JPH034122B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ ２重モードの円筒形共振空胴１００，２００
を２つ以上縦に連結してなり、それぞれの空胴が
その断面内で互いに90゜に位置する２つの同調ね
じ（１，２および３，４）を有し、１つの空胴１
００が十字形状の結合絞り４００によつて隣接す
る別な空胴２００に連結され、前記結合絞り４０
０は前記１つの空胴１００の同調ねじ１，２に対
して0゜ではない第１所定角度θの位置に配置され
ており、前記各空胴１００，２００の２つの共振
モードのあいだの結合が該空胴の前記同調ねじ
（１，２および３，４）から45゜の位置に配置され
た結合ねじ５００，６００によつて調節されるよ
うに構成されてなるマイクロ波フイルターであつ
て、前記別な空胴２００の同調ねじ３，４の角位
置が前記結合絞り４００の角位置に対して第２所
定角度φをなすように配置され、それによつて前
記２つの隣接する空胴の前記同調ねじが互いに
Kπ／２（ただしＫは正の整数）ではない角度（θ
＋φ）をなすように配置され、前記第１所定角度
θおよび第２所定角度φが、 M₁₃＝−M₁ cosθ sinφ−M₂ sinθcosφ、 M₁₄＝ M₁ cosθ cosφ−M₂ sinθsinφ、 M₂₃＝−M₁ sinθ sinφ＋M₂ cosθcosφ、 M₂₄＝ M₁ sinθ cosφ＋M₂ cosθsinφ、 （ただし、係数M₁およびM₂は前記結合絞り４
００の２つの腕によつて形成される結合を表わ
し、Mijは１つの空胴の共振ｉと隣接する空胴の
共振ｊとのあいだの結合を表わす） なる式によつて定められてなる、非対称な伝送特
性を実現するためのマイクロ波フイルター構造。 ２ 前記結合絞りがスロツト形状を有し、前記第
１所定角度θおよび前記第２所定角度φを定める
ための前記式中の結合M₂が無視しうるものであ
る請求の範囲第１項記載のマイクロ波フイルター
構造。 明細書 本発明は非対称伝送特性を達成するように配置
された２重モードの共振を有する空胴を備えてい
るマイクロ波バンドパスフイルターの実現に関す
る。 マイクロ波バンドパスフイルターは、ノイズお
よび混信の排除のために地上と宇宙空間との通信
システムにおいて、および異なる伝送チヤンネル
の損失の少ない結合が分離のためにマルチプレク
サーにおいて広く使用されている。これらの特性
の大部分は対称であり、同期して同調されるマイ
クロ波構造、すなわち全ての共振器が同じ中心周
波数に同調される構造の中に実現されてきた。 しかしながら、特別な適用のなかには非対称な
伝送特性を準備することが望まれるものがある。
１つめの適用は、たとえば連続チヤンネルマルチ
プレクサー（multiplexeur ａ voies
contigue¨s）における外部チヤンネルフイルター
である。かかるマルチプレクサーでは、１つの側
の隣りのチヤンネルがないと通過帯域内での群遅
延（temps de propagation de groupe）および
挿入損失特性に重大な非対称歪みが生じる。この
非対称歪みはデジタル信号に多大の損傷を与え、
もし修正されなければ、ビツト誤り率（taux
d′erreur binaire）を歪まなかつたばあいそれに
復元するのに、より高いトランスミツター出力が
必要となる。その他の適用は、非対称排除の仕様
を有する伝送システムの中に存する。たとえば厳
重に排除されるべき伝送チヤンネルを隣りに有す
る受信チヤンネルの中に存する。 物理的な実行を考慮すると、２重モードの共振
を有する空胴を一直線に並べたものが興味深い構
造に用いられている。第１図は２つの共振空胴の
実例を示す概略分解図である。２つの円筒形の空
胴１００および２００は、十字形の結合絞り
（iris de couplage en croix）４００を有するプ
レート３００によつて分離されている。各空胴
は、互いに直交して偏波され、かつ同調ネジ
（vis d′accord）によつて個々に同調された２つ
のTE₁₁モードの共振を支持している。これら２
つの共振は同調ネジに対して45゜に位置する結合
ネジ（vis de couplage）によつて結合されてい
る。隣接する空胴１００および２００の中の共振
の間の結合は、十字形の結合絞り４００によつて
達成される。このタイプの構造は、出発点が常に
本質的に対称な折曲した原型回路網（第２図）で
あるため、中心周波数について対称な伝送特性し
か実現しない。これは隣り同士にないコンデンサ
ー間の結合を許す折曲したハシゴ回路網である。
これらの結合は符号Ｋ１８，Ｋ２７，Ｋ３６で表
わされている。そのような回路網は事実上、変換
多項式によつて純粋な代数学的な形式で定義され
た特性の電気的な実施態様である。これらの変換
多項式を折曲した電気的な回路網に転換する方法
は、ジエイ デイー ロウズによる：マイクロ波
線型位相フイルターのための低域原型回路網（Ａ
low−pass prototype network for
microwave linear phase filters）アイイーイー
イー −エムテイーテイー、エムテイーテイー
−18巻、1970年６月、145〜160頁）に記載されて
いる。 非対称伝送特性を実現するためには、第３図に
おいてＫ１７，Ｋ２６，Ｋ３５で示された斜めの
結合を含む電気的な原型回路網に相当する構造を
構成することが要求される。なお、第２図および
第３図において、一般に、コンデンサーCiとコン
デンサーCjとを結ぶアドミタンスインバーターが
Kij（ただし、ｉ，ｊは正の整数）で表わされてお
り、コンデンサーが共振に対応し、アドミタンス
インバーターが結合に対応する。 発明の目的は中心振動数（center frequency）
に関して非対称な伝送特性（振幅、群遅延など）
を達成するように配置された２重モードの共振を
有する空胴を使用するマイクロ波フイルターを提
供することである。 発明によればこの目的は、２重モードの共振を
有する円筒形の空胴を縦に連結してなるマイクロ
波構造であつて、各空胴が、該空胴の同調ネジの
角位置に関して決められた角度だけずれて配置さ
れた結合絞りによつて隣接する空胴に連結され、
かつ隣接する空胴が、それを第１の空胴に連結す
る結合絞りの角位置に関して決められた角度だけ
ずれて配置されているマイクロ波構造によつて達
成される。 すなわち、本発明は、２重モードの円筒形共振
空胴１００，２００を２つ以上縦に連結してな
り、それぞれの空胴がその断面内で互いに90゜に
位置する２つの同調ねじ１，２および３，４を有
し、１つの空胴１００が十字形状の結合絞り４０
０によつて隣接する別な空胴２００に連結され、
前記結合絞り４００は前記１つの空胴１００の同
調ねじ１，２に対して0゜ではない第１所定角度θ
の位置に配置されており、前記各空胴１００，２
００の２つの共振モードのあいだの結合が該空胴
の前記同調ねじ１，２および３，４から45゜の位
置に配置された結合ねじ５００，６００によつて
調節されるように構成されてなるマイクロ波フイ
ルターであつて、前記別な空胴２００の同調ねじ
３，４の角位置が前記結合絞り４００の角位置に
対して第２所定角度φをなすように配置され、そ
れによつて前記２つの隣接する空胴の前記同調ね
じが互いにKπ／２（ただしＫは正の整数）ではな
い角度（θ＋φ）をなすように配置され、前記第
１所定角度θおよび第２所定角度φが、 M₁₃＝−M₁ cosθ sinφ−M₂ sinθcosφ、 M₁₄＝ M₁ cosθ cosφ−M₂ sinθsinφ、 M₂₃＝−M₁ sinθ sinφ＋M₂ cosθcosφ、 M₂₄＝ M₁ sinθ cosφ＋M₂ cosθsinφ、 （ただし、係数M₁およびM₂は前記結合絞り４
００の２つの腕によつて形成される結合を表わ
し、Mijは１つの空胴の共振ｉと隣接する空胴の
共振ｊとのあいだの結合を表わす） なる式によつて定められてなる、非対称な伝送特
性を実現するためのマイクロ波フイルター構造に
関する。 発明は添付図面に基づいて詳細に説明される： 第１図は２重モードの共振を有する空胴を使用
するタイプのマイクロ波フイルター構造の構成の
分解図である； 第２図は第１図に図示されたタイプの構造に相
当する電気的な原型回路図を示す； 第３図は非対称伝送特性を達成しうる電気的な
原型回路図を示す； 第４図は発明による構造の実施態様の立面図で
ある； 第５図は第４図の−線に沿う図面である； 第６〜８図はこの発明による構造の模範的な実
行によつて達成される伝送特性を示す。 このように、本発明は２重モードの円筒形空胴
を２つ以上縦に連結してなるマイクロ波フイルタ
ーに関する。 １つの２重モード共振空胴は直交する２つの共
振モード、すなわち水平モードおよび垂直モード
を支持している。隣接する２重モード共振空胴
も、同様に直交する２つの共振モードを支持して
いる。互いに隣接するこれらの空胴は、たとえば
第１図に示されている十字形の結合絞り４００な
どの結合絞りを介して相互接続されている。前述
のごとき２つの空胴を相互接続する十字形の結合
絞りは、互いに隣接する空胴モード間を接続する
２つの結合を提供する。たとえば、M₂₃で表わさ
れる結合は共振モード２と共振モード３とを接続
し、M₁₄で表わされる結合は共振モード１と共振
モード４とを接続する。これらの結合は第２図の
一般化された原型回路網における結合K₁₈，K₂₇
およびK₃₆に類似するものであり、該回路網は対
称な伝送特性を有するものである。 ところが、前述のごとく、結合絞りを第１の空
胴に対して所定角度（たとえば、第５図のθ）だ
け回転させ、ついで第２の空胴を接続結合絞りに
対して別な所定角度（たとえば、第５図のφ）だ
け回転させれば、付加的に２つの結合、すなわ
ち、M₁₃およびM₂₄、が提供されるのである。こ
れらの結合は第３図の一般化された原型回路網に
おける結合、K₁₇，K₂₆およびK₃₅に類似するもの
であり、該回路網は非対称な伝送特性を有するも
のである。 以下の記載には、本発明のフイルター構造をい
かに実施するかに関して、４度構造の実施例に基
づく説明がされている。 なお、２重モード空胴フイルターの度（次数）
とは可能な共振の数に関する概念であり、たとえ
ば、それぞれが２つの共振を有する２つの２重モ
ード空胴からなるフイルターは４度であり、３つ
の２重モード空胴からなるフイルターは６度のフ
イルターである。 以下、例示として第４図を参照しながら２つの
空胴のマイクロ波構造を記載する。符号１００お
よび２００は、十字形の結合絞り４００が中に設
けられた絞りプレート３００によつて分離された
２つの円筒形の共振空胴を示す。各空胴は互いに
直交して偏波された２つのTE₁₁モードの共振を
支持しており、各共振は同調ネジによつて個々に
同調される。空胴１００については同調ネジは１
および２と表示されている。これらの同調ネジ１
および２の角位置は構造を組立てるときの参照位
置として役立つ。 絞りプレート３００は、結合絞り４００が第１
の空胴１００の同調ネジ１および２の角位置に対
してθの角度に配置されるように位置されてい
る。第２の空胴２００は、その同調ネジ３および
４が結合絞り４００の角位置に対してφの角度に
配置されるように位置されている。したがつて第
２の空胴の同調ネジの第１の空胴の同調ネジに関
する角位置はθ＋φである。 各空胴は同調ネジによつて個々に同調される２
つの独立した共振を支持しており、これらの共振
の間の結合は同調ネジに対して45゜に配置された
結合ネジによつて調整される。空胴１００におい
ては、共振１および２の間の結合M₁₂は結合ネジ
５００によつて調整され、空胴２００において
は、共振３および４の間の結合M₃₄は結合ネジ６
００によつて調整される。 第５図に示される配置において、絞り４００の
２つの枝部によつて達成される２つの空胴の共振
の間の結合をM₁およびM₂で表示すると、つぎの
関係式のごとく表示されうる： M₁₃＝−M₁ cosθ sinψ−M₂ sinθcosψ M₁₄＝ M₁ cosθ cosψ−M₂ sinθsinψ M₂₃＝−M₁ sinθ sinψ＋M₂ cosθcosψ M₂₄＝ M₁ sinθ cosψ＋M₂ cosθsinψ ４つの未知数M₁，M₂，θおよびψについて、
これらの４つの式を同時に解くことは、２つの空
胴の構造を実現するのに必要な全ての設計パラメ
ーターを決定することを可能にする。 これらの式を同時に解決することに導く数学的
手法は、リチヤード ジエイ カメロンによる
“イーエスエイ ジヤーナル”、第６巻、第２号
1982年に掲載された記事、題目：マイクロ波フイ
ルターの一般的合成方法（General synthesis
methods for microwave filters）に証言されて
いる。 より多くの数の空胴を使用する、縦に連結され
た高度の構造が同様に設計される。 ４度構造および６度構造の簡略化された実施態
様は、十字形の絞りの代わりに簡単なスロツト状
の絞りを用いることに存する。このばあい式
（）はつぎの組： M₁₃＝−M₁ cosθ sinψ M₁₄＝ M₁ cosθ cosψ （） M₂₃＝−M₁ sinθ sinψ M₂₄＝ M₁ sinθ sinψ のように減少する。 ２重モードの共振を有する空胴を使用するマイ
クロ波のフイルター構造を設計する手順は２つの
ステツプからなる。第１のステツプは、所望の変
換機能に対応する電気的な原型回路網から始め
て、原型回路網をカツプリングマトリツクスに転
換することである。手順のつぎのステツプは、２
重モードの共振を有する空胴を縦に連結した構造
およびそれらの結合成分によつて実現されうる結
合だけがマトリツクス中に存在するようになるま
で、同様の変換をこのマトリツクスに適用するこ
とである。この手順はつぎの文献：アール ジエ
イ カメロンによる“マイクロ波バンドパスフイ
ルターの新規な実現（Ａ novel realisation for
microwave bandpass filters）”（イーエスエイ
ジヤーナル、第３巻、第４号、1979年、281〜
287頁）およびジエイ デイー ロウズによる
“２重モードのバンドパスフイルターの非対称の
実現（Asymmetric realisation for dual−
mode bandpass filters）”（アイイーイーイー
トランスアクシヨン エムテイーテイー、エムテ
イーテイー −29巻、第１号、１月、1981年、51
〜58頁）に説明されている。 簡単なスリツト状の絞りを用いる４度フイルタ
ーの模範的な実施態様を設計した。このフイルタ
ーは、中心周波数が14125MHzである80MHzの帯
域幅を有する。理論的減衰量（affaiblissement
the′orique）特性、反射減衰量（affaiblissemet
d′adaptation）特性および群遅延特性を第６〜８
図に示す。 このフイルターは第１表の模範的なカツプリン
グマトリツクスを基礎として設計された。同様の
変換を枢軸２，３、角λ＝35，95゜で適用するこ
とにより、第２表の新しいカツプリングマトリツ
クスをうる。なお、前記枢軸すなわちピボツトと
は、前述のアール ジエイ カメロンによる（イ
ーエスエイ ジヤーナル、第３巻、第４号、1979
年、281〜287頁）の284頁に記載のとおり、フイ
ルターの結合マトリツクスから誘導されるローテ
ーシヨンマトリツクスを表わし、角λとは同284
頁の第６図に示される角θに対応する角である。

【表】

【表】 最終的に式（）を解くと、設計パラメーター
の値： θ＝90゜ φ＝−44.76゜ M₁＝0.7925をうる。φは
結合絞り４００の結合スロツトと２番めの空胴
（第５図参照）の同調ねじ３との相対角度を表わ
す。負の値は、２番めの空胴が反時計方向に回転
せしめられていることを示す。 物理学的には、２つの空胴の間の結合絞りは、
共振１の同調ネジの角位置に直角に配向されてい
るスリツトであり、そのスリツトの長さは結合値
M₁＝0.7925を実現するように通常の方法で計算
される。２番目の空胴は、共振３の同調ネジが結
合スリツトM₁の配向に関して反時計回りの方向
に44.76゜の角度に配置されるように位置する。入
力および出力結合スリツトM₀₁およびM₄₀はそれ
ぞれ共振１および４の同調ネジの角位置と整列す
る： それらの長さは終端インピーダンスの知識から従
来の方法により計算される。