JPS5821171A - センサ−のインピ−ダンスを測定する方法と回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、所定の周波数を有する正弦波交流電圧により
センサーのインピーダンスを測定スる方法に関する。さ
らに詳しくは、正弦波の交流電圧と上記正弦波の交流電
圧に同期して流れる方形波の交流電圧とを発生させ、上
記正弦波を測定すべきインピーダンスを有する測定回路
に印加し、そしてそのインピーダンスに比例して上記測
定回路で発生する交流電圧を、所定の振幅変化と位相変
化とを有する選択的な回路で、方形波の交流電圧に対し
て一定の位相関係にし、次に上記インピーダンスに比例
した交流電圧を方形波の交流電圧を用いて整流してイン
ピーダンスに比例した直流電圧に変換しインピーダンス
を測定する方法に関する。

本発明はさらに上記の方法を実施する回路装置であって
、正弦波の交流電圧と該正弦波の交流電圧と同期して流
れる方形波の交流電圧とを発生する発振回路と、上記発
振回路に接続されていて測定すべきインピーダンスを含
む測定回路と、整流回路兼ローパスフィルター回路と、
測定回路と整流回路兼ローパスフィルター回路との間に
接続されたフィルター回路とを有する回路装置に関する
。

従来、正弦波の交流電圧でインピーダンスを測定すると
き２つの方法が提案されている。第１の方法は、昭和４
６年Ｒ，オルデンプルグ書房刊のＨ，ヘルケ著゛交流用
測定ブリッジと補償器”の２４３ページの第１図に示さ
れており、この方法は可変周波数にて使用することがで
きるロック・イン・アンブリファイヤーの原理にもとづ
くものである。正弦波の交流電圧が測定すべきインピー
ダンスＺｘを含む測定回路に印加され、そして該測定回
路の出力信号は方形波の交流電圧により制御される整流
器に供給される。

両方の交流信号の位相を装置させることが完全に機能す
るための前提条件であり、このため方形波の交流電圧の
位相が調節されている。この種の位相の調節を行なわな
い第２の方法が第２図に示されている。これはインピー
ダンスＺｘｆ−ζ　−一 有する測定回路の後段にフィルター回路を接続し、この
回路に上述の位相調節の代りを行なわせるようにしたも
のである。この構成態様においてはフィルター回路が適
切に構成されておれば、測定すべきインピーダンスに比
例した交流電圧だけが測定回路の出力側で移相しく他の
すべてのノイズ周波数はそうではない）、そしてその位
相は方形電圧の位相と同じになる。まえがきで明らかに
したように、本発明は、このタイプの方法と回路に関す
るものである。

昭和５２年５月に配布されたエレクトロニクス・アンド
・パワー誌の第５巻、第５号の３８７ページに記載され
ている回路装置は測定回路中にフィルターを使用してい
るが、このフィルター回路の目的は方形の交流電圧に対
し一定の位相関係を測定電圧に与えるものではない。な
ぜなら、この回路の本来の目的は位相に及ぼすインピー
ダンスの影響を決定することであるからである。

さらに、測定された交流電圧を直流電圧に変換するため
の整流器段として、方形信号によシー６〜 制御されるローパスフィルターを備え、測定回路中にフ
ィルター回路を設けないよう構成された回路装置がフラ
ンス特許第Ａ２，０４９，５８４号で公知となっている
。

本発明の目的は、当初に挙げた一タ□イブの測定方法な
らびに測定回路を、（ミリボルトの領域の）非常に低い
測定電圧まで回路の直線性を保持するようにし、また所
定の周波数に制限することにより経済的に有利に構成す
ることができるように、前記測定方法並びに測定回路を
改良することにある。

上記の課題は、インレーダンスに比例した交流電圧の整
流とインピーダンスに比例した直流電圧への変換とを、
方形波の交流電圧で制御されるスイッチを用いてローパ
スフィルター回路の接地抵抗を短絡する整流回路兼ロー
パスフィルター回路で行うという方法により解決された
のである。この方法を実施する本発明に係る回路装置の
構成は特許請求の範囲の第２項に記載されている。

以下、従来技術の回路装置と本発明に係る回路装置とを
図解した添付図面を参照しながら本発明の詳細な説明す
る。

さて、添付図面を参照すれば、インピーダンスＺｘを測
定するために使用される従来公知のロック・イン・アン
ブリファイヤーのブロック線図が第１図に示′されてい
る。同じ周波数をもった正弦波交流電圧Ｕ１と方形波交
流電圧Ｕ２が発振器１′で発生するようになっている。

正弦波の電圧は測定すべきインピーダンスＺｘを有する
測定回路に印加される。測定回路２′は例えばブリッジ
回路とアンブリファイヤー回路とから構成されていて、
インピーダンスＺｘに比例した正弦波の交流電圧Ｕ３を
発生する。この交流電圧Ｕ３は整流回路兼ローパスフィ
ルター回路３′に供給″される。この回路３′中の整流
段は混合器段まだは変調器段として表現されるととかし
ばしばである。

方形波交流電圧Ｕ２を入力とする移相器５で得られた方
形波交流電圧Ｕ４も整流段に供給される。

ロック・イン・アンブリファイヤーが確実に機能する条
件は、電圧Ｕ３とＵ４が同相であることである。移相器
５で位相を調節することにより電圧Ｕ３とＵ４を同相に
することができる。ロック・イン・アンブリファイヤー
を一定の周波数で使用する場合には、位相の調節は上記
操作を唯だ一回行なうだけでよい。

一位相調節を行なわ々い測定装置のブロック線図が第２
図に示され、本発明はこれに基いている。第１図の回路
構成における移相器の機能は、この場合フィルター回路
４で行われる。方形電圧Ｕ２の位相を調節する代わりに
、測定すべきインピーダンスＺｘに比例した交流電圧Ｕ
３の位相のみ（他のすべてのノイズ周波数と異なシ）を
フィルター回路４で移相させ、フィルター回路４の出力
電圧Ｕ５の位相が方形電圧Ｕ２の位相と同じになるよう
構成されている。かくし”て、第１図に示されているロ
ック・イン・アンブリファイヤーの場合と同様、整流回
路兼ローパスフィルター回路３の入力側では正弦波交流
電圧と方形波交流電圧とが同相になる。第２図に示され
ている回路装置はいろいろな長所を備えているが、これ
を以下の実施例に関する説明で明らかにする。

第２図に示されているフィルター回路４は、以下の説明
には全域通過フィルシーと記載されているが、１次の全
域通過フィルター回路として構成することができる。１
次の全域通過フィルターは減衰を伴なうことなくすべて
の周波数で交流信号を通過させるととができる。

全域通過フィルターの極周波数に近い周波数を有する交
流信号は他のすべての交流信号とは異なったふうに移相
する。極周波数における移相は＋９０°であるかあるい
は一９０°である。

発振器として集積回路８０３Ｂ　（メーカーはインター
シル社またはエクザール社）が使用されており、この集
積回路の方形電圧Ｕ２と正弦電圧Ｕ１は９０°位相がず
れている。正弦電圧Ｏ１とυ３め間に位置のずれ逅ない
場合や発振器の振動周波数が全域通過フィルターの極周
波数に等しい場合、電圧Ｕ２とＵ５の間の位相のずれは
使用される全域通過フィルターの出力側ではゼロである
かあるいは±１８０°である。他方、第１図のロック・
イン・アンブリファイヤーの回路構成の場合には通過す
る第３高調波は、全域通過フィルターにより基本波に対
し５３．１３°移相する。かくして、１次の全域通過フ
ィルターを使用することにより直流電圧ＵＤＣに対する
高調波の影響はロック・イン・アンブリファイヤーに比
較して低減している。

第２図に示されているフィルター回路４を適切に選択す
ることによシ、以下に明らかにされているように、上述
の改良度をさらに高める１ことができる。以下、たんに
帯域通過フィルターと記載されている２次の帯域通過フ
ィルター回路でフィルター回路４を構成することにより
上述の改良をはかることができる。全域通過フィルター
に比較して極周波竺Ｑ近くでは位相の変化は非常に急で
あり、振幅も変化し、所要の移相のほか好ましくないノ
イズ波と高調波は付加的に振幅が減衰する。上述の実施
態様においては、測定回路２に移相が生じないという前
提条件で、方形電圧Ｕ２と正弦電圧Ｕ１とは同時にゼロ
点通過をしなければならない。

この場合、発振器の振動周波数は帯域通過フィルターの
極周波数に等しく、かつ正弦電圧Ｕ５の方形電圧Ｕ２に
対する移相はＯｏであるかあるいは±１８０°である。

第３高調波は帯域通過フィルターの帯域幅またはゲイン
に応じて、帯域通過フィルターの極周波数に等しい基本
波に対し５３゜より大きく位相ずれしている。基本波に
対しくたとえば８０°）付加的に移相することは、直流
電圧ＵＯＣに及ぼす高調波の影響を弱めるという効果だ
けを与える。帯域通過フィルターによシ高調波の振幅を
減衰させると、実施例１の場合ならびにロック・イン・
アンブリファイヤーに比べ大幅に改善をはかることがで
きる。

本発明の整流回路兼ローパスフィルター回路は、スイッ
チを用いてローパスフィルター回路の接地抵抗を短絡さ
せることができるよう構成されている。

このような整流回路兼ローパスフィルター回路３の一実
施例が第３図に示されている。

正弦電圧Ｕ３が方形電圧スイッチングによりコンデンサ
ーに接続され、その結果得られる整流された電圧がロー
パスフィルターにより直流電圧ＵａＣに変換されるロッ
ク・イン・アンブリファイヤーと異なり、この実施例に
おいては方形電圧Ｕ２により制御されるスイッチを用い
１次のローパスフィルター回路の接地抵抗を短絡させて
直流電圧ＵＤｃを分流させるようになっている。

この場合、正弦電圧ＵＳの半波Ｕ６が抵抗Ｒに現われる
。第３図に示されている回路構成によれば、コンデンサ
ー充電が急激にスイッチングされることはなく、したが
ってノイズとなる電圧ピークが生じることはない。この
回路の直線性は（ミリボルト領域の）非常に低い電圧に
おいてとくに好ましいことが明らかになった。

第３図の回路を改良した整流回路兼ローパスフィルター
回路の他の実施例が第４図に示されている。この場合ト
ランジスターを用いてスイッチが構成されており、この
スイッチは第３図に示されているスイッチと同じ機能を
備えている。

この回路の場合、２次のローパスフィルター回路の接地
抵抗はトランジスターを用いて短絡される。２次の回路
を使用する利点は、立上り時間が１次の回路に比べ短く
、適切に構成されていると直流電圧ＵＤＣのりプルが１
次の回路１に比べ小さいことである。

本発明に係る回路装置の中で使用することができる測定
回路２（第２図参照）の一実施例が第５図に概念的に示
されている。この実施例においては、従来公知のブリッ
ジ回路が採用されていて、このブリッジ回路はいろいろ
異なったふうに構成することができる。測定すべきイン
ピーダンスＺｘに、該インピーダンスＺｘと同じ種類に
属する基準インピーダンスＺＲが接続されていることが
有利である。たとえば、測定されるインピーダンスＺｘ
についてキャパシタンスが重要な場合、測定回路２に移
相が生じることを避＝１４− けるだめ、基準インピーダンスＺＲもキャパシタンスで
あることが好ましい。

測定回路２（第２図参照）の別の実施例が第６図に概念
的に示されている。ブリッジ回路の代りに電圧で制御さ
れる電流源１０が使用されていて、基準電流１．が測定
すべきインピーダンスＺｘを流れる。インピーダンス・
トランスデユーサ−１１を用いインピーダンスＺＸに生
じる電圧が測定される。この実施例の場合、インピーダ
ンスＺｘに直接比例する交流電圧ＵＡＣがインピーダン
ス・トランスデユーサ−の出力側に現われ、そしてこの
交流電圧Ｕ、Ｃは第２図のフィルター回路４に供給され
る。

最後に、電解質インピーダンスＺｘを測定するために使
用される本・発明に係る回路装置のブロック線図が第７
図に示されている。発振器回路１の中に正弦発振器１２
が使用されており、該正弦発振器１２の出力電圧は、コ
ンデンサーでデカップルされコンパレーターを用いて方
形電圧Ｕ２に変換される。発振器回路１の出力側に、正
弦波の交流電圧と同時にゼロ点通過をするようにされて
いる方形電圧Ｕ２と、直流成分のない純粋な正弦波の交
流電圧Ｕ１を得ることができる。乙の実施例の場合、電
解質インピーダンスｚｘとＺＲを通って直流がいっさい
流れないことにとくに注目していただきたい。測定回路
２の中で測定すべき電解質インピーダンスＺｘと基準イ
ンピーダンスＺＲとは分圧器として接続されている。

この分圧器の出力側は直流をデカップリングするコンデ
ンサーを経てインピーダンス・トランスデユーサ−１１
に接続される。測定すべきインピーダンスＺｘに比例し
た高調波とノイズ周波数を有する交流電圧Ｕ３がインピ
ーダンス・トランスデユーサ−１１の出口側、したがっ
て測定回路２の出力側に現われる。

交流電圧Ｕ３が２次の帯域通過フィルター４に印加され
ているｄ５：ｌｌ、その中央周波数は正弦発振器１２の
周波数に等しい。帯域通過フィルターの出力側に交流電
圧Ｕ５が現われるが、該交流電圧ＵＳは方形電圧Ｕ２に
関し０°まだは±１８０°移相していて、方形電圧Ｕ２
と同時に第４図に示されている整流回路兼ローパスフィ
ルター回路３に供給されるようになっている。本回路装
置は、湿気に敏感な電解質センサーを測定するために使
用することができる。

各構成要素を上述の要領で組み合わすことによシ本発明
に係る回路装置をいろいろ変更した形に構成するととが
できることはいうまでもない。同様に、本発明に係る方
法の適用と回路装置の使用が電解質センサーにのみ限定
されるものではない。センサーの誘導性または容量性お
よび実数部と虚数部とを持つインピーダンスを上述の本
発明の方法と回路装置を使用して測定することができる
。

本発明に係る回路装置によれば、（ミリボルト領域の）
非常に低い測定信号電圧まで高い直線性を保持すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のロック・イン・アンブリファイヤーの構
成を図解したブロック線図、第２図は位相調節を行なわ
ない回路装置の構成を図解したブロック線図、第３図と
第４図は本発明に係る整流器回路兼低域フィルター回路
の一例を図解した実例の構成を示すブロック線図、第５
図と第６図は測定回路の実例を図解したブロック線図、
第７図は電解質インピーダンスを測定する本発明に係る
回路装置の構成を示すブロック線図である。 １．１′・・・・・・発振器、　　２，２′・・・・・
・測定回路、３．３′・・・・・・整流回路兼ローパス
フィルター回路、４・・・・・・フィルター回路、５・
・・・・・移相器、１０・・・・・・電源、１１・・・
・・・インピーダンス・トランスデユーサ−１ １２・・・・・・正弦波発振器。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）所定の周波数を有する正弦波の交流電圧によりセ
   ンサーのインピーダンスを測定する方法であって、正弦
   波交流電圧と上記正弦波交流電圧に同期して流れる方形
   波の交流電圧とを発生させ、測定すべきインピーダンス
   を有する測定回路２に印加し、上記測定回路２で発生し
   た上記インピーダンスに比例する交流電圧を、所定の振
   幅変化と位相変化とを有する選択的な回路４で、方形波
   の交流電圧に対し一定の位相関係に導びき、上記インピ
   ーダンスに比例した交流電圧を方形波の交流電圧を用い
   て整流しインピーダンスに比例した直−ｉ　−＋＋− 流電圧に変換するようにしたインピーダンスを測定する
   方法において、整流回路兼ローパスフィルター回路３に
   おけるインピーダンスに比例した交流電圧の整流とイン
   ピーダンスに比例した直流電圧への変換が、方形波の交
   流電圧により制御されるスイッチを用いてローパスフィ
   ルター回路３の接地抵抗を短絡することにより、なされ
   ることを特徴とする、センサーのインピーダンスを測定
   する方法。
2. （２）正弦波の交流電圧と上記正弦波の交流電圧に同期
   して流れる方形波の交流電圧とを発生する発振器回路１
   と、上記発振器回路１に接続されていて測定すべきイン
   ピーダンスを有する測定回路２と、整流回路兼ローパス
   フィルター回路３と、測定回路２と整流回路兼ローハス
   フィルター回路３との間に接続されたフィルター回路４
   とから成る、センサーのインピーダンスを測定する回路
   装置において、方形波の交流電圧で制御されるスイッチ
   を用２− いて接地抵抗Ｒを短絡することができるローパスフィル
   ター回路から、上記整流回路兼ローパスフィルター回路
   ３が構成されることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載の方法を実施する回路装置。
3. （３）−測定回路２がブリッジ回路とインピーダンス・
   トランスデユーサ−とを備えていることを特徴とする特
   許請求の範囲の第２項記載の回路装置。
4. （４）測定回路２が電圧で制御される電流源１０とイン
   ピーダンス・トランスデユー−＋ｒ　−Ｌ’ｌｌ　トラ
   備えているととを特徴とする特許請求の範囲の第２項ま
   たは第３項記載の回路装置。
5. （５）電解質溶液の抵抗を測定するために使用する特許
   請求の範囲の第１項記載の方法。
6. （６）湿度と含水量またはそのいずれかを測定するため
   に使用する特許請求の範囲の第５項記載の方法。