器、１９〜２４はアンＦ（ＡＮＤ）ゲート
、２５はインバータ（反転番）、２６．２７はオア（Ｏ
Ｒ）ゲートである。なお、その他の構成は第６図と同様
であるので省略する。
上記構成の調光回路において、通常の電源投入時は、第
１１図に示す第１のＰＷＭ発生発生器室７の基本パルス
がオアゲート２６．２７を通して出力され、この基本パ
ルスがスイッチング素子の駆動パルスとして出力回路の
Ｘ端子、Ｙ端子から人力される（第６図参照）。この基
本パルスは、周期Ｔｋの矩形波パルスであり、オン期間
（Ｔ、）とオフ期間は等しく、１：１となっている。ま
た、この時、出力は最大となっている。
１１図に示す第１のＰＷＭ発生発生器室７の基本パルス
がオアゲート２６．２７を通して出力され、この基本パ
ルスがスイッチング素子の駆動パルスとして出力回路の
Ｘ端子、Ｙ端子から人力される（第６図参照）。この基
本パルスは、周期Ｔｋの矩形波パルスであり、オン期間
（Ｔ、）とオフ期間は等しく、１：１となっている。ま
た、この時、出力は最大となっている。
ここで、調光スイッチ１４のダウンスイッチ１４ｂをオ
ンにした時にそのダウン信号Ｓ。ＩのレベルがＨ（高）
レベルになるように設定し、第１のカウンタ１５によっ
て初期値（例えば１６進法でＦＦＨとする）からＩＨず
つカウントダウンを行っていくと、このカウントダウン
した信号は第！のＰＷＭ信号発生器１７に入力され、第
１！図にボすように、ある一定の周期Ｔ、で上記オン期
間Ｔｂが１カウントに対しＩＴｂ分だけ発振が停止した
調光パルスＸ、、Ｙ、が出力される。これにより放電灯
などの負荷は通常の調光点灯状態となる。一方、上記ダ
ウン信号Ｓ。はアントゲート２０の一方の入力端子から
人力されるが、アンドゲート２０の他方の入力端子がＬ
（低）レベル、つまり第１のカウンタ１５の出力信号り
。がＬレベルであるため、ダウン信号ＳＤＩは第２のカ
ウンタ１６及び第２のＰＷＭ信号発生器１８には入力さ
れない。そして、ダウンスイッチ１４ｂを押し続け、第
１のカウンタ１５がダウンカウントを続けて例えば設定
値０３Ｈまで達すると、第１のカウンタ１５の出力信号
り。がＬレベルからＨレベルに変化し、このＨレベルの
信号Ｄｏがアンドゲート１９，２０の他方の入力端子に
入力される。このため、アンドゲート２０の出力である
Ｈレベルの信号Ｓ［，２が第２のカウンタ１６に人力さ
れる。同時に、上記Ｈレベルになった第１のカウンタの
出力信号り。がインバータ２５に人力され、コノインバ
ータ２５で反転されたＬレベルの信号がアントゲート２
１，２２に人力される。このため、調光パルスの出力は
停止する。また、Ｈレベルとなった第１のカウンタ１５
の出力信号Ｄｏはアンドゲート２３，２４に入力され、
これにより、第２のＰＷＭ発生回路１８の出力パルスが
このアンドゲート２３，２４及びオアゲート２６．２７
を介して出力される。
ンにした時にそのダウン信号Ｓ。ＩのレベルがＨ（高）
レベルになるように設定し、第１のカウンタ１５によっ
て初期値（例えば１６進法でＦＦＨとする）からＩＨず
つカウントダウンを行っていくと、このカウントダウン
した信号は第！のＰＷＭ信号発生器１７に入力され、第
１！図にボすように、ある一定の周期Ｔ、で上記オン期
間Ｔｂが１カウントに対しＩＴｂ分だけ発振が停止した
調光パルスＸ、、Ｙ、が出力される。これにより放電灯
などの負荷は通常の調光点灯状態となる。一方、上記ダ
ウン信号Ｓ。はアントゲート２０の一方の入力端子から
人力されるが、アンドゲート２０の他方の入力端子がＬ
（低）レベル、つまり第１のカウンタ１５の出力信号り
。がＬレベルであるため、ダウン信号ＳＤＩは第２のカ
ウンタ１６及び第２のＰＷＭ信号発生器１８には入力さ
れない。そして、ダウンスイッチ１４ｂを押し続け、第
１のカウンタ１５がダウンカウントを続けて例えば設定
値０３Ｈまで達すると、第１のカウンタ１５の出力信号
り。がＬレベルからＨレベルに変化し、このＨレベルの
信号Ｄｏがアンドゲート１９，２０の他方の入力端子に
入力される。このため、アンドゲート２０の出力である
Ｈレベルの信号Ｓ［，２が第２のカウンタ１６に人力さ
れる。同時に、上記Ｈレベルになった第１のカウンタの
出力信号り。がインバータ２５に人力され、コノインバ
ータ２５で反転されたＬレベルの信号がアントゲート２
１，２２に人力される。このため、調光パルスの出力は
停止する。また、Ｈレベルとなった第１のカウンタ１５
の出力信号Ｄｏはアンドゲート２３，２４に入力され、
これにより、第２のＰＷＭ発生回路１８の出力パルスが
このアンドゲート２３，２４及びオアゲート２６．２７
を介して出力される。
ここで、第２のカウンタ１６も第１のカウンタ１５と同
様に初期値がＦＦＨであるとすると、１カウント（ＯＩ
Ｈ）に対してΔＴｂ（ΔＴｂ〈くＴ、）分だけオン期間
Ｔｂを短くし、第２のカウンタ１６のカウント値が０３
８となった時、第１１図の高調光時（その１）に示すよ
うにオン期間Ｔ０の短い（Ｔｃ＜Ｔｂ ）１４光パルス
Ｘ２Ｙ２を得ることができる。この時、第２のカウンタ
１６にダウン信号ＳＤ２か人力されても、第２のカウン
タ１６はダウンカウントを停止し、）：記設定値０３Ｈ
を保持し、それ以上カウントダウンしない。つまり、そ
こで最低出力となる。
様に初期値がＦＦＨであるとすると、１カウント（ＯＩ
Ｈ）に対してΔＴｂ（ΔＴｂ〈くＴ、）分だけオン期間
Ｔｂを短くし、第２のカウンタ１６のカウント値が０３
８となった時、第１１図の高調光時（その１）に示すよ
うにオン期間Ｔ０の短い（Ｔｃ＜Ｔｂ ）１４光パルス
Ｘ２Ｙ２を得ることができる。この時、第２のカウンタ
１６にダウン信号ＳＤ２か人力されても、第２のカウン
タ１６はダウンカウントを停止し、）：記設定値０３Ｈ
を保持し、それ以上カウントダウンしない。つまり、そ
こで最低出力となる。
また、第２のカウンタ１６及び第２のＰＷＭ信号発生器
１８の作用により、上記基本パルスのオン期間Ｔｂある
いはΔＴｂ（ΔＴ ｂ り（Ｔ ｂ ）分だけ第１１図
の高調光時（その２）に示すように７１時間を長くする
ことで、一定の周期Ｔ、をＴ、、まで長くすることがで
きる。この時、ＴｏＴ、の時間は上述の高調光時（その
１）と同様に設定され、その値は固定されている。
１８の作用により、上記基本パルスのオン期間Ｔｂある
いはΔＴｂ（ΔＴ ｂ り（Ｔ ｂ ）分だけ第１１図
の高調光時（その２）に示すように７１時間を長くする
ことで、一定の周期Ｔ、をＴ、、まで長くすることがで
きる。この時、ＴｏＴ、の時間は上述の高調光時（その
１）と同様に設定され、その値は固定されている。
更に、上述の高調光時（その１）と（その２）の動作を
同時に行うこともできる。すなわち、パルスのオン期間
ＴｂをΔＴｂ分だけ短くし、次にΔＴ６分だけ７１時間
を長くする。この動作を交互に繰り返し行い、最低出力
波形を作る。実際に実験を行った結果によると、Ｔｂ＝
１１ｉμｓｅｃ 。
同時に行うこともできる。すなわち、パルスのオン期間
ＴｂをΔＴｂ分だけ短くし、次にΔＴ６分だけ７１時間
を長くする。この動作を交互に繰り返し行い、最低出力
波形を作る。実際に実験を行った結果によると、Ｔｂ＝
１１ｉμｓｅｃ 。
Ｔ、＝３２ｐｓｅｃ 、Ｔｅ ＝ ３μｓｅｃ
、Ｔｏ ＝８．２ ｍ５ｅｃ 、 Ｔ、 ＝１２．
５ｍ５ｅｃ 、 Ｔ、 ＝９６μｓｅｃとすることが可
能であった。
、Ｔｏ ＝８．２ ｍ５ｅｃ 、 Ｔ、 ＝１２．
５ｍ５ｅｃ 、 Ｔ、 ＝９６μｓｅｃとすることが可
能であった。
以上は、最大出力からの出力低下を行う場合について説
明したが、上記の最低出力から出力ＬＢを行う場合につ
いても、第１０図のアップスイッチ１４ａの操作により
同様に行うことができる。
明したが、上記の最低出力から出力ＬＢを行う場合につ
いても、第１０図のアップスイッチ１４ａの操作により
同様に行うことができる。
その際、複数のＰＷＭアップダウンカウンタ及びＰＷＭ
信号発生器を使用することで、調光比を上げることがで
き、高調光化か可能となる。
信号発生器を使用することで、調光比を上げることがで
き、高調光化か可能となる。
次に、−１＝述した２重ＰＷＭ方式の利点について補足
説明する。例えば、一定の周期ＴＯに矩形波の周期Ｔｋ
が２５６個あるとすると、通常の調光時の調光比は最大
出力時から２５６／２５６→２５５／２５６→２５４／
２５６−・・・−となり、変化率は１／２５６であるが
、更に調光を進めると、調光比は３／２５６→２／２５
６→１／２５６となり、変化率は１／２となる。つまり
、最低出力付近での変化率が小さいのに対し、最低出力
付近での変化率は大きくなる。このため、負荷である放
電灯は大きな変化率によって急激に輝度が下がり、ＩＱ
測者にとって輝度がリニアに変化するように見られない
。特に、高調光比をもち、リニアな輝度変化が得られ、
最低出力付近で細かく輝度を制御する場合は、通常モー
ドでは限界がある。しかし、本実施例では第２のカウン
タ１６及び第２のｐ Ｗ Ｍ （Ｘ号発生器１８を備え
ているので、上記のような問題を解決することができる
。
説明する。例えば、一定の周期ＴＯに矩形波の周期Ｔｋ
が２５６個あるとすると、通常の調光時の調光比は最大
出力時から２５６／２５６→２５５／２５６→２５４／
２５６−・・・−となり、変化率は１／２５６であるが
、更に調光を進めると、調光比は３／２５６→２／２５
６→１／２５６となり、変化率は１／２となる。つまり
、最低出力付近での変化率が小さいのに対し、最低出力
付近での変化率は大きくなる。このため、負荷である放
電灯は大きな変化率によって急激に輝度が下がり、ＩＱ
測者にとって輝度がリニアに変化するように見られない
。特に、高調光比をもち、リニアな輝度変化が得られ、
最低出力付近で細かく輝度を制御する場合は、通常モー
ドでは限界がある。しかし、本実施例では第２のカウン
タ１６及び第２のｐ Ｗ Ｍ （Ｘ号発生器１８を備え
ているので、上記のような問題を解決することができる
。
また、放電灯を調光する場合、第１１図に示すＴ、Ｉの
時間分は放電灯及びインバータ回路の立上りのために費
やされ、このＴ、の時間をこれ以上短くすると、不点灯
あるいはちらつきの原因となる。しかし、本実施例によ
れば、このＴ１の時間は変化させることなくエネルギー
量だけを減少させることができるので、上記の問題を解
決することができる。
時間分は放電灯及びインバータ回路の立上りのために費
やされ、このＴ、の時間をこれ以上短くすると、不点灯
あるいはちらつきの原因となる。しかし、本実施例によ
れば、このＴ１の時間は変化させることなくエネルギー
量だけを減少させることができるので、上記の問題を解
決することができる。
なお、この発明はＣＦＬ、ＷＦＬ、ＥＬ等の光源の点灯
装置は勿論、他の電源回路として広く利用することがで
きる。
装置は勿論、他の電源回路として広く利用することがで
きる。
以上のように、この発明によれば、外部からの発振信号
の周波数と出力トランスの共振周波数を整合させる手段
を備えたため、効率か良く、負荷の最適な制御を行うこ
とができるという効果がある。
の周波数と出力トランスの共振周波数を整合させる手段
を備えたため、効率か良く、負荷の最適な制御を行うこ
とができるという効果がある。
第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図、第２
図は第１図の出力回路に人力される駆動パルスの波形図
、第３図はこの発明の第２実施例を示すブロック図、第
４図は第３図の回路の動作を示す説明図、第５図はこの
発明の第３実施例を示すブロック図、第６図はこの発明
の第４実施例を示す回路構成図、第７図は第６図の各部
の信号波形図、第８図は第６図の回路の動作を説明する
ための回路図、第９図は第８図の回路の動作を示す波形
図、第１０図はこの発明の第５実施例を示す回路構成図
、第１１図は第１０図の各部の出力波形図、第１２図は
従来のインバータ装置の回路図、第１３図は第１２図の
負荷に印加される電圧波形図である。 １−−−−−−負荷 ２・・・・・・出力回路 ３・・・・・・ＣＰＵ ４・・・・・・ｖＣＯ ５・・・・・・可変抵抗（周波数制御手段）６・・・・
・・電圧検出回路 ９・・・・・・直流電源 １０・・・・・・電流検出回路 １１・・・・・・放電灯 １４・・・・・・調光スイッチ Ｉ５・・・・・・第１のＰＷＭアップダウンカウンタ１
６・・・・・・第２のＰＷＭアップダウンカウンタ１７
・・・・・・第１のＰＷＭ信号発生器１８・・・・・・
第２のＰＷＭ信号発生器Ｃ１・・・・・・コンデンサ Ｌ−・・・・・コイル Ｎ・・・・・・−次巻線 Ｑｓ 、 Ｑｎ ＝・・ＦＥＴ（スイッチング素子）Ｓ
・・・・・・二次巻線 Ｔ・・・・・・出力トランス
図は第１図の出力回路に人力される駆動パルスの波形図
、第３図はこの発明の第２実施例を示すブロック図、第
４図は第３図の回路の動作を示す説明図、第５図はこの
発明の第３実施例を示すブロック図、第６図はこの発明
の第４実施例を示す回路構成図、第７図は第６図の各部
の信号波形図、第８図は第６図の回路の動作を説明する
ための回路図、第９図は第８図の回路の動作を示す波形
図、第１０図はこの発明の第５実施例を示す回路構成図
、第１１図は第１０図の各部の出力波形図、第１２図は
従来のインバータ装置の回路図、第１３図は第１２図の
負荷に印加される電圧波形図である。 １−−−−−−負荷 ２・・・・・・出力回路 ３・・・・・・ＣＰＵ ４・・・・・・ｖＣＯ ５・・・・・・可変抵抗（周波数制御手段）６・・・・
・・電圧検出回路 ９・・・・・・直流電源 １０・・・・・・電流検出回路 １１・・・・・・放電灯 １４・・・・・・調光スイッチ Ｉ５・・・・・・第１のＰＷＭアップダウンカウンタ１
６・・・・・・第２のＰＷＭアップダウンカウンタ１７
・・・・・・第１のＰＷＭ信号発生器１８・・・・・・
第２のＰＷＭ信号発生器Ｃ１・・・・・・コンデンサ Ｌ−・・・・・コイル Ｎ・・・・・・−次巻線 Ｑｓ 、 Ｑｎ ＝・・ＦＥＴ（スイッチング素子）Ｓ
・・・・・・二次巻線 Ｔ・・・・・・出力トランス
Claims (7)
- （１）出力トランスの一次側に入力された直流をスイッ
チング素子の駆動により交流に変換して該トランスの二
次側から出力するインバータ装置において、前記スイッ
チング素子を駆動させるための発振信号と出力トランス
により形成された共振回路の共振周波数とを整合させる
周波数制御手段を備えたことを特徴とするインバータ装
置。 - （２）周波数制御手段は、手動で周波数を調整すること
を特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - （３）周波数制御手段は、出力トランスの出力電圧が最
大になるように周波数を自動調整することを特徴とする
請求項１記載のインバータ装置。 - （４）周波数制御手段は、入力直流電流が最大になるよ
うに周波数を自動調整することを特徴とする請求項１記
載のインバータ装置。 - （５）周波数制御手段は、スイッチによりアップカウン
ト及びダウンカウントするカウンタの出力に基づいてＰ
ＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生器で構成したことを
特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - （６）周波数制御手段は、複数のカウンタ及びＰＷＭ信
号発生器で構成したことを特徴とする請求項５記載のイ
ンバータ装置。 - （７）出力トランスの一次側と直流電源との間に、該ト
ランスの一次側のインダクタンスより大きなインダクタ
ンスをもつコイルを介装したことを特徴とする請求項１
ないし６何れか記載のインバータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165429A JP2707465B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | インバータ装置 |
| US07/447,638 US5055993A (en) | 1989-06-29 | 1989-12-08 | Invertor apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165429A JP2707465B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0336963A true JPH0336963A (ja) | 1991-02-18 |
| JP2707465B2 JP2707465B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=15812261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1165429A Expired - Fee Related JP2707465B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | インバータ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5055993A (ja) |
| JP (1) | JP2707465B2 (ja) |
Cited By (4)
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| JP2010146880A (ja) * | 2008-12-19 | 2010-07-01 | Mitsubishi Electric Corp | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
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