JPH03502995A - 対数極信号処理 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 対数極信号処理 技術分野 本発明は無線信号のレベルが広いダイナミック・レンジにわたって変化するがレ ベル値は抜取法の助けを借りて前もって容易に定めることができないような場合 に、前記無線信号をディジタル化して引き続き数値処理する改良された方法およ び＠誼に関する。

背媛技術 任意の無線信号を一連の複合（複素）ベクトルとして表わすことは常に可能であ る。ベクトル達の実数および虚数部分はそれぞれ余弦ならびに正弦搬送波（Ｍ色 搬送波）の２極振幅変調（両側波帯抑圧搬送波ＡＭ）に相当する。コンピュータ 、マイクロプロセッサまたはある他のプログラマブル装置の特定ハードウェア論 理あるいはソフトウェアのいずれかによって実行されるディジタル演算を用いて 無線信号を数値処理したいと思うとき、まず最初に必要なことはＡ／Ｄ変換Δ（ アナログ・ディジタル変換墓）の助けを借りて信号を数値の形に変換することで ある。

これを達成する１つの共通な方法は、まず２＠Ａの平衡ミクサ内に局部発生され た余弦および正弦波との相関によって無線信号をその実数ならびに虚数複素部分 に分解することであり、次にＡ／Ｄ変換により２つの結果をディジタル化するこ とである。時には、無ｗＡへ号がその中心周波数の１／４周期ずつ分離されて対 方式で扱き取られる。このいわゆるｉ角抜取法は、抜取りおよびＡ／Ｄ変換の機 能を実数ならびに虚数部分の解と組み合わせる。

発明の開示 前述の既知の解決は信号のダイナミック・レンジを取扱う可能性に関して実行上 ａｌｌ限がある。入力信号の欠如にかかわらず、平衡ミクサを相関器として用い る第１法により使用されるｉ！置は必ずしもぜ口（０）ボトルの出力信号を作ら ない。出力信号は普通、約数ミリボルトまたは約１０ミリボルトのＤＣオフセッ トを有する。同時に、利用できる供給電圧の許容最大信号レベルは例えば＋２． ５ボルトに、またはダイオード・リング・ミクサの場合にはおそらく例えば＋２ ５０ミリボルトのさらに低いレベルに制限される。一方では、信号がＤＣオフセ ット（ミクサ不平衡）であり、他方では、飽和レベルより低く、実に２０ｄＢ　 （デシベル）であるかもしれない。

これは次に、ミクサの信号レベルを最適のレンジに保つように、自動増幅ｔｉｌ ｌｔｌｌのある形の導入を要求する。しかし、異なる送信機からバーストの形を したデータのランダム送信を必ず受信しなければならない受信機の場合には、こ の方法を適用するときに、所要の増幅レベルを予測することはできない。

１ｖｉＩ述の両方法に適用できるもう１つの欠点は、Ａ／Ｄ変換工程中の制限さ れた解決にある。Ａ／Ｄ変換器が信号レベル・レンジの全体を表わし得るものと 想定する。

さらに、ｊＩＮ信号レベルが例えば５ボルトの供給電圧に等しいものと想定する 。そのときＬＳＢビット（最下位ビット＞　　５／２５６ボルトすなわち約２０ ミリボルトに相当する。したがって、２０ミリボルト以下の信号は全く発見され ずに残るが、３２０ミリボルトの信号はわずか４ビツトの解像度までしかディジ タル化されず、これは以後の信号処理にとっておそらく不十分であると思われる 。それにもかかわらず４ピット解像度が許容されるならば、信号を処理し得る範 囲は１６：１または２４ｄＢとなり、これは無線応用の場合に極めて狭いダイナ ミック・レンジである。

レーダ受信機は、狭いｉｌｌ限内に受信機出力を維持する目的で自動増幅制御を 使用することが実際的でない装置の代表的な例であるが、これが実用に不向きで あるのは例えば反射物体までの距離、前記物体の大きさならびにパルスの持続時 間などのような多数の未知のパラメータによる。このため、レーダ受信機は「対 数増幅機」として知られる１群の中間周波増幅器を有して正常に作！ｌＪする。

そのような装置には複数個の順次飽和する縦続接続式増幅器があり、各増幅器は 共に加算し合うようにされる出力信号を持つ振幅検波器（整流器）を具備してい る。

本装買は下記のように機能する。、Ｒも弱い信号レベルの、場合には、それは全 く検波器自らが出力信号を作るに足るだけの増幅のレベルを有する信号を受信す る増幅群の終りに置かれる検波器である。この能力は、関連増幅段が飽和される まで、入力信号レベルの増加と共に増す。

この段で、かつ各増幅段用の増幅の正しい選択によって、群の中の先行増幅段は 検波目的に足るだけの強い信号を受信し始め、それによって出力信号への貢献を 引き継ぐ。

各段の電圧増幅の２０１ｏａ１０がＸである場合、入力信号レベルの各ＸｄＢの 増加について、飽和点は増幅群の１段後方に移動され、それによって検波された 出力信号は１単位だけ増加する。検波された正味出力信号はこうして入力信号レ ベルの対数とほぼ直線関係でたどられる。

これが一致するダイナミック・レンジは増幅段の数および熱雑音によってのみ制 限される。前述による装置での信号の順次数値処理について検波された出力信号 をディジタル化する方法が任意の無線信号を処理するときに不十分であるのは、 任意の無線信号の複素ベクトル性がこのような順次検波工程では失われるからで ある。

前記の諸問題を解決する方法および′ＩＡＩｆは、特許請求の範囲によって特徴 づけられ、またさもなければ失われるベクトル情報を抽出しながら、前述にした がって増幅器群の内の最終増幅段の飽和出力により作動するもう１つのディジタ ル化工程の導入を伴う。この手順は信号の完全なベクトル特性を回復するように 、２つのディジタル壜の多重数値操作を伴う。これはハードウェア論理の助けを 借りたり、プログラマブル・ディジタル信号プロセッサ（マイクロプロセッサ） によって行われる。こうして、大きなダイナミック・レンジを有する複合信号を 処理するようにされた本発明のディジタル化￥装置は、レーダ受信機に使用され る種類に似た、かつ増幅器からの検波演出力信号が第１　Ａ／Ｄ変換器でディジ タル化され、その後第２Ａ／Ｄ変換器が信号の角または位相情報をディジタル化 する、対数増幅群を含んでいる。位相情報は慎重に作られた飽和増幅器群を利用 することによって保持され、かつ最終増幅器段の飽和出力で利用することができ 、その点で信号は一定レベルとなり、振幅のすべての変化はそれによって除去さ れる。位相情報を数量の形で抽出する正確な方法は、本発明の目的ではなく、し たがって本明細占には記載されない。

本発明の方法および装置によって与えられる利点は、無線通イｄの分野における 面倒な問題を解決し、それによって低コストで高い精度を達成することにある。

図面の簡単な説明 本発明による装置を、添付図面に示されるその代表的な実施例に関して以下に一 段と詳しく説明する。

第１図は本発明の装置のブロック概略図であり、第２図は第１図による増幅器群 の１つの変形のｌｌｉ潔化された概略図である。

発明を実施する最良の態様 複合信号をディジタル化する新しい方法およびその方法を実施するＶｉ置が以下 に説明されている。複素数はデカルト座標（ｘ、ｙ）または櫓座標（Ｒ，ＴＨＥ ＴＡ）の形で表わすことができる。これら２つの形の間の変換は式Ｘ＝Ｒｃｏｓ 　　（ＴＨＥＴＡ＞、Ｙ−Ｒｓｉｎ（ＴＨＥＴＡ）の助けを借りて容易に行うこ とができる。

ｒ−１０＋１（Ｒ）である対数極の形（ｒ、ＴＨＥＴＡ）は、上述の２つの形の 別法として具合よく使用することができる。したがって下記の変換が適用される 。

（ｘ、ｙ）−ｅｘｐ　　（ｒ＋ｊＴＨＥＴＡ）：ｒ　（、Ｔ）−ＩＥＴＡ）−ｌ ｏｏ　　（ｘ、ｙ）これらの式は、複素ベクトル（ｒ）の振幅の対数による値お よび複素ベクトルの角（ＴＨＥＴＡ）による値を有するとき、所望の場合に複素 ベクトルのデカルト成分を回復することができる。

広いダイナミック・レンジを有する複合信号用の木兄ｉ　明のディジタル化装置 は、第１図に示される原理を利用する。処理すべき信号は適当な中間周波数に変 換され、次に増幅器群への内の第１増幅器の入力ＩＮに加えられる。前記群は漸 次検波する多数の増幅器を含んでいる。

集積回路の形をした適当な多数の増幅器を市販で入手することができる。前記増 幅器群の各段は１つのそのような回路であるタイプ５Ｌ５２１Ａ（プレツシー・ セミコンダクターズ社製）によって構成される。単一の回路、例えばシクネティ クス（Ｓｉｇｎｅｔｉｃｓ　）　Ｓ　Ａ　６０４回路、にすべての増幅段を合体 することも可能である。

それぞれの増幅段の各出力には、ダイオード回路の形をしてかつそれぞれの段に 独特な検波器（整流番）が接続されている。検波器の出力はすべてタイプＬＦ１ ５７Ａ（ナショナル・セミコンダクターズ社製）の加算回路Ｓに接続されており 、その回路において各検波器回路からの値は加算されかつ加算回路の出力の加算 演出力の形に作られる。この出力は第１＾速アナログ／デイジタル変換器Ａｔ） １、例えばタイプＭＰ７６８３　（マイクロパワー・システムズ社製）、の入力 に接続されている。Ｎビットまで量化されたＬＯＧ振幅はＡ／Ｄ変換器の出力に 作られて、ディジタル信号プロセッサＭＰの第１人力に引き渡される。Ｎは関連 の適用にとって十分小さい増分または段階で所望のダイナミック・レンをカバー するだけ大きくなければならない。例えば、もし１２８ｄＢの信号変化レンジを カバーしかつＮ＝８ビットであるならば、Ｓ化段階のサイズは１２８／２８＝０ ．５ｄＢとなる。前記段階のサイズは、関連応用に適合するレベルまでｉ化雑音 を減少するだけ小さくなければならない。

量化は、本発明の考えの外側にありかつしたがって本明細１に詳しく説明されな い既知の技法である。

増幅群の出力Ｃに作られる信号は極めて強く増幅されるので、それは厳しく　ｔ ｉｌｌ限され（クリップされ）で現われ、すなわち増幅器は極めて簡漂化される ので、信号は２レベル信号、すなわち交互するハイまたはロー・レベルの方形波 に変換される。この信号は２つの信号レベル間の遷移のタイミングを調整すると き原信号の位相角情報を保持する。位相角情報を数値の形で抽出する正確な方法 はこの発明の部分を構成しないが、例えば制限された方形波を基準方形波と比較 して次に位相差に比例するアナログ電圧を作る働きをし、それに続いてアナログ ／ディジタル変換器において信号をディジタル化する必要があるアナログ電圧を 作る働きをする適当な位相検波器の助けを借りて行うことができる。、最終増幅 段の出フＪＣに作られる信号は第２　Ａ　／　Ｉ）変換器ＡＤ２の入力に加えら れ、そこで信号の位相情報はＭビットまで層化されて、Ａ／Ｄ変換器の出力から １イジタル信号プロセッサＭＰの第２多重入力に送信される。このプロセッサは タイプＴＭ３３２０Ｃ２５（テキサス・インスツルメンツ社製）またはおよそそ れに相当するプロセッサであることができる。関連応用に十分なだけ高速の対数 極／１カルト変換が追加処理に要求される形であるときに、これを実行し得るど んなマイクロプロセッサでも使用することができる。デカルト信号成分は第１図 から見られるようにマイクロプロセッサの出力に作られる。第１図に示された装 置の場合には、過度の雑音の発生を防止するように、増幅器群の帯域幅を制限す る必要がある。したがって、増幅器群を通る信号の伝搬は遅延され、その結果各 検波段階からの貢献に連続遅延を生じる。信号振幅に高速変化がある場合に変動 の導入を防止するため、前配値の加算に先立つこの相対遅延を補正する必要があ るかもしれない。

本発明のｔｉＷｔの１つの重要な特徴は信号の瞬時エンベ０−ブ変化のディジタ ル化にあるので、前記の相対遅延は与えられた時間距離でタップを持つ遅延ライ ンＤＬをＨ９ｉｆ内に含めることによって補償することができる。第２図は増幅 器群の検波出力に接続されたそのような遅延ラインを示す。タップＴ１〜Ｔｏは 増幅器に生じる遅延を補償するように自動調節される。次にタップ出力信号は加 算されて第１Ａ／Ｄ変換器ＡＤ１に引き渡される。

他の補償方法の例として、スイッチ式コンデンサまたはある他のＣＣＤ法＜ｔａ 荷結合素子）の使用が含まれる。

別法として、各増幅段または増幅段群からの出力信号は扱取りＯツク信号の助け を借りて別々にディジタル化され、次に個々の値はディジタル加算し合う。１４ 期および抜取工程のタイミングは、図面に全く概略的に示されたシステム・クロ ックＣＬの助けを借りて既知の方法で行われる。

既知の方法を適用するとき、振幅情報はほとんどまれにしか抽出されず、したが って信号の長い分布品質を作る目的でのみ抽出され、本発明の意図するような信 号のベクトル特性を同１１する意図では抽出されない。

上述から理解されると思うが、これを達成するには、信号の継続処理に用いる無 線信号の瞬間的な複素ベクトル順序を完全に回復する意図をもって、６号の振幅 および位相角を同じ抜取速度で同期ディジタル化し、かつ各サンプルについて値 を対に保つことが必要である。

国際調査報告 国際調査報告　　　ＰＣＴ／ＳＥ　８９１００４２６□ １　　　　　　　　　　　　　　　　・ｉ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. １．無線通信方式において合成信号の情報を失わせる変動を受けた合成（複素） ベクトルによって表わされる任意の無線信号を前記無線方式でディジタル化し、 前記ディジタル化は前記変動によって影響された信号を完全に回復するような仕 方で行われるディジタル化の方法において、瞬時信号振幅の対数にほぼ比例する 信号の第１部分の量と信号の瞬時移相に関する第２部分の量との同時ディジタル 化により前記情報を回復する目的で、信号は段階的な増幅および検波工程を受け 、その後検波された信号は加算されかつその信号はその振幅成分が抽出される第 １段階でディジタル化されることと、振幅されたが検波されない信号では信号の 位相成分が抽出される第２段階でディジタル化されることと、さらにこうしてデ ィジタル化された信号の成分は任意な無線信号の完全な合成ベクトル順序を回復 する目的で対の形で数値処理を受けることを特徴とするディジタル化の方法。
2. ２．無線通信方式において合成信号の情報を失わせる変動を受けた合成（複素） ベクトルによって表わされる任意の無線信号を前記無線方式でディジタル化し、 前記ディジタル化は前記変動によって影響された信号を完全に回復するような仕 方で行われる請求項１記載による方法を実施する装置において、多段対数増幅器 （Ａ）はその入力に前記無線信号を受信して前記信号を増幅することと、増幅器 の各段は別の検波回路（Ｄ）に接続されていることと、各検波回路から得られる 情報は加算回路（Ｓ）で加算され、その出力は振幅成分をＮビット２進コードに 変換する第１アナロク／ディジタル変換器（ＡＤ１）の入力に接続されることと 、増幅されたが検波されない状態の無線信号は最終増幅段の飽和出力から位相成 分をＭビット２進コードに変換する第２アナログ／ディジタル変換器（ＡＤ２） の入力まで送信され、その後それぞれのＡＤ変換器（ＡＤ１，ＡＤ２）の出力に 得られるディジタル値は対の形で受信されるディジタル値を数値処理するディジ タル信号プロセッサ（ＭＰ）のいろいろな入力アレイに加えられ、したがって信 号の完全なベクトル特性が回復されることを特徴とする前記装置。
3. ３．タップ（Ｔ１〜Ｔｎ）の助けを借りてタップ接続し得る遅延ライン（ＤＬ） は信号が対数、多段増幅／検波器群を通って進むときに生じる遅延を補償するよ うに、検波器（Ｄ）の出力と前記加算回路（Ｓ）との間に接続されることを特徴 とする請求項２記載による装置。