JPH0345048A - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
- Publication number
- JPH0345048A JPH0345048A JP1181235A JP18123589A JPH0345048A JP H0345048 A JPH0345048 A JP H0345048A JP 1181235 A JP1181235 A JP 1181235A JP 18123589 A JP18123589 A JP 18123589A JP H0345048 A JPH0345048 A JP H0345048A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- input
- phase
- carrier
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業主立札里公立
本発明は、デジタル符号で変調されたＭＳＫ変調波の同
期検波に使用される自動周波数制御回路（ＡＦＣ回路）
に関する。
期検波に使用される自動周波数制御回路（ＡＦＣ回路）
に関する。
従来生技歪
近年、無線回線でデジタル伝送を行う方式として提案さ
れているものに、Ｍ Ｓ Ｋ （Ｍｉｎｉｍｕｍ ５ｈ
ｉｆ ｔＫｅｙｉｎｇ）方式がある。この方式は、位相
が連続な変調指数０．５のＦ Ｓ Ｋ （Ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ。
れているものに、Ｍ Ｓ Ｋ （Ｍｉｎｉｍｕｍ ５ｈ
ｉｆ ｔＫｅｙｉｎｇ）方式がある。この方式は、位相
が連続な変調指数０．５のＦ Ｓ Ｋ （Ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ。
周波数変ｙｌ）であり、定包絡線であるため、非線形歪
に強いという長所を持つ。
に強いという長所を持つ。
ＭＳＫ信号を復調する方法の一つに、同期検波方式があ
る。この方式は復調器の内部にある、例えばコスタスル
ープ等で構成された搬送波再生部において送信側の搬送
波に位相の同期した搬送波が再生され、これを基準搬送
波としてＭＳＫ信号を復調する方式である。また、一般
に、この搬送波再生部には、搬送波再生が確立されたか
否かを検出するような回路も付加されており、この搬送
液再生同期検出信号は各種の制御信号等に用いられる。
る。この方式は復調器の内部にある、例えばコスタスル
ープ等で構成された搬送波再生部において送信側の搬送
波に位相の同期した搬送波が再生され、これを基準搬送
波としてＭＳＫ信号を復調する方式である。また、一般
に、この搬送波再生部には、搬送波再生が確立されたか
否かを検出するような回路も付加されており、この搬送
液再生同期検出信号は各種の制御信号等に用いられる。
この同期検波方式では、ＭＳＫ信号に重畳されるノイズ
による復調特性の低下を防止するために、搬送波再生に
使用されるＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）回路の周波数引き込み範囲を狭くして、ルー
プの雑音を抑える必要がある。そのために、復調回路の
前段にＡＦＣ回路を設けている。
による復調特性の低下を防止するために、搬送波再生に
使用されるＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）回路の周波数引き込み範囲を狭くして、ルー
プの雑音を抑える必要がある。そのために、復調回路の
前段にＡＦＣ回路を設けている。
従来のＡＦＣ回路の構成例を第２図に示す。入力端子１
０に入力された周波数ＦＩＮのＭＳＫ信号は、混合器１
１で電圧制御発振器（ＶＣＯ）２６の出力（周波数ｆＬ
ｏ）と混合され、帯域通過フィルタ１２によって「。＝
ｌ ｆｌＮ −ｆＬＯｌのＭＳＫ信号が取り出される
。このＭＳＫ信号がＭＳＫ復調器３０に送られ、同期検
波される。
０に入力された周波数ＦＩＮのＭＳＫ信号は、混合器１
１で電圧制御発振器（ＶＣＯ）２６の出力（周波数ｆＬ
ｏ）と混合され、帯域通過フィルタ１２によって「。＝
ｌ ｆｌＮ −ｆＬＯｌのＭＳＫ信号が取り出される
。このＭＳＫ信号がＭＳＫ復調器３０に送られ、同期検
波される。
一方、周波数ｆ０のＭＳＫ信号は１／ｍ分周器２１によ
って１／ｍに分周される。また、基準水晶発振器２２の
出力（周波数ｆＲＥＦ）も１／ｎ分周器２３によって１
／ｎに分周され、両者は位相比較器２４に入力される。
って１／ｍに分周される。また、基準水晶発振器２２の
出力（周波数ｆＲＥＦ）も１／ｎ分周器２３によって１
／ｎに分周され、両者は位相比較器２４に入力される。
そして、両者の位相差に比例した電圧が位相比較器２４
からループフィルタ２５を通ってＶＣ０２６に与えられ
、ＶＣＯ２６の発振周波数ｆＬ、を制御する。すなわち
、この回路はＰＬＬを形成し、定常状態では位相比較器
２４への再入力信号の周波数は一敗して、 ｆ ｏ／ ｍ −ｆ ＲＥＦ／ ｎ の関係が成立する。
からループフィルタ２５を通ってＶＣ０２６に与えられ
、ＶＣＯ２６の発振周波数ｆＬ、を制御する。すなわち
、この回路はＰＬＬを形成し、定常状態では位相比較器
２４への再入力信号の周波数は一敗して、 ｆ ｏ／ ｍ −ｆ ＲＥＦ／ ｎ の関係が成立する。
端子１０への入力信号の周波数ｆｌＮが定常状態からΔ
ｆだけ変動してｆ ＩＮ’ ＝ ｆ ＩＮ＋Δｆになる
と、ＰＬＬ回路もこれに追随し、ＶＣＯ２６がΔｆに比
例した電圧によって制御されてその発振周波数ｒＬＯ”
がｆＬｏ”−ｆＬＯ＋Δｆとなる。従って、帯域通過フ
ィルタ１２の出力は ｆ、’−１ｆＴＮ’−ｆＬＯ’ −ｌ （ｆｌＮ＋Δｆ）−（ｆＬＯ＋Δｆ）−ＦＩＮ
−ｆＬ。
ｆだけ変動してｆ ＩＮ’ ＝ ｆ ＩＮ＋Δｆになる
と、ＰＬＬ回路もこれに追随し、ＶＣＯ２６がΔｆに比
例した電圧によって制御されてその発振周波数ｒＬＯ”
がｆＬｏ”−ｆＬＯ＋Δｆとなる。従って、帯域通過フ
ィルタ１２の出力は ｆ、’−１ｆＴＮ’−ｆＬＯ’ −ｌ （ｆｌＮ＋Δｆ）−（ｆＬＯ＋Δｆ）−ＦＩＮ
−ｆＬ。
＝ｆ０
となり、ＭＳＫ復調器３０に入力されるＭＳＫ信号の周
波数は常に１０に保たれる。
波数は常に１０に保たれる。
日が”° しよ゛とするｉ
上記ＡＦＣ回路では、ＭＳＫ信号を分周した信号を基準
水晶発振器２２の分周信号と位相比較している。入力し
たＭＳＫ信号をｌ／−分周すると、その周波数偏移量Δ
ｆｓもｌ／−されるが、それでも、このΔｆｓ／ｍは分
周後もパルスのジッタとして残り、ＰＬＬ回路の定常位
相誤差となる。
水晶発振器２２の分周信号と位相比較している。入力し
たＭＳＫ信号をｌ／−分周すると、その周波数偏移量Δ
ｆｓもｌ／−されるが、それでも、このΔｆｓ／ｍは分
周後もパルスのジッタとして残り、ＰＬＬ回路の定常位
相誤差となる。
この値は端子１０への入力信号のＣ／Ｎ （搬送波／ノ
イズ）比が良いときにはほとんど無視できるが、Ｃ／Ｎ
比が悪くなってくると、ノイズによるパルスのジッタが
加算されて大きくなり、復調時に問題となる。すなわち
、位相比較器２４の出力電圧が変動するため、ＶＣ０２
６の周波数安定度が悪くなり、その結果、位相誤差が増
え、復調器３０における復調特性が劣化する。
イズ）比が良いときにはほとんど無視できるが、Ｃ／Ｎ
比が悪くなってくると、ノイズによるパルスのジッタが
加算されて大きくなり、復調時に問題となる。すなわち
、位相比較器２４の出力電圧が変動するため、ＶＣ０２
６の周波数安定度が悪くなり、その結果、位相誤差が増
え、復調器３０における復調特性が劣化する。
この問題に対し、分周比ｍの値を大きくして、上記誤差
ΔＩｓ／ｍを小さくするという方法もあるが、この場合
には、位相比較器２４で比較される周波数が小さくなる
ため、ループフィルタ２５の時定数を大きく設定しなけ
ればならない。その結果、ＰＬＬ回路のＳ／Ｎ比は向上
するが、ＰＬＬの引き込み時間が長くなるという問題が
ある。
ΔＩｓ／ｍを小さくするという方法もあるが、この場合
には、位相比較器２４で比較される周波数が小さくなる
ため、ループフィルタ２５の時定数を大きく設定しなけ
ればならない。その結果、ＰＬＬ回路のＳ／Ｎ比は向上
するが、ＰＬＬの引き込み時間が長くなるという問題が
ある。
また、第３図に示すように、１／ｍ分周器２１の前段に
狭帯域の帯域通過フィルタ２８を挿入して帯域制限する
ことにより、Ｃ／Ｎ比を改善する方法もあるが、この場
合には、狭帯域の帯域通過フィルタ２８は一般的に通過
帯域内で遅延特性を平坦にすることが難しいという障害
がある。すなわち、この帯域通過フィルタ２８を通過し
たＭＳＫ信号は遅延歪を生じ、第４図に示すように、振
幅変動が発生して、１／ｍ分周器２１が正しく動作しな
いという問題が生じるのである。
狭帯域の帯域通過フィルタ２８を挿入して帯域制限する
ことにより、Ｃ／Ｎ比を改善する方法もあるが、この場
合には、狭帯域の帯域通過フィルタ２８は一般的に通過
帯域内で遅延特性を平坦にすることが難しいという障害
がある。すなわち、この帯域通過フィルタ２８を通過し
たＭＳＫ信号は遅延歪を生じ、第４図に示すように、振
幅変動が発生して、１／ｍ分周器２１が正しく動作しな
いという問題が生じるのである。
本発明はこのような問題を解決し、位相誤差を最小限に
抑えつつ復調回路への入力周波数を安定させる自動周波
数制御回路を提供することを目的とする。
抑えつつ復調回路への入力周波数を安定させる自動周波
数制御回路を提供することを目的とする。
課 を “するための
上記目的を達成するため、本発明の自動周波数制御回路
では、位相連続デジタル変調波と可変周波数発振器の出
力波とを混合した後帯域通過フィルタを通して得られる
検波用信号を分周して位相比較器の第１の入力とし、基
準周波数発振器の出力を位相比較器の第２の入力として
、それらの位相差に応じて該可変周波数発振器の出力波
の周波数を変化させることにより、該検波用信号の同期
検波復調回路への入力周波数を安定させる自動周波数制
御回路において、位相比較器の第１の入力を、復調回路
の搬送波再生部が搬送波を再生しているときは再生搬送
波とし、再生していないときは前記検波用信号とする切
替スイッチを設けたことを特徴とする。
では、位相連続デジタル変調波と可変周波数発振器の出
力波とを混合した後帯域通過フィルタを通して得られる
検波用信号を分周して位相比較器の第１の入力とし、基
準周波数発振器の出力を位相比較器の第２の入力として
、それらの位相差に応じて該可変周波数発振器の出力波
の周波数を変化させることにより、該検波用信号の同期
検波復調回路への入力周波数を安定させる自動周波数制
御回路において、位相比較器の第１の入力を、復調回路
の搬送波再生部が搬送波を再生しているときは再生搬送
波とし、再生していないときは前記検波用信号とする切
替スイッチを設けたことを特徴とする。
在−貝
復調回路で再生搬送波と入力波とが同期し、搬送波再生
部が同期信号を再生しているときには、再生された搬送
波が位相比較器の第１入力となり、基準周波数発振器か
らの第２入力との位相比較の結果により、可変周波数発
振器の発振周波数を変更する。つまり、入力信号の正規
の位相により近い再生搬送波信号を較正信号とするため
、位相誤差が少なくなる。復調回路で同期がとれていな
いときには、位相比較器の第１入力は、入力された変調
波に切り替えられる。
部が同期信号を再生しているときには、再生された搬送
波が位相比較器の第１入力となり、基準周波数発振器か
らの第２入力との位相比較の結果により、可変周波数発
振器の発振周波数を変更する。つまり、入力信号の正規
の位相により近い再生搬送波信号を較正信号とするため
、位相誤差が少なくなる。復調回路で同期がとれていな
いときには、位相比較器の第１入力は、入力された変調
波に切り替えられる。
なお、検波用信号及び基準周波数発振器の出力信号は、
位相比較器に入力する前に分周器により分周したもので
あってもよい。
位相比較器に入力する前に分周器により分周したもので
あってもよい。
実益班
以下、本発明の実施例を第１図により説明する。
本実施例の回路は、さきに説明した従来の回路（第２図
）の１／＋分周器２１の前に切替スイッチ２７を設け、
１／ｍ分周器２１への入力を、従来と同し帯域通過フィ
ルタ１２の出力（ａ）のほかに、新たに、ＭＳＫ復調器
３０の搬送波再生部３３から（ｂ）も可能としたもので
ある。この切替スイッチ２７の入力切替は、搬送波再生
部３３で作られる搬送波再生同期検出信号３２により制
御される。
）の１／＋分周器２１の前に切替スイッチ２７を設け、
１／ｍ分周器２１への入力を、従来と同し帯域通過フィ
ルタ１２の出力（ａ）のほかに、新たに、ＭＳＫ復調器
３０の搬送波再生部３３から（ｂ）も可能としたもので
ある。この切替スイッチ２７の入力切替は、搬送波再生
部３３で作られる搬送波再生同期検出信号３２により制
御される。
このような構成となっていることにより、入力−したＭ
ＳＫ信号によりＭＳＫ復調器３０の搬送波再生部３３で
搬送波が再生されているときは、搬送波再生同期検出信
号３２が例えばｒＨｔｇｈＪとなり、切替スイッチ２７
を６入力の位置に切り替える。従って、再生された搬送
波３１が分周器２１で１７ＩＩ１分周され、位相比較器
２４で１／ｎ分周された基準水晶発振器２２の基準出力
と位相比較され、その位相差に応じてＶＣＯ２６が制御
される。この場合、再生搬送波３１は周波数偏移量Δ「
Ｓがほとんど０であるため、ＭＳＫ信号そのもの（を分
周した信号）を位相比較器２４の入力として用いる場合
と比べて分周後のパルスのジッタがきわめて小さい。従
って、位相誤差が小さくなり、復調時の誤り発生が抑え
られる。しかも、搬送波再生部３３のＰＬＬ回路によっ
て再生搬送波３１のノイズは抑圧されているため、再生
搬送波３１をＡＦＣ回路の入力に用いた場合には、ＭＳ
Ｋ信号のＣ／Ｎ比が低いときでもＡＦＣループのＳ／Ｎ
比は改善され、復調特性の劣化量が少ない。
ＳＫ信号によりＭＳＫ復調器３０の搬送波再生部３３で
搬送波が再生されているときは、搬送波再生同期検出信
号３２が例えばｒＨｔｇｈＪとなり、切替スイッチ２７
を６入力の位置に切り替える。従って、再生された搬送
波３１が分周器２１で１７ＩＩ１分周され、位相比較器
２４で１／ｎ分周された基準水晶発振器２２の基準出力
と位相比較され、その位相差に応じてＶＣＯ２６が制御
される。この場合、再生搬送波３１は周波数偏移量Δ「
Ｓがほとんど０であるため、ＭＳＫ信号そのもの（を分
周した信号）を位相比較器２４の入力として用いる場合
と比べて分周後のパルスのジッタがきわめて小さい。従
って、位相誤差が小さくなり、復調時の誤り発生が抑え
られる。しかも、搬送波再生部３３のＰＬＬ回路によっ
て再生搬送波３１のノイズは抑圧されているため、再生
搬送波３１をＡＦＣ回路の入力に用いた場合には、ＭＳ
Ｋ信号のＣ／Ｎ比が低いときでもＡＦＣループのＳ／Ｎ
比は改善され、復調特性の劣化量が少ない。
なお、搬送波再生部３３の同期が外れて、搬送波が再生
されなくなった場合には、搬送波再生同期検出信号３２
が例えばｒ Ｌｏｗ Ｊとなり、切替スイッチ２７の入
力は、ａの帯域通過フィルタ１２を通過した（周波数ｆ
Ｏ−Ｉ ＦＩＮ−ｆＬＯＩの）ＭＳＫ信号となる。この
場合でも、従来と同様ｇＡＦｃ回路２０が作用するので
、従来並の復調特性は確保される。
されなくなった場合には、搬送波再生同期検出信号３２
が例えばｒ Ｌｏｗ Ｊとなり、切替スイッチ２７の入
力は、ａの帯域通過フィルタ１２を通過した（周波数ｆ
Ｏ−Ｉ ＦＩＮ−ｆＬＯＩの）ＭＳＫ信号となる。この
場合でも、従来と同様ｇＡＦｃ回路２０が作用するので
、従来並の復調特性は確保される。
先１目υか果
以上説明した通り、本発明では、復調器で搬送波が再生
されたときには、ＡＦＣループの入力信号に再生された
搬送波を用いるため、位相誤差が少なくなり、ＭＳＫ変
調されたデジタル信号の復調時の誤り率を最小限に抑え
ることができる。
されたときには、ＡＦＣループの入力信号に再生された
搬送波を用いるため、位相誤差が少なくなり、ＭＳＫ変
調されたデジタル信号の復調時の誤り率を最小限に抑え
ることができる。
第１図は本発明に係るＡＦＣ回路の実施例の回路図、第
２図は従来のＡＦＣ回路の回路図、第３図は別の従来例
の回路図、第４図は狭帯域の帯域通過フィルタを通った
ときにＭＳＫ信号が歪む様子を示す説明図である。 １１・・・混合器 ２４・・・位相比較器 ２５・・・ループフィルタ ２６・・・ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２７・・・切替スイッチ ３１・・・再生搬送波 ３２・・・搬送波同期検出信号 ３３・・・搬送波再生部 出 代 願人 シャープ株式会社 埋入 佐野 静夫 第 図 ｎ 第 図 ０ 第 図
２図は従来のＡＦＣ回路の回路図、第３図は別の従来例
の回路図、第４図は狭帯域の帯域通過フィルタを通った
ときにＭＳＫ信号が歪む様子を示す説明図である。 １１・・・混合器 ２４・・・位相比較器 ２５・・・ループフィルタ ２６・・・ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２７・・・切替スイッチ ３１・・・再生搬送波 ３２・・・搬送波同期検出信号 ３３・・・搬送波再生部 出 代 願人 シャープ株式会社 埋入 佐野 静夫 第 図 ｎ 第 図 ０ 第 図
Claims (1)
- 位相連続デジタル変調波と可変周波数発振器の出力波と
を混合した後帯域通過フィルタを通して得られる検波用
信号を位相比較器の第１入力とし、基準周波数発振器の
出力を位相比較器の第２入力として、それらの位相差に
応じて該可変周波数発振器の出力波の周波数を変化させ
ることにより該検波用信号の同期検波復調回路への入力
周波数を安定させる自動周波数制御回路において、位相
比較器の第１入力を、復調回路の搬送波再生部が搬送波
を再生しているときは再生搬送波とし、再生していない
ときは前記検波用信号とする切替スイッチを設けたこと
を特徴とする自動周波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1181235A JPH0345048A (ja) | 1989-07-13 | 1989-07-13 | 自動周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1181235A JPH0345048A (ja) | 1989-07-13 | 1989-07-13 | 自動周波数制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0345048A true JPH0345048A (ja) | 1991-02-26 |
Family
ID=16097161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1181235A Pending JPH0345048A (ja) | 1989-07-13 | 1989-07-13 | 自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0345048A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7068388B2 (en) | 2000-10-06 | 2006-06-27 | Canon Kabushiki Kaisha | Printing a plurality of print jobs of a group in a designated order |
-
1989
- 1989-07-13 JP JP1181235A patent/JPH0345048A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7068388B2 (en) | 2000-10-06 | 2006-06-27 | Canon Kabushiki Kaisha | Printing a plurality of print jobs of a group in a designated order |
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