JPH03502609A - 圧電測定の方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 圧電測定の方法と装置 技術分野 この発明は、少なくとも一個の圧電変換素子を有するセンサが測定ないしは監視 する量を出力し、この量によって影響される電気センサ信号を測定信号として評 価する、機械的及び／又は物理的量を測定または監視する測定方法に関する。更 に、この発明は少なくとも一個の圧電変換素子を有するセンサと、このセンサに 信号導線を介して電気帰還と共に接続されている測定増幅器を有する測定装置お よびこの発明によって装備されるこの種の測定装置を有利に使用することに関す る。

従来の技術 上記様式の方法と装置は、多方面に関連して知られていて、急激に応用されてい る。即ち、オーストリヤ特許第２７６．８１０号明細書から、例えば内燃機関の 燃焼室内の燃焼過程を監視するために使用できる圧電センサは公知である。この ため、前記センサは燃焼室の壁の検査穴に気密封止して導入され、適当な信号増 幅器が測定検出器の出力端に接続されている。この測定値検出器は燃焼室の圧力 が変動した場合、直接圧電効果によって圧電変換素子から生じた測定信号を評価 する。この公知の装置あるいは付属する測定方法の難点は、必ず存在する抵抗と 漏れ電流のためこれ等の圧電変換素子に比較的強い零点ドリフトがあり、実用上 動的な圧力変動のみ、ないしは一定周波数を有する測定量の変化の測定が有効に 行えるだけで、絶対測定や静的な測定を行うことができない点にある。更に、一 連の測定で正しい機能に関してこのセンサを監視ないし調節できる可能性もなく 、そのため常時も何らかの不確実さが測定結果に生じる。

更に、センサの変換素子の様式と装置、あるいは′測定方法を実行することおよ び測定信号の評価の方法により静的ないしは準静的な測定に適する圧電センサも 公知である。例えば、センサ中に配設した圧電共鳴器の振動特性の変化を介して 種々の量、例えば温度あるいは圧力を測定または監視できる圧電センサは、オー ストリヤ特許第３５３．５０６号明細書から公知である。この種のセンサは分解 能が非常に高いが、それに必要な高い計数レートのため動特性が非常に狭い、更 に、この装置またはこの方法の場合でも、一連の測定でセンサをその機能に関し て監視または調節することができないと言う難点が残存している。

最後に、上に述べた種類の変換素子を静的測定と動的測定に対して複合保有して いるため、一方で分解能が高くて動特性が広（、他方で静的または準静的測定に 応用できる圧電センサは、例えばオーストリヤ特許第３６９．９００号明細書か ら公知である。この場合、独立した電源や信号導線を含めて二つの変換素子によ ってセンサ自体をかなり複雑に構成する必要があり、それ故に広い応用目的が限 られると言う難点がある。更に、独立した進行する二つの測定方法に対しても、 それぞれ必要な測定増幅器を準備し、接続する必要がある。このことは、全体と して測定経費を高め、その外、更に誤差を与える可能性をもたらす。

発明の開示 この発明の課題は、上に説明した公知の方法と装置の難点を排除し、特に構造上 と測定技術上、簡単な構造によって、種々の様式の機械及び／又は物理的な量お よび周波数変化を測定ないし監視できる冒頭に述べた種類の測定方法と装置を改 良することにある。

上記の課題は、この発明により冒頭に述べた種類の測定方法の場合、以下のよう にして達成されている。即ち、センサが電気帰還を含めて共通のただ一本の信号 導線を介して二つの可能性のある動作様式で動作する、つまり低周波の場合、直 接圧電効果を利用して機械的な量の測定素子として働き、高周波の場合、機械的 な振動を電気的に誘起する逆圧電効果と圧電帰還作用を発生させる直接圧電効果 を利用特表千３−５０２６０９　（５） して圧電共鳴器として働き、信号導線の測定信号から共鳴特性を表す高周波信号 と機械的作用を表す、主に電荷に比例する低周波信号が発生することによって達 成されている。従って、最も簡単な場合、圧電センサ自体には構造上の変更を先 ず要しない。この方法の構成によれば、圧電共鳴器として動作する変換素子の励 起信号の周波数は、測定または監視する機械的及び／又は物理的量に発生した変 化周波数内に（大部分の範囲にわたって）あるので、測定信号中で対応する特性 周波数を分離でき、両方の関連する信号を求めるために分離して評価できると言 う事実を利用している。

従って、例えば接続された圧電変換素子の各共鳴周波数がどこにあるのか読み取 ることができ周波数出力を有する測定増幅器を構成できる。この共鳴周波数を評 価することによって、例えば、その信号が決定的な圧力依存性を有する限り、圧 力を読み取ることができ、これが静的または準静的な圧力測定に一致している。

この共鳴周波数は一義的な温度依存性を有する限り、この方法で直接変換素子の 温度を測定または監視できる。この共鳴周波数は変換素子の機能にとって重要で あると簡単に見做すこともでき、従って各々の一連の測定が確実に機能している か否かを確認できる。その場合、実際には全体の一連の測定にわたって表示を得 る必要がある。何故なら、例えば電荷増幅器を機能させることが共鳴器を機能さ せることに対しても必要であるからで、即ち測定増幅器またはケーブルが故障し ている場合でも、このことは上に説明したように、測定した共鳴周波数のずれを 読み取れるからである。

最も簡単な測定技術の場合に対して、つまり説明した二つの周波数領域が光分離 れている場合には、この測定方法を実行するのに、誘導成分と容量成分を有する 測定信号中の関連する二つの信号をデカップリングすることで充分である（第１ 図と付属する説明も参照）。しかし、例えば水晶圧力検出器の場合、第一動作様 式の下部周波数範囲は第二動作様式の周波数範囲に達するので、通常この簡単な ＬＣデカツブリンでは不十分である。それ故、この発明による測定装置の構成に は、以下の準備がある。つまり、可能な二つの動作様式で使用するため、低周波 では直接圧電効果を利用した機械的な量の測定素子として、また高周波の場合に は機械的振動を電気的に励起する逆圧電効果と、圧電的に帰還を発生させる直接 的な圧電効果を利用した圧電共鳴器としてのセンサがただ一つの共通信号導線を 経由して測定増幅器中に配設された電荷増幅器の反転入力端に接続していて、電 荷増幅器が更に信号発生器の出力端に接続してこの発生器によって周波数信号と 共に制御されていて、コンデンサを介して反転入力端に帰還され、電荷増幅器に 配設された演算増幅器の出力端が、一方で出力端に共鳴特性に依存する信号ｕＭ Ｆが出力される高域濾波器の入力端に、他方で出力端に低周波電荷増幅信号ｕＮ Ｆが出力する低域濾波器の入力端に接続していると言う準備がある。従って、電 荷増幅器は振動励起の帰還作用を評価するために使用される共鳴検出器の一部と して動作する。この電荷増幅器の帰還コンデンサは接続されている圧電変換素子 と共に、振動励起するためと、圧電帰還作用を検出するためとに使用される分圧 器を形成している。

ここでは、以下のように、高域濾波器及び／又は低域濾波器の代わりに、当然そ れぞれ適当な下限または上限周波数を有する帯域濾波器を使用することもできる 。

測定方法の他の構成によれば、信号導線を介してセンサを励起して機械的な振動 を与える高周波励起信号が供給され、この励起信号にはセンサの圧電帰還作用に よて順次発生する同じ周波数の信号とこのセンサから機械的な低周波の作用によ って発生する低周波信号が重畳していて、その場合信号導線の測定信号の低周波 成分が見掛は上短絡し、この時発生した短絡電流が他の信号処理のために増幅さ れ、特に電荷に比例する出力信号が導入されている。

上に関連して、本来の信号処理に対してこの発明の二つの提案によれば、信号導 線の測定信号の高周波成分が低周波成分から容量デカップリングされるか、ある いは信号導線の高周波励起信号が電圧に合わせて印加され、センサを流れる全電 流、つまり高周波成分と低周波成分を他の信号処理に使用している０両方の方法 には、両方の動作様式の近接している周波数範囲でも測定信号から関連する信号 をきれい分離ことを保証するこの発明による測定方法を実行あるいは改良する、 筒車で有効な可能性がある。

最初の方法では、信号発生器の周波数信号の出力端が電荷増幅器の非反転入力端 に接続するように、この発明による測定装置が形成されている。第二の方法では 、この発明により、信号発生器の周波数信号の出力端がエミッタ・フォロワーを 介してセンサの信号導線に接続していて、エミッタ・フォロワートランジスタの エミッタ導線とコレクター導線にそれぞれ一つの定電流源が接続していて、この エミッタ・フォロワートランジスタのコレクターは電荷増幅器の反転入力端に接 続していて、その場合、例えば非反転入力端にも平衡電位、主に電気帰還電位が 印加しているので、エミッタ・フォロワートランジスタのコレクター電位がこの トランジスタを動作させるのに適した値に調節できる。

この発明による測定方法の他の構成では、高周波信号を形成するため、周波数と 位相の点で出力信号に一致し、センサによって影響されない基準信号と測定信号 との間の差が形成され、その場合、励起信号と基準信号がその振幅に関して相対 的に調節される。この場合、更に高周波信号の実数成分が低減するように振幅の 調節が行われる。この発明による基本的な測定方法の上記の改良によって、変換 素子の共鳴に重要な特徴となる出力信号が得られる。高周波信号の実数部分が振 幅調節によって低減されると、複素数変換容量の減衰損失部に比例する所望の量 が得られる。同時に、前と同じように、影響のある機械的な量に比例する本来の 電荷増幅器の再増幅信号を測定できる。

振動の励起に使用される周波数信号を処理するため、この発明による測定方法の 他の構成では、帯域濾波された高周波信号が位相を合わせて能動的に帰還、特に ループ増幅率を１に自動調節して帰還することができる。従って、共鳴測定自体 で発振器が作動するので、変換素子を励起するための独立した信号発生器または それに類するものが余計になる。

上に説明した「基準との差」方法を実現させるため、この発明による測定装置の 構成では、信号発生器に別な周波数信号の出力端があり、この出力端が（を荷増 幅器の非反転入力端に印加される信号ｕ１に関して）周波数と位相の点で同じで 、振幅を調節できる基準信号ｕ２を出力し、基準電荷増幅器の非反転入力端に連 結し、基準電荷増幅器に配設した演夏増幅器の反転入力端がコンデンサを介して 帰還電位に接続され、他のコンデンサを介してその出力端に帰還されていて、他 の高域濾波器を介して導入される基準電荷増幅器の出力は信号ｕＭＦを通す高域 濾波器の出力と同じ様に差動増幅器に接続され、この差動増幅器の出力は共鳴特 性を表す信号Ｕ、が出力する。これに関連して処理される二つの信号Ｕ、とｕ２ の間の引算は、仮定しているように、同相の信号ｕ１とＵ！を用いて差動増幅器 によって行われるだけでなく、当然逆位相の場合でも、加算増幅器でも行える。

更に、濾波と引算の順序を必要に応じて入れ換えることもできる。基本的には、 測定装置のこの構成によって、圧電変換器の主要な作用の一つ、つまりコンデン サのように挙動する作用が測定信号から引き算されるので、大きな容量によって 隠れていた振動特性がより明白になる。

最後に述べたことに関連して、更に信号ｕＮＦを出力する低域濾波器の出力端が 後続増幅器の入力端に接続していて、この増幅器の出力端では、測定信号の低周 波成分に関しても明らかな表示を与える処理された信号ｕ０が利用できる。

この測定装置の特に有利な他の構成によれば、高域濾波された差動増幅器の出力 端が同期復調器に連結していて、この変調器は信号発生器、特にこの発生器の周 波数信号の出力端の一つに接続された位相基準を発生させるユニットに連結し、 同期復調器の出力端は制御器の実測値の入力端に接続し、この制御器は更に目標 値の入力端と制御量の出力端を保有し、この制御量の出力端は信号発生器の両方 の出力信号ｕｌ、ｕ２の相対振幅を調節する調節ユニットに接続している。従っ て、この測定装置は原理的に両方の出力信号ｕｌ、ｕｇの相対振幅を自動調節す る制御器だけ拡張されている。同期復調器には、例えば信号ｕ、またはｕｔから 誘導された位相基準によつ′　てＵゎの実数部分が得られ、閉じた制御ループを 零に調節する。

上に述べた測定装置の他の構成では、差動増幅器の高域濾波された出力端が他の 同期復調器に接続されていて、この他の同期復調器はｖＣＯとして形成された信 号発生器の周波数信号の出力端に接続する位相基準ユニットに連結し、同期変調 器の出力端は主としてそれに無関係に粗く調節できるＶＣＯを調節するため、Ｖ ＣＯに接続する最大値制御器の入力端に接続されている。従って、本来の共鳴測 定回路は発振器に拡張されている。この最大値制御器によって、　Ｖ　ＣＯ（Ｖ ｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ：　電圧制御発振器 ）は最大電力損失の周波数、つまり変換素子の共鳴周波数に同調する。この第二 同期復調器では、前記位相基準によってＵ、の虚数部分が得られ、実測値として 最大値制御器に導入される。

この測定装置の最後に述べた実施例に対する変形種は、この発明の構成により以 下の特徴を有する。

即ち、信号発生器がｖＣＯとして形成され、この発生器の周波数信号の出力端が 基準電荷増幅器中に配設された演算増幅器の非反転入力端にも接続し、前記演算 増幅器の反転入力端は可変コンデンサを介して帰還部の電位が印加し、しかも別 なコンデンサを経由してその出力端に帰還結合していて、基準電荷増幅器の出力 端も電荷増幅器自身の出力端と丁度同じ様に差動増幅器に接続していて、差動増 幅器の高域濾波された出力端は同期復調器に連結し、この復調器にｖＣＯの周波 数信号の出力端にも接続している位相基準ユニットの出力信号が導入され、前記 同期復調器の出力端は制御器の実測値入力端に接続していて、更に目標値入力端 も有する制御器はＶＣＯの周波数制御入力端に接続する調節量出力端を有する。

従って、測定増幅器は動作時に一方で電荷増幅器として、また他方で周波数用の 発振器として形成されている。信号発生器の二つの出力信号の相対振幅を自動調 節するための先に述べた制御器を省略でき、その代わり、回路を始動させる時、 必要な調節を行い、動作期間中には再調節をしない、従って、ｕＤの実数部分を 零にする調節判定基準は、この操作を満たす何れの周波数を発生させるためにも 使用特表平３−５０２６０９　（７） できる。予備調節は、共鳴検出器で得た変換素子の共鳴特性を予め解析して手で 又は電算機制御して行えるので、その周波数は圧電変換素子の共鳴周波数である 。調節構成部品としては、−個またはそれ以上の前記コンデンサと、場合によっ ては、圧電変換素子に並列している独立可変コンデンサも問題になる。

最後の箇所で述べた上記測定装置のこの発明による別な実施例によれば、前記信 号発生器が帯域濾波器として形成された高域濾波器の出力端に生じる信号Ｕ□を 電荷増幅器の非反転入力端と基準電荷増幅器の非反転入力端に能動的に負帰還し て実現され、基準電荷増幅器の出力端は電荷増幅器の出力端と丁度同じように差 動増幅器に接続し、この差動増幅器の出力端が帯域濾波器と低域濾波器に導入さ れていて、能動的な帰還では、９０°位相回転回路と特に自動増幅率制御ユニッ ト（Ａ、ＧＣ）が動作する。この方法では、測定増幅器が電荷増幅器として、お よび直接負帰還部を有する発振器として、中間接続されたｖＣＯなしに形成され ている。例えば、最初に手によってコンデンサを用いて同調させた共鳴検出器は 、圧電変換素子の共鳴状態で最大出力信号を出力し、この信号の位相は励起信号 に対して９０°進んでいる。減衰しない振動に対する負帰還条件を満たすために 、出力信号の位相を更に９０°進める必要がある。前記ＡＧＣユニントを介して 、ループ増幅率が値１に制御される。帯域濾波器は同調周波数帯域内に一つの共 鳴を選択するために使用される。低域濾波器を介して他の実施例の場合と同じよ うに、電荷増幅器の低周波信号を取り出せる。

この発明による測定装置を、例えば飛行機に固定組込した加速度計に関連して使 用する場合、例えば全体の測定が順調である否か、つまりその時の負荷を表示す る測定値を実際に無視していないか否かを確認するため、管制ステーションから 遠距離呼掛を行うことができる。これに関連して、信号導線の測定信号の低周波 成分に関して機械及び／又は物理的な量を測定または監視し、同時に測定信号の 高周波成分によって特徴付けられる共鳴特性に関してセンサの機能を監視するた め、前記様式のこの発明による測定が有利に使用される。その場合、センサには 少なくとも一個の圧電素子を含む個別変換素子の一つを装備してる。

しかし、この発明の他の提案によれば、異なる少なくとも二つの機械及び／又は 物理的な量を同時に測定又は監視するため、ここに説明する様式の測定装置を使 用できる。その場合、センサには個々の課題に最適化された少なくとも二個の独 立変換素子が装備されている。これ等の両変換素子は電気的及び／又は機械的に 、並列にも直列にも接続できる。その場合、測定課題から最適な装置がそれぞれ 生じる。

従来の技術に比べて、依然として単一の信号導線を使用し、全体の測定装置が測 定信号からの関連する二つの信号を評価するためにも共通にコンパクトに保持さ れている。

この発明による測定装置の他の構成では、信号発生器の周波数信号の出力が演算 増幅器の非反転入力端に印加し、この演算増幅器の出力端はＦＥＴのゲートに接 続し、このＦＥＴはソースを介して演算増幅器の反転入力端に帰還させてあり、 定電流源とセンサの信号導線に接続し、電荷増幅器の反転入力端はＦＥＴのドレ インと他の定電流源に接続し、その場合、電荷増幅器の非反転入力端は平衡電位 、ないしは電気帰還部の電位にされていてもよい、これによって、信号発生器と センサの信号導線との間にエミッタフォロワーを有する上に説明した測定装置に 似て、ＦＥＴで制御される装置が生じる。この装置はこの発明による拡張として 特に有利である。この装置によれば、信号発生器には他の周波数信号出力端を有 し、この出力端は基準演算増幅器の非反転入力端に接続し、この基準演算増幅器 の出力端は他のＦＥＴに接続し、このＦＥＴはソ・−スを介して基準演算増幅器 の反転入力端に負帰還結合されていて、しかも定電流源と帰還部の出にか印加し ているコンデンサとに接続していて、基準電荷増幅器の反転入万端が前記他のＦ ＥＴのドレインと他の定電流源とに接続していて、更に電荷増幅器の出力と基準 電荷増幅器の出力が差電圧増幅器に導入され、この差電圧増幅器の出力が高域濾 波器と低域濾波器の入力端に入力する。従って、基準部によって実現する共鳴検 出器に対するこの発明による測定装置の先に述べた基本原理を拡張することによ って、共鳴特性に対する感度が変換素子の並列コンデンサの引算による補償によ って相当向上する装置が提供さえる。信号の実数部分を引算で低減させるように 二つの分岐部を調節すると、複素数値の変換容量の減衰損失部分に比例する所望 の値が得られる。

この発明の他の構成では、最後に説明した測定装置を変換することによって、信 号発生器の周波数信号出力が演算増幅器の非反転入力端に入力し、この演算増幅 器の出力端がＦＥＴのゲートに接続していて、このゲートはソースを介して演算 増幅器の反転入力端に負帰還し、しかも定電流源とセンサの信号導線とに接続し ていて、前記信号発生器には基準演算増幅器の非反転入力端に入力する他の周波 数信号出力端があり、前記基準演算増幅器の出力端が他のＦＥＴのゲートに接続 していて、この他のＦ　Ｅ　Ｔはソースを介して基準演算増幅器の反転入力端に 負帰還され、しかも他の定電流源と電気帰還部の電位が印加しているコンデンサ とに接続し、両方のＦＥＴのドレイン接続端子はそれぞれ差電流増幅器に導入さ れ、この差電流増幅器の電流出力端は、非反転入力端に電気帰還部の電位が印加 している電荷増幅器の反転入力端に接続している。このことから、信号の引算あ るいは差の形成が今まで説明したような差電位増幅器によるだけでなく、差電流 増幅器、例えば電流鏡回路によっても行われることが明らかになる。従って、分 岐回路の電流に対する二つの電荷増幅器の代わりに、差電流に対する共通の増幅 器も使用することができる。

この発明の他の構成によれば、信号発生器は帯域濾波器として形成された高域濾 波器の出力端に生じる信号を演算増幅器の非反転入力端と基準演算増幅器の非反 転入力端に能動的に負帰還することによって形成され、これ等二つの演算増幅器 の出力がそれぞれＦＥＴのゲートに印加し、このＦＥＴのソースがそれぞれ独立 した定電流源に接続し、各演算増幅器の反転入力端に負帰還され、演算増幅器の 場合、更にセンサの信号導線はソースに連結し、基準演算増幅器の場合、更にソ ースから可変コンデンサを介して電気帰還部の電位に接続し、両方のＦＥＴのド レイン接続端子が差電流増幅器とｉ／ｕ変換器に通じていて、その出力端は一方 で帯域濾波器と他方で電荷増幅器の反転入力端に接続し、その場合主として帯域 濾波器と二つの演算増幅器の非反転入力端との間の負帰還部に自動増幅率制御ユ ニット（ＡＧＣ）が接続されている。ここでも、再び差電流増幅器が使用され、 その場合、差電流から比例電圧が発生する。このことは、例えば積分器を介して 増幅され、従って低域濾波器を介して電荷およびそれによって機械的な入力信号 に比例する振動が利用される。差電流増幅器の出力端の電圧信号は、自由振動す る発振器として閉じた負帰還で回路を駆動させるために使用される。前記ＡＧＣ ユニットは振幅条件を維持する（ループ増幅率が１に等しい）ために使用される 。圧電変換素子が共鳴している場合には、位相条件（ループ内の位相差が零）も 満たされている。前記帯域濾波器は変換素子の所望の共鳴周波数を選択するため に使用される。この構成では、例えば変換器の共鳴周波数を特徴付ける周波数信 号を出力する帯域濾波器によって行える。

最後に述べた関連では、この発明の他の構成によって、自動増幅率制御ユニット と両方の演算増幅器の非反転入力端との間にも二つの演算増幅器に対して同相の 周波数信号を発生させる駆動回路が接続してあり、差電流増幅器の代わりに、電 流加算回路が付加しである。従って、必要な引算は両方の同相信号から発生する 電流の差電流を形成することによって、上に説明したように行われるのでなく、 同相信号を発生させ、次いで生じた電流を加算して行われる。電流電圧変換器は 、例えば−個の抵抗を介して負帰還させである演算増幅器によって構成できる。

説明した二つの同相電圧信号は、対称な複数の出力端を有する差動増幅器を用い て発生させることができる。

最後に述べた測定装置のこの発明による特に有利な他の構成によれば、駆動回路 に二つの同相周波数信号を振幅調節する付加ユニットがあり、電荷増幅゛　器の 高域濾波された出力が同期復調器に導入され、この復調器が更に位相基準を発生 させるユニットをに接続し、このユニットが二つの演算増幅器の非反転入力端に 接続していて、同期復調器の出力端が制御器の実測値入力端に接続し、この制御 器には更に目標値入力端と制ＪＢ量出力端があり、この後者の出力端は振幅調節 用のユニットに接続している。従って、圧電変換素子に対する精密発振器と電荷 増幅器が生じ、その場合、回路の調節は逆位相の周波数信号の振幅を調節して自 動的に行われ、この回路は目標値Ｏを同期整流器によって供給される実測値と比 較する制御器によって制御される。位相条件を微ｔ１１節すること、およびＡＧ Ｃユニットに関連して、振幅条件を調節することは、回路が正帰還しでいるため 、前記帯域濾波器によって選択される圧電変換素子の共鳴周波数のときのみ行わ れる。

図面の説明 この発明を以下に図面に部分的に模式的に示す回路図に基づきより詳しく説明す る。

第１図、ただ一本の信号導線を介して導入される測定信号から圧電変換素子の共 鳴特性を記述する高周波信号とこの変換素子への機械的作用を記述する低周波信 号とを取り出す最も簡単な回路の回路図。

第２図、電荷増幅器を備えた圧電変換素子の基本構成回路図。

第３図、圧電変換素子が分圧器のコンデンサと一緒に動作する共鳴検出器の基本 回路図。

第４〜１０図および第１２〜１６図、それぞれこの発明によって形成された測定 装置。

第１１図、第１０図および第１２〜１６図に従って使用される定電流源のそれ自 体公知の態様を示す回路図。

第１７〜１９図、それぞれこの発明による測定装置で使用され、それに応じた測 定方法で使用されるセンサの実施例を示す回路図。

既に上で説明したように、この発明によれば、少なくとも一個の圧電変換素子を 有するセンサが単一の共通信号導線を介して（同時に）二つの様式で動作する。

即ち、 １、直接圧電効果に基づく本来の圧電変換器とじて特表平３−５０２６０９　（ ９） 働＜１．この場合、作用する機械的な量（例えば、力、圧力、加速度等）である と、出力端に電気的な電荷信号が発生する。そして、 ２、一方で変換素子を電気的に励起して機械的振動を発生させる逆圧電効果と、 他方で励起信号に圧電的帰還作用が行われる直接圧電効果とに基づく圧電共鳴器 として働く。

第一の動作様式では、主に変換素子で（見掛は上の）短絡が生じる、評価用の電 荷増幅器となる。第二の動作様式では、変換素子を短絡させてはならない。何故 なら、電気信号によって振動を励起する必要がありるので、この振動の励起信号 への圧電的な逆作用が測定できるからである。第一動作様式が第二動作様式にと って重要な変換素子の共鳴周波数以下ににある周波数で有効に行われると考えな ら、低周波に対して電荷増幅器として作用し、より高い周波数で変換素子が振動 を誘起し、励起信号に対するその圧電帰還作用を測定できる必要がある測定増幅 器による要求が生じる。

最も簡単な場合、つまり両方の周波数範囲が充分広く重なっている時には、上記 の要求を満たすために、共通信号導線２に変換素子１から供給される第１図の誘 導成分ＬＫと容量成分Ｃｘを有する信号を取り出すことで充分である。しかし、 例えば水晶圧力検出器の場合、第−動作様式の周波数範囲が第二動作様式の周波 数範囲にほぼ達するので、正規の場合、第１図に無関係に示す二つの評価装置（ 電荷増幅器３と共鳴検出器４）の簡単なＬＣデカップリングは充分でない。

第２図には、接続する圧電変換素子１を有する電荷増幅器の基本回路が示しであ る。信号導線２には、前記演算増幅器５の反転入力端（−）に接続され、この増 幅器の非反転入力端の−）は帰還部の電位が印加し、その出力端６はコンデンサ Ｃ１を経由して反転入力端に負帰還し２ている。演算増幅器５、および電荷増幅 器の出力端６に生じる電圧は、それ故、圧電変換素子１に及ぼす機械的影響の量 に比例しでいる（誤解が生じない限り、以下では用語「演算増幅器」と「電荷増 幅器」は記号５を付けた部材に関連して同時に使用され、同じことは更に用語「 −センサ、１と「変換素子」にも当てはまる。

第３図には、信号発生器７′、固有の検出器８およびコンデンサＣ０を有する共 鳴検出器の原理回路が示しである。ここで１、圧電変換素子１は分圧器で容量Ｃ ６を有する共鳴器として動作する。

第４図には、この発明による測定装置の原理回路が簡単な構成に、１，５て示ｊ ６．である。信号発住器７は周波数信号で演算増幅器５の非反転入力端（＋）を 駆動し、前記周波数信号の平均値はアー・スミ（☆に等しい。この演算増幅器５ はその出力端６に−−−）の動作様式の信号を重ね合わせた信号を出力する。即 ち、（直流オフセットを除いて）、 ｕＡ　　・・・演算増幅器５の出力電圧ｃｏ　・・・帰還容量 Ｑ　・・・変換素子１から出力し、た電荷Ｕ、・・・非反転入力端（＋）での周 波数信号Ｃ・・・複素数変換器容量の実数部分：変換器の静電容量の第一近似で の意味で、 Ｄ　・・・複素数変換器容量の虚数部分ｊ　・・・虚数単位 を意味する。

高域濾波器９および低域濾波器１０によって、増幅器５の出力信号から「電荷増 幅器」の低周波信号ｕ）＋ｙと「共鳴検出器」の高周波信号ｕＭＦを得ることが で謙る。。

第５図では、変換素子の共鳴を特徴付ける重要な出力信号を得るため、第４図に 示す回路が補足されている。そのため、信号発生器゛７には他の周波数信号の出 力端がある。５″′：の出力端は、前記電荷増幅器（または電荷増幅器の演算増 幅器５）の非反転入力端（−＋）に入力する信号ｕ　、に関して、周波数と位相 が等しく、振幅を調節できる基準信号ｕ２を出力し、基１！電荷増幅器１１の非 反転入力端（＋）に接続している。基準電荷増幅器１ゴに配設した演算増幅器１ ２の反転入力端（−）はコンデンサＣ２を経由して帰還部の電位に接続し、他の コンデンサＣＩを経由してこの演算増幅器の出力端１３に負帰還されている。基 準電荷増幅器１１の出力端１３は、他の高域濾波器１４を経由して、出力端６が （高域濾波器９を経由する）のと同じ様に、差動増幅器１５に接続し、この差動 増幅器の出力端に圧電変換素子１の共鳴特性を表す信号ｕ０が出力する。

信号ｕＮＦを出力する低域濾波器１０の出力端は、後続増幅器１６の入力端に接 続している。この後続増幅器の出力端は処理する信号ｕ０を出力する。

従って１．■−増幅率を用いて、 となる。ｕｏの実数部分が引き算で消えるように、信号発生器７の入力端１７の 振幅調節を行うと、複素数の変換器の容量（Ｃ＋ｊ　Ｄ）の減衰損失りに比例す る所望の値が得られる。即ち、 同時に、影響を受ける機械的な量に比例する「電荷増幅器」の再増幅信号ｕ、を 測定できる。

第６図には、測定回路を自動同調させる制御器による第５図の回路の拡張（折目 １８で示す）が示しである。高域濾波された差動増幅器の出力端は同期復調器１ ９に接続している。この復調器は更に位相基準を発生させるユニット２０に連結 している。このユニットは信号増幅器（第５図で記号７）に接続していて、特に この増幅器の周波数信号出力端の一つに接続している。同期復調器１９の出力端 は、制御器２２の実測値入力端２１に接続し、この制御器は更に目標量出力端２ ４と制御量出力端２４を有する。前記制御量出力端２４は、例えば第５図の入力 端１７に直接、または信号発生器の二つの入力信号ｕｌ、ｕｚの相対振幅を調節 する図示していない調節ユニットに入力する。同期復調器１９には、前記位相基 準によってｕｏの実数部分が得られ、閉じた制御ループで零に調節される。

第７図には、発振器に対する共鳴測定回路の拡張が示しである。この図面の上部 は、実質上第５図と第６図の組み合わせに相当している。その場合、第５図から の相違は、ただ差動増幅器とフィルターの順序のみを入れ換えである。同じ、ま たは少なくとも機能的に同じ構成要素には、再び既に前に使用した参照符号が付 けである。

第７図の図面の下部６ごは、高域濾波された差動増幅器１５の出力端（信号ｕｎ ）が他の同期復調器２５に接続している。この復調器は位相基準ユニット２６に 接続している。位相基準ユニット２６は再びＶ　ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎ ｔｒｏｌｌｅｄ　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ；電圧制御発振器）として形成された信 号発生器７の周波数信号出力端２７に接続している。同期復調器２５の出力端は 最大値制御器２９の入力端２８に接続している。この最大値制御器は、特に入力 端３０を介して無関係に粗調節できるＶＣＯ（７）を微調節するため、これに接 続している。

最大制御器２９によって、ＶＣＯは最大損失出力の周波数、つまり変換素子１の 共鳴周波数に調節される。同期復調器２５では、これに対してユニット２６から の位相基準によってｕ（１の虚数部分が得られ、実測値として最大値制御器２９ に導入される。

従って、三つの出力信号を同時に利用できることになる。即ち、 １、「電荷増幅器」の出力信号ｕ０ ２、変換素子の共鳴周波数の出力信号Ｕ。

３、変換器の減衰損失を特徴付けるＵ、の虚数部分を有する出力信号 第７図に加えて、更にここでは制御器２２が二つの信号Ｕ、とｕ２の振幅を調節 する独立した調節ユニット３１に作用を及ぼし、この制御器はＶＣＯの周波数信 号出力端２７に通じていることも判る。

第８図によれば、信号発生器７が再びＶＣＯとして形成されている。この発生器 の周波数信号出力端２７は基準電荷増幅器１１に配設された演算増幅器１２の非 反転入力端（＋）にも接続している。この演算増幅器１２の反転入力端（＝）は 、可変コンデンサＣ２を介して帰還部の電位に接続し、しかもコンデンサＣ４を 介して出力端１３に負帰還されている。基準電荷増幅器】１の出力端１３は本来 の電荷増幅器５の出力端６と同じ様に再び差動増幅器１５に接続している。この 差動増幅器１５の出力端は高域濾波器１４を経由して第７図のように同期復調器 １９に接続し、低域濾波器１０を介して再び出力信号ｕ０を得る。

同期復調器１９には、更にＶＣＯの周波数信号出力端２７に接続する位相基準ユ ニット２０の出力信号が導入される。同調復調器１９の出力端は制御器２２の実 測値入力端２１に接続している。この制御器は更に目標値入力端２３も保有し、 しかも調節量出力端２４を介してＶＣＯの周波数制御器入力端に接続している。

従って、第８図の回路は一方で！荷幅幅器としてまた他方で周波数の発振器とし て駆動する測定増幅器の別な実施態様に係わる。測定回路を自動調節する第６図 の制御器２２を省略し、その代わりに、回路を始動する時、必要な調節を行い、 動作中では再調節をしないなら、何らかの周波数を発生させるために調節判定基 準（即ち、ｕＤの実数部分を零にすること）が使用され、この周波数で上記の条 件が満たされる。予備調節は、共鳴検出器で得られた圧電変換素子１の共鳴特性 を予め解析したものに基づき手または電算機制御によって行える。従って、この 周波数は前記素子の共鳴周波数である。調節する回路部品としては、−個または それ以上の図示されているコンデンサおよび圧電変換素子１に並列な図示してい ない（可変）コンデンサも大切である。

第９図には、中間接続されたＶＣＯのない、直接帰還を有する発振器としておよ び電荷増幅器としての測定増幅器を備えたこの発明による測定装置が示しである 。ここでは、本来の信号発注器が低域濾波器として形成された高域濾波器１４の 出力端に生じる信号ｕＨＦを電荷増幅器５の非反転入力端（＋）と基準電荷増幅 器１１の非反転入力端（＋）に能動的に帰還することによって実現される。基準 電荷増幅器１１の出力端１３は、電荷増幅器５の出力端６と特表平３−５０２６ ０９　（１１） 同し様に再び差動増幅器１５に接続している。この差動増幅器の出力は帯域濾波 器（１４）と低域濾波器１０に導入される。前記能動帰還部には、９０°位相の 進める回路３２と自動増幅率制御ユニット（ＡＧＣ）３３が接続されている。

例えば、手でコンデンサＣ２により調節される共鳴検出器は、圧電変換素子１の 共鳴状態で、最大の出力信号を出力する。この出力信号の位相は励起された信号 ｕＦに対して９０°位相が進んでいる。減衰しない振動に対する帰還結合条件を 充分にするため、出力信号は更に回路３２で９０°位相を進めることなる。増幅 率制御ユニット３３を介して、ループ増幅率が必要な値１に制御される。前記帯 域濾波器（１４）は一定の周波数帯域の中である共鳴を選ぶために使用される。

低域濾波器１０を介して、再び電荷増幅器の低周波信号ｕ、が取り出せる。

第１０図には、第４図の測定装置の他の実施態様が示しである。信号発生器７の 周波数１３号出力端２７はエミッタ・フォロアー３４を介してセンサまたは変換 素子Ｉの信号導ｖＡ２に接続している。エミッタ・フォロアートランジスタ３５ のエミッタ導線とコレクタ導線には、それぞれ−個の定電流源３６が接続されて いる。エミッタ・フォロアートランジスタ３５のコレクタ３７は電荷増幅器５の 反転入力端（−）に接続していて、この電荷増幅器の非反転入力端（＋）には帰 還部の電位が印加している。その場合、二つの定電流源３６はトランジスタ３５ の動作点を決めるために使用されている。

この場合、前記電荷増幅器５の出力＠６の出力信号ｕＡは（直流オフセントを除 いて）以下のように表せる。

ｔｌＡ＝−Ｑ／ｃｏ＋ｕ＋　’　（Ｃ＋　Ｊ　Ｄ）／Ｃ。

第４図の測定装置の場合のように、ここでも高域濾波器１４と低域濾波器１０が 二つの信号ＩＮＦとｕＭＦを分離するために使用される。

第１１図には、第１０図に対する説明として、精密定電流源である定電流源３６ に対するそれ自体公知の実施形状が示しである。演算増幅器３８は電界効果トラ ンジスタ（ＦＥＴ）３９を、このＦＥＴ３９のソース抵抗Ｒ３での電圧が入力電 圧ｕ０に等しくなるように制御する。この状況は、ＦＥＴ３９のドレイン接続端 子で電流ｉ　ｏ　−ｕ　ｏ／　Ｒ，５が流れる場合である。この様な電流源の内 部抵抗は、非常に大きくできる（ＧΩより更に大きくなる）。

第１２閏には、第５図に憤で１．共鳴検出器に対する第１０図の回路または測定 装置の拡張が示しである。この共ｌ！Ｉ！出器の共鳴特性に関する感度は変換素 子１の並列コンデンサの減算で補償することによって大幅に向上する。信号発生 器７０周波数信号出力（信号ｕ＋　）は、演算増幅器４０の非反転入力端（＋） に印加する。この演算増幅器の出力端４１ばＦＥＴ４２のゲートに接続している 。そして、このＦＥＴ４２はソースを介して前記演算増幅器４０の反転入力端（ −）に負帰還し、しかも定電流源３６とセンサまたは変換素子ｌの信号導線２に 接続している。電荷増幅器５の反転入力端（−）はＦＥＴ４２のドレインと、他 の定電流源３６に接続されている。電荷増幅器５の非反転入力端（＋）には平衡 電位ｕ０が印加しているので、ＦＥＴ４２のドレイン電位もＦＥＴ４２の動作に 適するこの値に調節されている。

信号発生器７には、他の周波数信号出力端（信号ｕりがある。この出力端は基準 演算増幅器４３の非反転入力端（ト）に接続ｊ７、この演算増幅器の出力端４４ は他のＦＥＴ４５のゲートに接続されている。このＦＥＴ４５はソースを介して 基準演算増幅器４３の反転入力端（−）に負帰還され、しかも定電流源３６およ び他方で帰還部の電位が印加しているコンデンサＣ２に接続している。基′＄、 電荷増幅器１１の非反転入力端（＋）は前記他のＦＥＴ４５のドレインに接続し 、他の定電流＃３６に接続している。基１！電電荷幅器１１の非反転入力端（＋ ）は、電荷増幅器５の場合と同じ平衡電位ｕ０が印加しているので、ドレ・イン 電位もＦＥＴ４５の動作に通した前記の値に調節される。

一方の電荷増幅器５の出力と他方の基準電荷増幅器１１の出力（信号Ｕ、とｕ４ ）は、差動増幅器１５に導入され、この差動増幅器の出力は再び高域濾波器と低 域濾波器（１４，１０）の入力端に印加する。

任意の符号の一定増幅率を除いて、この場合以下の出力信号を得る。即ち、 ｕｏ−Ｖｏ＋　Ｑ／Ｃ。

ｕｎ＝Ｖｎ（ｕ＋・（Ｃ＋ｊＤ）／Ｃｏ　　ｕｘ・ｃｚ／Ｃ＋）ｕ９の実数部分 が引算でなくなるように調節を行えば、複素数変換容量（Ｃ＋ｊＤ）の減衰損失 部りに比例する所望の値が得られる。即ち、Ｒｅ（ｕｏ）＝　Ｏ＋　　ｕ　＋　 ・Ｃ／Ｃｏ−ｕｚ−Ｃｚ／Ｃ＋に対して、ｌｌ１（ｕｏ）＝ｕ＋Ｖａ・Ｄ／Ｃ。

第１３図の測定装置では、信号発生器７の周波数信号出力（ｕｌ）が演算増幅器 ４９の非反転入力端（＋）に印加する。この演算増幅器の出力端は他のＦＥＴ４ ７のゲートに接続している。このＦＥＴはソースを介して演算増幅器４９の反転 入力端（−）に負帰還し、しかも定電流源とセンサの変換素子１の信号導線２に 接続している。信号発生器７には、他の周波数出力端（ｕ、）があり、この出力 が基準１５表千３−５０２６０９　（１２） 演算増幅器５０の非反転入力端（＋）に印加している。演算増幅器５０の出力端 は他のＦＥＴ４７のゲートに接続し、このＦＥＴはソースを介して基準演算増幅 器５０の反転入力端（＝）に負帰還し、しかも他の定電流源３６と他方で電気帰 還部の電位が印加しているコンデンサＣ２に接続している。両方のＦＥＴ４６． ４７のドレイン接続端子は差動増幅器４８に導入され、この差動増幅器の電流出 力端４９は非反転入力端（＋）に電気帰還部の電位が印加している電荷増幅器５ の反転入力端（−）に接続している。

従って、共鳴測定を改善するため行われた差形成が、今まで述べた図面の実施例 のように差電圧増幅器ではなく、差電流増幅器、例えば電流鏡面回路でも行える ことが判る。それ故、ｉｔ電流ｌと１２に対する二つの電荷増幅器の代わりに、 −個の共通の電荷増幅器が差電流のために使用できる。

第１４図の測定装置の場合、本来の信号発生器は再び帯域濾波器として形成され た高域濾波器１４の出力端に生じる信号Ｕ、を演算増幅器４９の非反転入力端（ ＋）と基準演算増幅器５０の非反転入力端（＋）に能動的に帰還させて実現され る。前記両方の演算増幅器４９．５０の出力は再びそれぞれＦＥＴ４６．４７の ゲートに印加する。これ等のゲートのソースはそれぞれ独立した定電流源３６に 接続していて、各々の演算増幅器４９．５０の反転入力端（−）に帰還されてい る。演算増幅器４９の場合、更にセンサの変換素子１の信号導線２がＦＥＴ４６ のソースに接続していて、基準演算増幅器５０の場合、更にソースが可変コンデ ンサＣ２を経由して電気帰還部の電位に接続している。

両方のＦＥＴ４６．４７のドレイン接続端子は、再び差電流増幅器４８′に導入 されている。この増幅器はここでは更にｉ　／　ｕ変換器を保有している。

この増幅器４８′の出力端は、一方で帯域濾波器１４と、他方で抵抗Ｒつを介し て電荷増幅器５０反転入力端（−）に接続している。帯域濾波器１４と二つの演 算増幅器４９．５０の非反転入力端（＋）との間の負帰還部には、自動増幅率制 御ユニッ）（ＡＧＣ）３３が接続されている。

従って、第１４図の測定装置も、第１３図の測定装置と同じ様に差電流増幅器を 保有し、ただ差電流から比例電圧信号を発生する。この電圧信号は一方で積分器 によって増幅されるので、低域濾波器１０を介して再び電荷に比例し、機械的入 力信号に比例する信号ｕ０が使用できる。他方、差電流増幅器４８′の出力端の 電圧信号は、この回路を閉じた帰還部を有する自由振動する発振器として駆動さ せるために使用される。この場合、ＡＧＣユニット３３は振幅条件（ループ増幅 率＝１）を維持するために使用される。ここでは、圧電変換器の共鳴器が共鳴し ている場合、位相条件（ループの位相差が零）も満たされる。帯域濾波器１４は 、再び変換素子１の所望の共鳴周波数を選択するために使用される。周波数信号 ｕ７．つまり変換素子１の共鳴周波数、図示しであるように、例えば帯域濾波器 １４によって取り出せる。

第１５図の実施例は、大体ただ以下の点で第１４図の実施例と異なる。即ち、自 動増幅率制御ユニット（ＡＧＣ）３３と二つの演算増幅器４９．５０の非反転入 力端（＋）との間に、二つの演算増幅器に対して位相が逆の周波数信号を発生さ せる駆動回路５１が接続してあり、差電流増幅器４８′の代わりに、電流加算回 路５２が装備しである。

基準測定に必要な引き算は、即ち第１５図に従って、二つの同相信号ｕ１とｕｚ を発生させる電流１１１２から電流差を形成する第１４図のようでなく、逆相信 号ｕ１とｕ２を発生させ、合成電流ｉ、とｉ。

を加算して行われる０回路５２の電流電圧変換器は抵抗ＲＫを介して帰還される 演算増幅器５３によって形成される。逆相信号Ｕ、とｕ２を発生させるには、例 えば対称出力端を有する差動増幅器を用いて行われる。

第１６図には、第１５図の測定装置の拡張が示しである。同じ方法で、更に例と しても第１４図の装置を拡張できる。駆動部５１′には、ここでは両方の逆相周 波数信号Ｕ、とｕ２の振幅壱調節する詳しく図示していない補助ユニットがある 。高域濾波された出力（高域濾波器１４′）は同期復調器１９に導入され、この 復調器は更に再び位相基準を発生させるユニット２０に接続し、このユニットは 演算増幅器４９の非反転入力端（＋）に接続している。同期復調器１９の出力端 は制御器２２の実測値入力端２１に接続し、この制御器は更に目標値入力端２３ と調節量出力端２４を有し、この調節量出力端は駆動部５１′で振幅ｔＡ節する ユニットに接続されている。第１６図に示す回路では、対応するセンサの圧電変 換素子１に対する共鳴周波数の出力端ｕｙを存する精密発振器と電荷信号の出力 端Ｕ、を有する電荷増幅器が大切である。装置の調節は、第６回と第７図に対し て上で説明したように、ｕ＋　とｕ２の振幅調節によって自動的に行われる。こ の調節は制御器２２によって制御され、この制御器は同期復調器から供給された 実測値を目標値零と比較する。こうして、発振回路の位相条件の粗調節が行われ る。位相条件の微調節と、ＡＧＣユニット３３に関連した振幅条件の調節は、回 路の正帰還のため、帯域濾波器１４によって選択される圧電変換素子１の共鳴周 波数の場合にのみ行われる。

第１７図には、接続ソケット５４を装備したケース５５中に圧電素子１を有する 圧電センサが模式的に示しである。この変換素子は接続端子５６．５７を介して 接続している。変換素子１の配置およびその特別な構成はここでは図示しない、 特にこの素子１は任意に多数の圧電素子（例えば、水晶円板）で構成できる。こ の発明に対する上記構成によれば、可能性のある二つの動作様式でこのセンサを 動作させるため第１７図の変換素子を使用できる。

第１８図によれば、第１７図からただ一つの別な態様として、並列接続された二 個の圧電素子１が使用される。これ等の変換素子は各々の動作に対して互いに無 関係に最適にできる。例えば、変換素子１の一つがその素子の圧電素子あるいは 圧電素子のボルダ−を特別に構成して動作に対して共鳴器として最適にされる。

他方、他の変換素子１は動作に関して直接圧電効果を利用して最適化される。こ れに関連して、この種の多数の圧電素子が測定すべきあるひは監視すべき量の影 響に関して並列または直列接続されるか否かは問題ではないことも判る。

第１９図によれば、再び直列電気接続された圧電素子１が示しである。これ等の 素子はセンサのケース５５中に電気的に並列にコンデンサＣで配設されている。

国際調査報告 国際調査報告 ＡＴ　９００００３３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少なくとも一個の圧電変換素子を保有する、測定あるいは監視すべき一個の センサを装備し、これ等の量によって影響される電気センサ信号を測定信号とし て評価する、機械及び／又は物理的な量を測定または監視する測定方法において 、前記センサは電気帰還部を含めた共通のただ一つの信号導線を介して、可能性 のある二つの動作様式で、つまり一方では低周波の場合、直接圧電効果を利用し て機械的な量の測定素子として、また他方ではより高い周波数の場合、機械的な 振動を電気的に励起する逆圧電効果と圧電逆作用を発生させる直接圧電効果とを 利用する圧電共鳴器として動作していて、前記信号導線の測定信号から、共鳴特 性を表す高周波信号と機械的な作用を表す、主として電荷に比例する低周波信号 が発生することを特徴とする測定方法。 ２．前記信号導線を介して、センサに機械的な振動を与える高周波励起信号を供 給し、この励起信号には、センサの圧電逆作用を発生させる同じ周波数の信号と 、センサから機械的な低周波作用を発生する低周波信号とが重畳し、その場合信 号導線上の測定信号の低周波成分は見掛け上短絡し、その時生じる短絡電流を他 の信号処理のため増幅し、主として電荷に比例する出力信号のために積分するこ とを特徴とする請求の範囲第１項に記載の測定方法。 ３．信号導線上の測定信号の高周波成分は低周波信号から容量的に排除されてい ることを特徴とする請求の範囲第２項に記載の測定方法。 ４．信号導線の高周波励起信号は電圧に応じて印加され、センサを通過する全電 流、つまり高周波成分と低周波成分は他の信号処理に使用されることを特徴とす る請求の範囲第２項に記載の測定方法。 ５．高周波信号を形成するため、周波数と位相に関して励起信号に対応し、セン サによって影響されない基準信号と測定信号の間の差を形成し、その場合、励起 信号と基準信号はそれ等の振幅を互いに相対的に調節できることを特徴とする請 求の範囲第２〜４項の何れか１項に記載の測定方法。 ６．振幅調節は、高周波信号の実数部分が零になるように実行されることを特徴 とする請求の範囲第５項に記載の方法。 ７．信号励起のために使用される周波数信号を処理するため、帯域濾波された高 周波信号は、位相を合わせて能動的に、好ましくはループ増幅率を係数１に自動 調節して帰還されることを特徴とする請求の範囲第２〜６項の何れか１項に記載 の測定方法。 ８．少なくとも一個の変換素子を有する一個のセンサと、電気帰還部を含めた信 号導線を介してこのセンサに接続している測定増幅器とを備えた測定装置におい て、前記センサ（１）は可能性のある二つの動作様式、つまり一方で低周波数の 場合、直接圧電効果を利用する機械的な量の測定素子として、また他方でより高 い周波数の場合、機械的な振動を電気的に励起する逆圧電効果と圧電逆作用を発 生させる直接圧電効果とを利用する圧電共鳴器として作動させるため、共通のた だ一つの信号導線（２）を介して測定増幅器中に配設された電荷増幅器（５）の 反転入力端（一）に接続し、この電荷増幅器（５）は更に信号発生器（７）の出 力端に接続し、この発生器によって平均値が電気帰還部の電位に等しい周波数信 号（ｕ１）を用いて制御され、電荷増幅器（５）中い配設された演算増幅器のコ ンデンサ（Ｃ０）を介して反転入力端（−）に接線する出力端（６）は、一方で 高域濾波器（９，１４，１４′）の入力端に、また他方で低域濾波器（１０）の 入力端に接続し、前記高域濾波器の出力端では共鳴特性に依存する信号（ＵＭＦ ，ＵＦ）が取り出せ、前記低域濾波器の出力端では低周波の電荷増幅信号（ＵＮ Ｆ，ＵＱ）が取り出せることを特徴とする測定装置。 ９．信号発生器（７）の周波数出力端（２７）は、電荷増幅器の非反転入力端（ ＋）に接続していることを特徴とする請求の範囲第８項に記載の測定装置。 １０．前記信号発生器（７）は他の周波数出力端を有し、この出力端は、電荷増 幅器（５）の非反転入力端（＋）に印加する信号（Ｕ１）に関して、周波数と位 相の等しく、振幅の調節できる基準信号（Ｕ２）を出力し、しかも基準電荷増幅 器（１１）の非反転入力端（＋）に接続していて、この基準電荷増幅器（１１） 中に配設した演算増幅器（１２）の反転入力端（−）はコンデンサ（Ｃ２）を介 して帰還部の電位に接続され、しかも他のコンデンサ（Ｃ１）を介して出力端（ １３）に負帰還され、他の高域濾波器（１４）を介して導入される基準電荷増幅 器（１１）の出力は、信号（ＵＭＦ）を通す高域濾波器（９）の出力と同じよう に差動増幅器（１５）に接続し、この差動増幅器の出力端には共鳴特性を表す信 号（ＵＤ）が取り出せることを特徴とする請求の範囲第９項に記載の測定装置。 １１．信号（ＵＮＦ）を出力する低域濾波器（１０）の出力端は、後置増幅器（ １６）の入力端に接続し、この後置増幅器の出力端には処理する信号（ＵＱ）が 出力することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の測定装置。 １２．高域濾波された差動増幅器（１５）の出力端は同期復調器（１９）に接続 し、この復調器は更に位相基準を発生するユニット（２０）に接続し、このユニ ットは信号発生器（７）に接続し、特にこの発生器の周波数信号出力端の一つに 接続していて、同期復調器（１９）の出力端は制御器（２２）の実測値入力端（ ２１）に接続し、この制御器は更に目標値入力端と制御量出力端（２４）を保有 し、この制御量出力端は信号発生器（７）の両方の出力信号（Ｕ１，Ｕ２）の相 対振幅を調節する調節ユニットに互いに接続していることを特徴とする請求の範 囲第１０項または第１１項に記載の測定装置。 １３．高域濾波された差動増幅器（１５）の出力端は別な同期復調器（２５）に 接続し、この別な同期復調器（２５）は位相基準ユニット（２６）に接続し、こ の位相基準ユニットはＡＶＣとして形成された信号発生器（７）の周波数信号出 力端（２７）に連結し、同期復調器（２５）の出力端は最大値制御器（２９）の 入力端に接続し、この最大値制御器は、主として無関係に粗調節できるＶＣＯを 調節するため、このＶＣＯに接続していることを特徴とする請求の範囲第１２項 に記載の測定装置。 １４．信号発生器（７）はＶＣＯとして形成してあり、この発生器の周波数信号 出力端は基準電荷増幅器（１１）中に配設された演算増幅器（１２）の非反転入 力端（＋）に接続し、この演算増幅器の反転入力端（−）は調節可能なコンデン サ（Ｃ２）を介して帰還部の電位が印加し、他のコンデンサ（Ｃ１）を介して出 力端（１３）に接続し、基準電荷増幅器（１１）の出力端は、電荷増幅器（５） 自体の出力端（６）と同じように差動増幅器（１５）に接続し、高域濾波された 差動増幅器（１５）の出力端は同期復調器（１９）に接続し、この復調器にはＶ ＣＯ（７）の周波数信号出力端（２７）も接続している位相基準ユニット（２０ ）の出力信号が導入され、前記復調器の出力端は制御器（２２）の実測値入力端 （２１）に接続し、更に他の目標値入力端（２３）も保有するこの制御器はＶＣ Ｏ（７）の周波数制御入力端に接続している調節量出力端（２４）を保有するこ とを特徴とする請求の範囲第９項に記載の測定装置。 １５．前記信号発生器は帯域濾波器として形成した高域濾波器（１５）の出力端 に生じる信号（ＵＭＦ）を電荷増幅器（５）の非反転入力端（＋）と、基準電荷 増幅器（１１）の非反転入力端（＋）とに能動的負帰還させて構成され、基準電 荷増幅器（１１）の出力端（１３）は電荷増幅器（１１）の出力端（６）と同じ ように差動増幅器（１５）に接続し、この差動増幅器の出力は帯域濾波器（１４ ）と低域濾波器（１０）に導入され、能動的な帰還では９０°位相を進める回路 （３２）と主に自動増幅率制御ユニット（ＡＧＣ）（３３）が駆動することを特 徴とする請求の範囲第９項に記載の測定装置。 １６．信号発生器（７）の周波数信号出力端（２７）はエミッタ・フォロワー（ ３４）を介してセンサ（１）の信号導線（２）に接続し、エミッタフォロワート ランジスタ（３５）のエミッタ導線とコレクタ導線にそれぞれ一個の定電流源（ ３６）を接続し、エミッタ・フォロワートランジスタ（３５）のコレクタ（３７ ）は電荷増幅器（５）の反転入力端（−）に接続していることを特徴とする請求 の範囲第８項に記載の測定装置。 １７．信号発生器（７）の周波数信号出力（Ｕ１）は演算増幅器（４０）の非反 転入力端（＋）に印加し、この演算増幅器の出力端はＦＥＴ（４２）のゲートに 接続し、このＦＥＴはソースを介して演算増幅器（４０）の反転入力端（−）に 負帰還され、しかも定電流源（３６）とセンサ（１）の信号導線（２）に接続し ていて、電荷増幅器（５）の反転入力端（−）はＦＥＴ（４２）のドレインおよ び他の定電流源（３６）に接続していることを特徴とする請求の範囲第８項に記 載の測定装置。 １８．信号発生器（７）は他の周波数信号出力（Ｕ２）を有し、この出力は基準 演算増幅器（４３）の非反転入力端（＋）に印加し、この演算増幅器の出力端（ ４４）は他のＦＥＴ（４５）に接続し、このＦＥＴはソースを介して基準演算増 幅器（４３）の反転入力端（−）に負帰還され、しかも定電流源と、帰還部の電 位が印加しているコンデンサ（Ｃ２）に接続していて、基準電荷増幅器（１１） の反転入力端（−）は他のＦＥＴ（４５）のドレインと、他の定電流源（３６） に接続していて、更に電荷増幅器（５）の出力端（６）と基準電荷増幅器（１１ ）の出力端（１３）は差動増幅器（１５）に導入され、この差動増幅器の出力は 高域濾波器と低域濾波器（１４，１０）の入力端に印加されることを特徴とする 請求の範囲第１７項に記載の測定装置。 １９．信号発生器（７）の周波数信号出力（Ｕ１）は演算増幅器（４９）の非反 転入力端（＋）に印加し、この演算増幅器の出力端はＦＥＴ（４６）のゲートに 接続し、このＦＥＴはソースを介して演算増幅器（４９）の反転入力端（−）に 負帰還され、しかも定電流源（３６）とセンサ（１）の信号導線（２）とに接続 し、信号発生器（７）は基準演算増幅器（５０）の非反転入力端（＋）に印加す る他の周波数信号の出力（Ｕ２）を発生し、前記演算増幅器の出力端は他のＦＥ Ｔ（４７）のゲートに接続し、この他のＦＥＴはソースを介して基準演算増幅器 （５０）の反転入力端（−）に負帰還され、しかも他の定電流源（３６）と電気 帰還部の電位が印加しているコンデンサ（Ｃ２）とに接続していて、両方のＦＥ Ｔ（４６，４７）の両ドレイン接続端子は差電流増幅器（４８）に導入され、こ の増幅器の電流出力端（４９）は非反転入力端（＋）によって電気帰還部の電位 が印加する電荷増幅器（５）の反転入力端（−）に接続していることを特徴とす る請求の範囲第８項に記載の測定装置。 ２０．信号発生器は帯域濾波器（１４）として形成された高域濾波器の出力端に 印加する信号（ＵＦ）を演算増幅器（４９）の非反転入力端（＋）と基準演算増 幅器（５０）の非反転入力端（＋）とに能動的に負帰還して形成され、これ等の 二つの演算増幅器（４９，５０）の出力はそれぞれＦＥＴ（４６，４７）のゲー トに印加し、これ等のＦＥＴのソースは独立した定電流源（３６）にそれぞれ接 続され、各演算増幅器（４９，５０）の反転入力端（−）に負帰還され、演算増 幅器（４９）の場合には、更にセンサ（１）の信号導線（２）はソースに接続し 、基準演算増幅器（５０）の場合、更にソースを可変コンデンサ（Ｃ２）を介し て電気帰還部の電位に接続させてあり、両方のＦＥＴ（４６，５０）の両ドレイ ン接続端子は差電流増幅器とｉ／ｕ変換器（４８′）に通じ、この変換器の出力 端は一方で帯域濾波器（１４）に、また他方で抵抗（Ｒ０）を介して電荷増幅器 （５）の反転入力端（−）に接続し、その場合、主として帯域濾波器（１４）と 両演算増幅器（４９，５０）の非反転入力端（＋）の間の帰還部に自動増幅率制 御ユニット（ＡＧＣ）（３３）が接続されていることを特徴とする請求の範囲第 ８項記載の測定装置。 ２１．自動増幅率制御ユニット（ＡＧＣ）（３３）と二つの演算増幅器（４９， ５０）の非反転入力端（＋）との間には、これ等の二つの演算増幅器（４９，５ ０）に対して逆位相の周波数信号（Ｕ１，Ｕ２）発生する駆動回路（５１）が接 続されていて、差電流増幅器の代わりに電流加算回路（５２）が装備していある ことを特徴とする請求の範囲第２０項に記載の測定装置。 ２２．駆動回路（５１′）は二つの逆位相の周波数信号（Ｕ１，Ｕ２）の位相を 調節する補助ユニットを有し、高域濾波された電荷増幅器（５）の出力は同期復 調器（１９）に導入され、この変調器は更に位相基準を発生させるユニットに接 続し、このユニットは二つの演算増幅器（４９，５０）の非反転入力端（＋）に 連結し、同期復調器（１９）の出力端は制御器（２２）の実測値入力端（２１） に接続し、この制御器は更に目標値入力端（２３）と制御量の出力端（２４）を 有し、この出力端は振幅調節を行うユニットに接続していることを特徴とする請 求の範囲第２１項に記載の測定装置。 ２３．センサが少なくとも一個の圧電素子を有する個別変換素子を有し、測定信 号の高周波成分によって特徴付けされる共鳴特性を監視して、同時に信号導線の 測定信号の低周波信号成分を介して機械及び／又は物理的な量を測定または監視 するため、請求の範囲第８〜２２項の何れか１項の測定装置を使用すること。 ２４．センサはそれぞれの課題に対して最適化された少なくとも二つの独立した 変換素子を有し、少なくとも二つの異なった機械的及び／又は物理的量を同時に 測定または監視するため請求の範囲第８〜２２項の何れか１項の測定装置を使用 すること。