JPH03503954A - 電圧変換器 - Google Patents

電圧変換器

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JPH03503954A JP1503116A JP50311689A JPH03503954A JP H03503954 A JPH03503954 A JP H03503954A JP 1503116 A JP1503116 A JP 1503116A JP 50311689 A JP50311689 A JP 50311689A JP H03503954 A JPH03503954 A JP H03503954A
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バーグワット，プラディープ　エム．
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 電圧変換器 技術分野 本発明は電圧変換器に関するものであり、特には高圧ＡＣ電圧信号或いは高圧Ｄ Ｃ電圧を低圧ＤＣ電圧に変換する為の高周波変換器に関するものである。
技術の背景 多くの異なった種類の電気機器は低電圧システムによって駆動されている。
係る電気機器としては、以下に限定されるものではないが、家事、台所用製品、 動カニ具、屋外芝生用或いは庭用の器具、照明システム、キャンピング関連機器 、乗り物に関する製品及び各種の充電機器等を含んでいるものである。
係る機器類の多くのものは、通常の交流源或いは高圧直流源が利用しえる領域で 操作されている。
この様な場合に於いて、利用可能な電源を係る機器を操作する為に使用する事は 有利であるに違いない。
その為、係る利用可能な電源を使用される機器が操作される電源レベルに適合す る電源とレベルに迄変換する為の設備が設けられる必要がある。
過去に於いては、必要な変換を実行するのに、多くのシステムと技術が採用され て来ている。
従来に於いて使用されている通常の高圧ＡＣ電圧を低圧ＤＣ電圧に変換する為の 基本的な技術としては、ステップダウン変圧器と整流器の使用を含むもので有っ た。
然しなから、係る従来のＡＣ電源は、一般的には実質的に重量と寸法の大きい変 圧器の使用を必要とする低周波で作動している。
この場合、変圧器の物理的パラメータは嵩の大きい変圧器と電力を供給される機 器を含む全ゆるシステムに対する操作性の可能性を否定する。
従って、嵩の大きい変圧器を使用する如何なるシステムに対する融通性は極めて 限定されている。
他の変換システムは、電源がＡＣかＤＣの何れであるとしても、当初の電源が交 互にスイッチされる一対のトランジスタを使用する事により、高周波信号に変換 されると言う技術を採用してきた。
電圧低下は次いで高周波変圧器により達成されている。
変圧器の出力は次いで整流され、低電圧機器を操作する為低圧ＤＣ電源をつるも のである。
その様な回路の一例は、インダクタを含む直列の鉄心、直列のキャパシタ及び高 周波変圧器の一次巻線を有するものである。
該直列の鉄心の一端部は並列に接続されたダイオードを有するトランジスタの様 な一対の交互スイッチの間に接続されている。
該直列の鉄心の他端部は一対のスプリットキャパシタの間に接続されている。
該スプリットキャパシタの他端と該スイッチの他端は全整流器に接続されている 。
係るタイプの回路は、交互に作動する回路の半分に対して供給電源として機能す るスプリットキャパシタを必要とし、またフィルタキャパシタを必要とするかも 知れない。
係る形式の回路に於いて、直列キャパシタの電圧パラメータによって決定しうる 情報と直接検出する事は困難である。
更に、変圧器の電流を直接検出する事も不可能である。
従って、電流検出は、例えば、電流変圧器の様な成る別の直接的手段によって達 成されなければならなかった。
他の形式のシステムに於いては、高周波理論が採用されており、インダクタとき キャパシタを持った発振回路を含んでいるものである。
該インダクタは高周波変圧器の一次巻線に接続されているか、或いは咳高周波変 圧器の漏れインダクタンスで有ることも出来る。
該発振器により発生される発振は、ＤＣ電源を咳電源からエネルギーを受けそし てそれを蓄えるインダクタと接続させるスイッチ手段を制御する。
係るシステムに於ける発振操作の間は電力は、実質的な漏れインダクタンスと複 合制御回路を有する個別のインダクタ或いは変圧器の何れかを使用することにな る総合周期時間の一部の間に於いてのみ付加回路に結合されても良い。
係るシステムでは、極めて小さな漏れインダクタンスを持つ変圧器に関しては位 相数学（ｔｏｐｏ　Ｉｏｇｙ）は使用出来ない。何故ならば、変圧器の電圧秒（ ｖｏ　１　ｔ−５ｅｃｏｎｄｓ）における遷移不均衡は永久的に変圧器を飽和状 態とし、それは複合制御手段によて回復される必要があった。
該変圧器が、回復を受けることなく永久的飽和状態になった場合、スイッチ様の トランジスタは、該複合制御手段が使用されていない限り重大な問題を生起させ る過度の電流を受けることになる。
また、上記した様に操作に関する複合的原理を含むため多くのシステムが存在す る。
そのようなシステムきしては、多くの反応性部材、トランジスタ集積回路チップ 、ダイオード、及び抵抗部材を用いた複合回路デザインに依存した発振回路を含 んでいる。
高周波操作の為のバイアスは軽量の変圧器の使用を許容しているが、該複合化さ れた回路デザインに採用されている多数の分離された部品及びチップの数は、該 軽量の変圧器を使用する事によって得られる有らゆる空間的利点を著しく減少さ せる。
従って、多くの部品、チップ、トランジスタの為の空間の必要性は、これ等従来 のシステムが空間と電力とに対する要求が厳しい要件である装置と接続される電 源として使用される可能性を制約し２ている。
それゆえ、相対的に小さい空間を必要とするが電力を供給された装置を作動させ る為の変換操作を行う全周期時間の間、必要で且つ有効な電力を供給する簡単な デザインの電圧変換器の必要性が未だ存在している。
係る変換器は、非常に小さい空間を専有するのみであり、一方該変圧器と電力に よる駆動装置との組合せにおける嵩と重量とを著しく付加しないことから該電力 による駆動装置の融通性と携帯性を向上させるものである。
発明の開示 本発明の目的は、高圧ＡＣ電圧と高圧ＤＣ電圧のいづれかを低圧レベルのＤＣ電 圧に変換する為の電圧変換器を提供するものである。
本発明に係る一態様に於いては、基本的な電圧変換器は付加回路、−次的ＤＣ電 源を供給する為に電源を変換器に結合する為の手段とを含むものであり、又さら には、二次的ＤＣ電源を含んでいるものである。
一次接続手段は該−次的ＤＣ電源を負荷回路と接続され、それによって一方の極 の電源を該変換器の各操作周期の第１の部分の間該負荷回路に供給する。
二次接続手段は二次的ＤＣ電源を該負荷回路と接続させそれによって、他の極の 電源をを該変換器の各操作周期の第２の部分の間該負荷回路に供給する。
該基本的な電圧変換器に加えて、本発明は更に三次的ＤＣ電源と該二次接続手段 をバイアスする為の各周期に於ける第２の部分における間に該三次的ＤＣ電源を 二次接続手段と接続させそれによって、該負荷回路の反対の極の電源の適用を促 進する手段とを使用する事を意図している。
又、該基本的な電圧変換器に加えて、本発明は規定されたレベルで電圧を供給す る二次的ＤＣ電源の使用を意図しており、且つ該基本的な電圧変換器は更に電圧 が咳負荷回路に供給されるのを排除する為に一次接続手段と二次接続手段を使用 不能とする為、該予め定められたレベルを規定されたレベルを越えて上昇させる 咳二次的ＤＣ電源の電圧に応答する手段を含むものである。
更に、該基本的な変換器に加えて、本発明は該負荷回路を流れる電流であって、 該負荷回路から分流される為に規定のレベルより高いレベルを持つ該負荷回路の 電流に応答する手段であって、且つ該−次接続手段と第二次接続手段に対する如 何なる損傷を排除する為の手段を使用する事を意図している。
更に該基本的な変換器に加えて、本発明は、−次的ＤＣ電源と二次的ＤＣ電源か ら該負荷回路に対して電圧の供給を排除する為、該−次接続手段と該二次接続手 段を使用不能とする為に該負荷回路に於ける負荷条件に応答する手段を使用する 事を意図している。
更に、各操作周期の第１の部分の間、該二次的ＤＣ電源と第三次的ＤＣ電源の電 圧を同時に発生させる為の手段が設けられているものである。
本発明に係る他の態様によれば、基本的な変換器は、電源から該負荷回路に対し て一定であるが該−次的ＤＣ電源からは第１の方向に又該二次的ＤＣ電源からは 第２の方向にそれぞれ選択され且つ一定の周期で交互に電流を供給する為に、該 −次接続手段と該二次゛接続手段とを制御する為に設けられた手段を含み、更に 選択された周期より大きい周期にて負荷回路に生ずる電流発振を吸収する手段を 有するものである。
これに加えて、該−次接続手段と該二次接続手段とが使用不能となった後に動作 可能となり、且つ、電圧レベルが予め定められたレベルより低下したか否かを決 定するため該二次的ＤＣ電源の電圧レベルを間欠的に検査する為の手段が設けら れており、又それに応答して、該−次接続手段と該二次接続手段とが再び交互に 選択された間欠的時間で該負荷回路に電流を供給する事を可能にする手段が更に 設けられている。
又、該基本的な変換器における該二次的ＤＣ電源と該三次的ＤＣ電源は、更に該 二次的ＤＣ電源と該三次的ＤＣ電源を規定された電圧レベルに同時に充電する手 段を含む電圧格納装置により充電される。
該基本的な変換器における充電手段は電流が該−次的ＤＣ電源から該負荷回路に 供給される期間の間該二次的ＤＣ電源と該三次的ＤＣ電源を充電する。
本発明におけるその他の態様によれば、選択された周期で作動する電圧変換器は 負荷回路、ＤＣ電源を供給するために電源を電圧変換器に接続させる手段、第１ の充電可能な電圧格納装置、第２の充電可能な電圧格納装置、ＤＣ電源、負荷回 路、第１の電圧格納装置と第２の電圧格納装置に接続可能な第１のスイッチング 素子、該負荷回路、第１の電圧格納装置と第２の電圧格納装置に接続可能な第２ のスイッチング素子とを含んでいる。
選択された周期の各サイクルに於ける最初の半分の期間、第１のスイッチングを 作動させ、該ＤＣ電源から第１の方向に於いて該負荷回路に電流を供給するし、 そして該第１の電圧格納装置と第２の電圧格納装置を該ＤＣ電源から充電する為 の手段が更に設けられている。
該作動手段は更に、選択された周期の各サイクルに於ける第２の半分の期間、第 ２のスイッチング素子を作動状態にバイアスする為に該第２の電圧格納装置を第 ２のスイッチング素子に接続させ、それによって電流が該第１の電圧格納装置か ら第２の方向である該負荷回路んに供給される為に設けられるものである。
該電圧変換器は更に、該負荷回路から供給される予め設定されたレベルを越える 全ての電流を該第１の電圧格納装置から分流する為の手段を含んでいる。
又、該電圧変換器の分路手段は、第１のスイッチング素子が作動しうる有らゆる 期間の間で負荷回路と第１のスイッチング素子を含む閉鎖状ループに接続可能な 第１のダイオードと第２のスイッチング素子が作動しつる有らゆる期間の間、該 負荷回路と第２のスイッチング素子とに直列に且つ該第１の電圧格納装置と並列 に設けられた閉鎖状ループに接続可能な第２のダイオードとを含んでいる。
更に、電圧変換器は、作動手段と接続手段とを使用不能とし、それによって第１ のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを使用不能とするために、予め 設定されたレベルを越えた電圧レベルに迄充電される第１の電圧格納装置と応答 する手段と含んでいる。
電圧変換器は又、予め設定された電圧レベル以下に電圧レベルが低下したか否か を決定する為第１の電圧格納装置の電圧レベルを周期的に検査するため該動作手 段と接続手段の使用不能に応答しう且つその使用不能後に作動可能となる手段と 、又それに応じて、該動作手段と接続手段を該負荷回路に対して交互の方向の電 流供給の実行を可能とする手段を含んでいる。
更に、該使用不能手段と検査及び使用可能手段は第１の電圧格納装置の瞬時の電 圧レベルを代表する電圧を形成する為、第４の電圧格納装置に接続される電圧降 下ネットワークと、該作動手段と接続手段との作動を制御するマルチバイブレー タ、及び電圧降下ネットワークの形成された電圧を該マルチバイブレータに接続 させ、それによって該作動手段と接続手段とを作動可能或いは作動不能とする為 の手段と含んでいる。
課電圧変換器の作動手段と接続手段は共に、選択された周期で作動し、且つ第１ のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の交互の作動を該作動の交互の半 周期毎に実行させる発振器を含んでいる。
該接続手段は更に、第２のスイッチング素子に対するイネーブル要素を含み更に は第２のスイッチング素子を作動させる為のバイアスを形成する為第２の電圧格 納装置を含みむループに接続した抵抗ネットワークを含んでいる。
又、該接続手段は第２の電圧格納装置と第２のスイッチング素子とに接続された 第３のスイッチング素子、第３のスイッチング素子を作動させる為、第２の電圧 格納装置から第３のスイッチング素子に電流を導通させる為の手段と、当初は第 ３のスイッチング素子を介して該第２のスイッチング素子を作動させるため該第 ２の電圧格納装置から急速に電流を導通させ、その後ゆっくりした速度で電流を 流す手段を含んでいる。
本発明に於ける他の態様によれば、該電圧変換器の接続手段は第３のスイッチン グ素子にバイアスをかけて作動させる為電流を第２の電圧格納装置から供給させ る為の第２の電圧格納装置に接続された第３のスイッチング素子、該第３のスイ ッチング素子は更に第２のスイッチング素子にバイアスをかけて作動させる為の 第２の電圧格納装置からの供給電流と接続されており、第３のスイッチング素子 を不作動の状態に維持する為第３のスイッチング素子と接続されている第４のス イッチング素子、そして（１）操作の各サイクルに於ける最初の半分の期間の間 、該第３のスイッチング素子を不作動の状態に維持する為、及び（２）操作の各 サイクルに於ける第２の半分の期間の間、該第３のスイッチング素子を作動状態 のおき、それによって、第２のスイッチング素子が最初の半分の期間の間は不作 動状態で、第２の半分の期間の間は作動状態となるように第４のスイッチング素 子を制御する制御手段とを含んでいる。
課電圧変換器は更に菓４のスイッチング素子にバイアスを与えて作動状態となし 、それによって第２のスイッチング素子を不作動の状態に維持する為、予め定め られた電圧レベルを越える電圧レベルに迄流電される第４の電圧格納装置に応答 する手段を含んでいる。
該電圧変換器のスイッチング素子はＮチャンネルパワーＭＯ８ＦＢＴ　）ランジ スタである。
本発明に係る電圧変換器の更に他の態様においては、負荷回路はインダクティヴ 要素を含んでおり、第１の電圧格納装置は第１のキャパシタで該インダクティヴ タ要素と直列に接続されており、ＤＣ電源を直列に接続されたインダクティヴ要 素と該キャパシタに接続させる為の第１のスイッチング素子、直列に接続された インダクティヴ要素と第１のキャパシタを閉鎖ループの形に接続させる為の第２ のスイッチング素子、第２のスイッチング素子と接続可能な第２のキャパシタか らなる第２の電圧格納装置を含み、操作手段は選択された作動周期の各サイクル の第１の半分の期間の間、第１のスイッチング素子を作動させる為に選択された 周期で作動する発振器を含み、それによって（１）ＤＣ電源を第１のキャパシタ とインダクティヴ要素とを接続させ該キャパシタを充電させ、又該インダクティ ヴ要素を介して第１の方向に電流を供給すると共に、（２）該第２のキャパシタ をＤＣ電源と接続させ該キャパシタを充電する。
又、発振器は作動周期の各サイクルの第２の半分の期間の間、第２のキャパシタ を第２のスイッチング素子と接続させることを可能にし、それによって第２のキ ャパシタの充電された電圧供給は第２のスイッチング素子をバイスして作動状態 となし、該第１のキャパシタを閉鎖ループと接続させ、それによって、該充電さ れた第１のキャパシタは該インダクティヴ要素を介して反対の方向に電流を供給 する。
電圧変換器は更に、発振器のオン−オフ操作を実行させる為の手段と該実行手段 を制御して電圧レベルが規定のレベルより低い時に発振器を作動させ又電圧レベ ルが規定のレベルより高い時に発振器を不作動にさせる為の充電された第１のキ ャパシタの電圧レベルに応答する手段を含んでいる。
更に、該実行手段はマルチバイブレータを含み、又制御手段は該マルチバイブレ ータのトリガ一端子と結合している正確に配置されたタップを有する第１のキャ パシタと直列に設けらＪｌだ電圧降下ネットワークを含んでいる。
該電圧変換器は、第１のキャパシタから得られた電流を分流する為規定されたし ・ベルを越えた該インダクティヴ要素からの該電流に応答する手段を含んでいる 。
更に、該電圧変換器は、第２のキャパシタから第２のスイッチング素子への電流 の供給を制御する為第２のキャパシタと第２のスイッチング素子の間に接続され た手段と、各サイクルの第２の半分の期間の間で第２のキャパシタから第２のス イッチング素子への電流を通過させる制御手段にバイアスを与える為に、発振器 と制御手段上の間に接続された手段とを含んでいる。
史に本発明に係る他の態様によれば、パワーバッファは一次的ＤＣ電源、二次的 ＤＣ電源、充電可能な電圧格納装置、該−次的ＤＣ電源と二次的ＤＣ電源、電圧 格納装置と負荷回路とに接続可能な第１のスイッチング素子、二次的ＤＣ電源、 電圧格納装置及び負荷回路とに接続可能な第２のスイッチング素子、該パワーバ ッファが作動する第１の期間の間に於いて該第１のスイッチング素子を作動させ 、それによって第１の方向に該−次的ＤＣ電源から負荷回路に電流を供給し、且 つ該電圧格納装置を第一次的ＤＣ電源と二次的ＤＣ電源から充電する為の手段及 び該第２の作動期間の間、該第２のスイッチング素子にバイアスを与えて作動状 態となす為に該電圧格納装置を第２のスイッチング素子と接続させそれによって 該二次的ＤＣ電源から負荷回路に対して第２の方向に電流が供給される様な手段 とを含んでいる。
更に、操作手段は、操作の第１と第２の期間の間該パワーバッファを作動状態に 制御するパイナリイジェネレータ（ｂｉｎａｒｙ　ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）を含ん でいる。
又、接続手段は、電圧格納装置と第２のスイッチング素子とに接続されている第 ３のスイッチング素子、該第３のスイッチング素子と接続されている第４のスイ ッチング素子及び、（１）咳パワ〜バッファの操作に於ける第１の期間の間、該 第３のスイッチング素子を不作動の状態に維持する為、及び（２）該パワーバッ ファの操作に於ける第２の期間の間、該第３のスイッチング素子を作動状態のお き、それによって、第２のスイッチング素子が作動せしめられる様に、第４のス イッチング素子を制御する制御手段とを含んでいる。
該パワーバッファのスイッチング素子はＮチャンネル形のＭｌ’１ＳＦＥＴ　） ランジスタである。
該パワーバッファは更に、第３のスイッチング素子を作動させる為に該電圧格納 装置空第３のスイッチング素子に電流を通電させる手段を含み更には初期の段階 では第２のスイッチング素子を作動させる為に該第３のスイッチング素子を介し て該電圧格納装置から急速に電流を通電させ、その後は低速度で電流を通電させ る手段を含んでいる。
該パワーバッファの接続手段は該電圧格納装置と第２のスイッチング素子とに接 続されている第３のスイッチング素子、該第３のスイッチング素子を作動させる 為に該電圧格納装置から第３のスイッチング素子に電流を通電させる手段と初期 の段階では第２のスイッチング素子を作動させる為に該第３のスイッチング素子 を介して該電圧格納装置から急速に電流を通電させ、その後は低速度で電流を通 電させる手段とを含んでいる。
本発明に係る他の目的、特徴及び利点は以下の好ましい具体例に関する詳細な説 明、其に付随Ｊ゛る請求の範囲と添付の図面等から更に充分に明確にされるであ ろう。
図面の簡単な説明 第１図は本発明の成る原理にもとずき交流高電圧または直流高電圧を直流低電圧 へ変換する電圧変換器の概略図、第２図は第１図の電圧変換器の選択された部分 を示す等価回路図、 第３．４．５，６．７Ａおよび７Ｂ図は本発明の成る原理にもとすく電圧変換器 の様々な具体例を示す図、第８図は第６″Ｊ６よび７Ｂ図の電圧変換器の具体例 と共に用いられる形式の電力バッファを示し、さらに本発明の成る原理を示す図 。
発明を実施する最−良の形態 第１．３．４，５．６図および第７Ａ図と第７Ｂ図をひとまとめにしたものを参 照すると、それぞれ１００．２００．２５０゜３００、４００および５００の６ つの電圧変換器が示されている。電圧変換器１００．２００．２５０．３００． ４００および５００の各々の変換器における結合関係の主要部には互いに共通な ものがある。
したがって、成る図面に最初に導入された要素または部品がその後の図面にも出 現する場合、最初の図面で付された参照番号と同じものがその後の図面において も使用される。
第１図を参照すると、電圧変換器１００は交流高電圧または直流高電圧のいずれ かを直流低電圧へ変換すべく設計されている。本発明の様々な好適な具体例が第 ３．４，５，６゜７Ａおよび７Ｂ図により詳細に図示され、後に記述されるが、 第１図は本発明の基本原理を具体化する回路図を示すものである。
電圧変換器１００の要素のパラメータは様々な交流および直流源の電圧レベルを 所望の直流電圧レベルへ変換すべく選択され設計される。例えば、選択された回 路パラメータおよび接続により、電圧コンバータ１００は１２０ボルト６０ヘル ツの交流入力を例えば１２ボルト直流出力のような任意の直流低レベル電圧へ変 換しうる。同様にして、回路パラメータを変更するだけで、電圧変換器１００は ２２０ボルト５０ヘルツの交流入力を任意の低レベル直流電圧出力へ変換しつる 。しかしながらこれらは電圧変換器１００の交流／直流変換能力のいくつかの例 に過ぎない。さらに、電圧変換器１００は高レベル直流電圧を低レベル直流電圧 へ、例えば、直流１５０ボルトを直流１２ボルトへ交換しつる。
第１図に示されたように、電圧変換器１００はダイオード１０４、１０６．１０ ８および１１０で形成されたブリッジ整流器１０２を含んでいる。例えば１２０ ボルト６０ヘルツを供給する交流源１１２が整流器１０２へ接続される。交流源 １１２は電圧変換器１００の一次電源となる。整流器１０２の出力は接地基準ラ イン１１４とライン１１６との間に印加される。整流器出力はコンデンサ１１８ でろ波されそれによってライン１】４と１１６の間に１５０ボルトの直流を供給 する。
１対の振動減衰ダイオード１２０および１２２がライン１１４と１１６の間に直 列に接続されている。電圧降下抵抗１２３と定電圧ツェナダイオード１２５もま たライン１１４と１１６の間に直列に接続されている。
１２６のソースおよびドレイン電極が第１図に示されたような形でライン１１４ と１１６の間に接続されている。固有ダイオード１２８および１３０はトランジ スタ１２４と１２６の不可欠な物理的部分として固有に形成されるダイオード構 造を表わすもので、それぞれトランジスタのソースおよびドレイン電極に並列に 接続されている。高周波降圧トランス１３４の１次巻線１３２の一端はライン１ ３６を介してダイオード１２０および１２２間の接続点１３８に接続されている 。−次巻線１３２の他端はトランジスタ１２４のドレイン電極とトランジスタ１ ２６のソース電極との間のノード１４０へ接続されている。中間タップを有する トランス１３４の二次巻線１４２の外側端子は整流ダイオード１４４と１４６の アノードに接続されている。ダイオード１４４と１４６のカソードは電圧変換器 １００の第１の出力端子１４８に接続され、二次巻線１４２の中間タップは第２ の出力端子１５０に接続されている。
負荷回路は例えば−次巻線１４２のような単一の要素によって単独に形成されう るとともに二次巻線１４２、整流器１４４と１４６および出力端子１４８と１５ ０を含みうることが注目される。
つまり、電圧変換器１００のようなここに記述された電圧変換器の任意の具体例 に接続された任意の負荷は負荷回路に接続１３６の間に接続される。参照番号１ ５４で包括的に示される検知制御回路はライン１１４と１３６の間に接続されト ランジスタ１２４と１２６のゲート電極に接続される出力を有している。
検知制御回路１５４はコンデンサ１５２間に現われる電圧を監視する機能を含ん でおり、高周波発振器を含んでいる。回路１５４の高周波発振器は電圧変換器１ ００が正常に動作している間はトランジスタ１２４と１２６を交互に動作させる 機能を有し、例えば過負荷のような好ましくない１欠況が発生したら両トランジ スタを同時に完全に停止する機能を有している。
電圧変換器１００に交流電圧が印加されると、ライン１１４と１１６の間に１５ ０ボルトの直流電圧が形成され、それによってツェナダイオード１２５の両端に 直流電圧が形成され、それは検知制御回路１５４を動作させるために印加され、 検知制御回路１５４は例えば２５ＫＨｚの周波数の方形波の形の交流電圧を発生 しそれによってトランジスタ１２４と１２６は交互に動作される。
回路１５４の交流電圧出力の各方形波の半サイクル期間中はトランジスタ１２４ はオンにバイアスされて電流がコンデンサ１５２、−次巻線１３２、トランジス タ１２４のソースドレイン電極を通ってライン１１４へと流れる。各方形波のこ の半サイクル期間中は、整流器１０２のろ波出力はトランス１３４の一次電源と なり、−次巻線１３２の第１のまたは充電方向に電流が流れるので、電圧が二次 巻線１４２に誘起される。出力端子１４８と１５０の間に負荷が接続されていれ ば、電流が二次巻線１４２に流れ、ダイオード１４４または１４６の一方、出力 端子に接続された任意の負荷を経て、二次巻線の中間タップへと流れる。
また、この半サイクルの動作期間中に、電流が第１または充電方向に流れると、 コンデンサ１５２は特定の電圧レベルへ充電される。
回路１５４の各方形波出力の次の半サイクル期間中は、トランジスタ１２４はタ ーンオフされトランジスタ１２６がターンオンされる。このモードにおいて、− 次巻線１３２はトランジスタ１２６のソースドレイン電極とコンデンサ１５２を 含む閉ループに接続される。このとき、コンデンサは放電を開始し、それによっ て閉ループに電流が供給される。この電流はトランジスタ１２４が導通していた ときとは反対の方向である第２のまたは放電方向に一次巻線１３２を流れる。し たがって、このモードにおいて、コンデンサ１５２はトランス１３４の二次電源 となり、それによって、二次巻線１４２に電圧が誘起される。
前と同様に負荷が出力端子１４８と１５０の間に接続されていれば、ダイオード １４４と１４６の中の他のダイオード、出力端子１４８と１５０に接続された任 意の負荷を経て、電流が流れトランス１３４の中間タップを経て戻る。
このように、トランジスタ１２４と１２６の交互動作中、および検知制御回路１ ５４の発振器の方形波出力の連続する半サイクル期間中に、検知制御回路の発振 器の周波数のみによって定まるより高い周波数で一次巻線１３２を対向する方向 で交互に電流が流れる。
前述したように、１５０ボルトの直流がライン１１４と１１６の間に現われる。
トランジスタ１２４の導通期間中は、ライン１１４と１１６間の電圧は一次巻線 １３２とコンデンサ１５２とに実効的に分割され、それによってコンデンサは理 論的に７５ボルトのレベルに充電される。残りの７５ボルトは一次巻線１３２へ 印加されそれは分離した二次巻線１４２によって降圧される。
二次巻線の電圧はさらにダイオード１４４と１４６で整流されて例えば１２ボル トの低レベル直流電圧を供給し、それは出力端子１４８と１５０の間に印加され 、それに接続された任意の負荷に印加される。
トランジスタ１２６が導通している期間中は、コンデンサ１５２がトランジスタ １３４の電源となる。コンデンサ１５２回路ｉ５４の方形波出力の前の半サイク ル期間中に７５ボルトのレベルまで充電されているので、この電圧レベルは一次 巻線１３２に実効的に印加され、この値は前の半サイクル期間中に一次巻線に印 加される電圧レベルの値と同じである。
このよ・うに、同じ電圧１７／ベルであるが極性が反対であるものが回路１５４ の発振器の方形波出力の各半サイクルに交互に一次巻線１３２−＝印加される。
このようにして高周波信号が−・次巻線１３２　”−印加されそれはトランス１ ３４によって降圧され整流されて出力端子１４８と１５０の間に所望の低レベル 直流電圧が得られる。
前の記載は電圧変換器１００の理論的動作を表わしでいるが、変換器の動作の実 用的側面を考慮しなければならない。例えば、出力端子１４８と１５０に接続さ れた負荷の性質または無負荷であることは電圧変換器１００の動作にある影響を 与える。
また、外部電源を取り除いた後にも流れる電流を維持するのが一次巻線１３２の ような誘導素子の固有の性質である。これは外部電力が一次巻線に印加されたと ぎに一次巻線１３２のまわりに発生ずる磁場に蓄えられたエネルギの結果である 。
トランジスタ１２４が導通すると、電流は一次巻線１３２を第１のまたは充電方 向に流れ、それはコンデンサ１５２を充電する方向である。１−ランジスタ１２ ４がターンオフされトランジスタ１２６がターンオンされると、コンデンサ１５ ２は前述１７たように放電し２ようとするモードとなる。しかしながら、−次巻 線１３２に蓄えられたエネルギのために電流は一次巻線を第１の方向に流れ続け 、トランジスタ］２６ズノ（導通モードにあっでもコンデンサ１５２を充電し続 ける。充電方向への電流の流れの接続を助けるために、固有ダイオード１３０は 、オンとなっており反対のあるいは放電方向の電流に対してバイアスされている トランジスタ１２６をバイパスさせ４る方向に設けられている。充電方向に流れ 続ける電流により、コンデンサ１５２は７５ボルトよりもわずかに高いレベルま で充電される。
−次巻線１３２のまわりに蓄積されたエネルギが完全に消失した後、コンデンサ １５２は前述したように放電を始め、−次巻線１３２を第２の方向または放電方 向に電流が流れる。
無負荷条件では、トランス１３４は比較的大きいインダクタンスを呈し、それに よってコンデンサ１５２を有する回路内で大きいインピーダンスとなる。したが って、コンデンサ１５２は非常にゆっくりと放電する。
つぎに、トランジスタ１２６はターンオフされトランジスタ１２４はターンオン される。理論的には、−次巻線１３２からコンデンサ１５２へと第１のまたは充 電方向へ再び流れるはずである。しかしながら、同様に、−次巻線１３２のまわ りに蓄積されたエネルギによって、電流はコンデンサ１５２から一次巻線１３２ へ第２のまたは放電方向へ流れ続け、それによって、コンデンサは無負荷条件下 のトランス１３４による大きいインダクタンスによってゆっくりと放電し続ける 。このモードにおいて、トランジスタ１２４がターンオンされ反対のあるいは充 電方向の導通電流に対してバイアスされていても固有ダイオード１２８を通して 電流が流れる。また、コンデンサ１５２は放電し続けるので、コンデンサの両端 の電圧は７５ボルトよりわずかに低いレベルまで下がり続ける。−次巻線１３２ の磁場に蓄積されたエネルギが完全に消失した後、電流は反転して流れ一次巻線 からコンデンサ１５２へと第１の方向に流れて再度コンデンサを充電する。
この周期的パターンは無負荷条件中に持続しコンデンサの電圧は低いリップルま たは７５ボルトのレベル付近でわずかな振幅で揺動する。
同様な条態は通常または所望の負荷が出力端子１４８と１５０に接続されたとき にも存在する。しかし、後述するように、このときトランス１３４はより小さい インダクタンスを呈するので、−次巻線１３２の回路内のインピーダンスは無負 荷条件下での動作中に呈するよりも小さくなる。
したがって、通常負荷モードでは、コンデンサ１５２の電圧・；よ無負荷モード よりもいくぶん大きいリップルまたは中程度の振幅の揺動を呈する。
負荷の短絡のような過負荷条件下では、−次巻線１３２のインダクタンスおよび インピーダンスは著しく低下し７、コンデンサ１５２の電圧には広い振幅の揺動 が現われる。したがって、過負荷条件下で生じるコンデンサ１５２の電圧の広い 振幅での揺動は無負荷または通常負荷の条件下よりもより大きいリップルを発生 せしめ、そのため、無負荷または通常負荷の条件における電圧揺動と明確に区別 することができる。
検知制御回路１５４はコンデンサ１５２の電圧に現われる幅の広い揺動に応答し ７て両トランジスタ１２４と１２６の動作を停止させるように設計されている。
つまり、過負荷条件が発生すると、コンデンサ１５２の電圧リップルは著しく増 大して予め定められたレベルを超え、それによってトランジスタ１２４と１２６ の動作が停止される。
電圧変換器１００が電力モータまたは抵抗性負荷への電圧源として使用されると き、検知制御回路１５４はコンデンサ１５２に出現する電圧を常に監視し検知し て検知されたコンデンサの電圧に応答して電圧変換器１００の動作を制御する。
代表的には、電圧変換器１００がこのモードで動作するとき、コンデンサ１５２ の容量値は５〜２．２μＦである。このようにコンデンサ］５２は電圧変換器１ ００または出力端子１４８と１５０に接続された負荷において発生しうる様々な 状態をコンデンサのリップル電圧が指示するという意味で、情報源となるもので ある。コンデンサ１５２の電圧は電圧変換器１００が一次巻線１３２とコンデン サの共振周波数よりも著しく高い固定周波数で動作できるように用いられる。出 力端子１４８と１５０の間に接続された負荷が増大すると、電圧変換器１００は 単共振モードで動作するようになる。負荷の増大または過負荷条件の結果として コンデンサ１５２の電圧のリップルが全体として増大すると、検知制御回路１５ ４によって定められた既定レベルをコンデンサのリップルに波形のどの部分が超 えても直ちにトランジスタ１２４と１２６は共にターンオフされる。そして電圧 変換器１００は端子１４８と１５０の間の出力の供給を停止する。
電圧変換器１００が動作している期間中においてはコンデンサ１５２とトランス １３４を含む変換器の部分は第２図に示した等価回路で表わすことができる。第 ２図の等価回路において、電圧変換器１００の他の要素もまた振動減衰ダイオー ド１２０と１２２の機能を説明するために表わされている。
特に、第１図と共通の参照番号が付、された要素以外に、誘導素子り、とＬｓも また第２図に示されており、それぞれ−次巻線１３２（第１図）と二次巻線１４ ２（第１図）の非常に小さい漏れインダクタンスを表わしている。インダクタし 、はトランス１３４の主要なそして顕著に大きいインダクタンスを表わしている 。さらに、可変抵抗器ＲＬは出力端子１４８と１５０（第１図）の間に接続され る任意の負荷を表わしている。
説明のために、ダイオード１２０と１２２は電圧変換器１００に接続されていな いものとする。そして、電圧変換器１００は通常負荷のモードで動作しており、 トランジスタ１２４はオンであるきする。また、誘導素子り、のインダクタンス の値が非常に小さいのでほとんどまたは全く回路動作に影響を与えず、したがっ てさらに考慮または議論しないものとする。
負荷あるいは抵抗ＲＬにおいて短絡が発生すると誘導素子り、とＬｓは並列にな り並列回路内に有効な抵抗はなくなる。
この短絡負荷条件のもとでは、第２図の等偏口路内のインピーダンスの誘導成分 は誘導素子Ｌ５の小さい値よりも小さいレベルまで急激に低下し、コンデンサ１ ５２の充電経路内の短絡として実質的に現われる。そうすると、著しく大きい電 流がコンデンサ充電方向に流れ、それによって誘導素子り、は急速に飽和しコン デンサ１５２は本質的に全供給電圧である１５０ボルトまで急速に充電される。
回路内の実効インダクタンスが急激に低下すると、誘導素子り。とコンデンサ１ ５２の共振周波数は著しく増大して電圧変換器１００の動作周波数よりも高いレ ベルに達する。つまり、並列に接続された誘導素子り、とＬＳを有する回路は低 インピーダンスの振動経路となり、それによってトランジスタ１２４がオンであ る各期間中に少なくとも数回の振動が起こる。
連続振動の期間中にコンデンサ１５２は全電源電圧よりも高くステップ状のレベ ルで破滅的なレベルまで急速に充電される。
結局、振動が減衰されなければコンデンサ１５２は破壊される。
さて、ダイオード１２２を第１〜６，７Ａ図に示されるように電圧変換器１００ に接続することとする。さらに電圧変換器１００は通常負荷モードで動作しトラ ンジスタ１２４はオンであるとする。負荷または第２図の抵抗器ＲＬに短絡が発 生すると、誘導素子り、の減衰した磁場によって生じた電流はコンデンサ１５２ をステップ的に充電して過剰なレベルにするのでなくトランジスタ１２４のソー スドレイン電極、ダイオード１２２および透導素子り、を含むループに流れる。
この電流は磁場が完全に消失するまでこのループ内に流れ続ける。この期間中、 コンデンサ１５２上の電荷は供給電圧レベルに維持され振動が減衰されることに よってトランジスタ１２４がオンである期間中の破滅的な事故が避けられる。
トランジスタ】２４がターンオフされトランジスタ１２６がターンオンされると コンデンサ１５２、誘導素子り、、ｉ６よびトランジスタ１２６のドレインソー ス電極は閉ループを形成する。
既に充電されているコンデンサ１５２は誘導素子り、とり、の低インピーダンス を通して急速に放電されて実質的にゼロボルトとなりそれによって誘導素子のま わりに急速に磁場が発生する。ダイオード１２０がないとすれば、コンデンサ１ ５２が完全に放電したとき誘導素子り、のまわりの磁場は減衰し負の方向にコン デンサ１５２を充電する。トランジスタ１２４が再度オンとなったとき電源電圧 とコンデンサ１５２上の負の充電とが加算され、全電圧は通常の電源電圧の１５ ０ボルトをはるかに超える。
この条件もまた前述したようなコンデンサ１５２が破壊される破滅的なできごと の原因となる。
第２図に示したように電圧変換器１００にダイオード１２０を接続することによ って、コンデンサ１５２が負の方向に充電されることが避けられる。つまり、コ ンデンサ１５２完全に放電した後の誘導素子り、の磁場の減衰による電流はダイ オード１２０を流れコンデンサをバイパスする。結局、磁場が完全に消失し、ト ランジスタ１２６がオンである期間の残りについては定常状態となる。
このように、第１図〜第６図および第７Ａ図に示したように電圧変換器１００に ダイオード１２０と１２２を接続することにより、出力端子１４８と１５０の間 に接続された任意の負荷に短絡が発生したときに変換器内での好ましくない振動 を防げるための手段が変換器に備わる。
第３図を参照すると、電圧変換器２００の理論的動作において、発振器２０２は ２５ＫＨｚの周波数で動作し、方形波の形の交流電圧を発生しこれはノード２０ ４に現われる。発振器２０２はＩｎｔｅｒｓｉｌ、Ｉｎｃ、ｏｆ　Ｃｕｐｅｒｔ ｉｎｏ、Ｃａ１ｉｆｏｒｎｉａから提供されるＩＣＵ　７５５５というタイプの 内蔵チップであるＣｕＯ２ＲＣタイマーを含んでいる。電圧変換器の初期動作中 は、コンデンサ２０６は発振器２０２のソフトスタートを提供し、発振器２０２ はコンデンサ】５２のゼロボルトから例えば７５ボルトのピークレベルまでのお だやかな充電を可能とする。抵抗器２０８とコンデンサ２１０を含むＲＣネット ワークが第３図に示すように発振器２０２に接続され発振器と電圧変換器の動作 周波数を定める。
発振器２０２の各方形波出力の第１の半サイクル期間において発振器からの電流 は抵抗器２１２およびトランジスタ１２４のゲートドレイン電極に流れそれによ ってトランジスタはオンにバイアスされる。トランジスタ１２４がターンオンさ れるとき、トランジスタ１２６のゲートはトランジスタ１２４のソースドレイン 電極を介して有効に接地されそれによってターンオフされる。トランジスタ１２ ４が導通している間、電流はコンデンサ１５２を第１または充電方向に流れ、− 次巻線１３２、ダイオード２１４オよびトランジスタ１２４のソースドレイン電 極を流れる。この期間中にコンデンサ１５２は選択された回路パラメータに基づ き予め定められたレベル、例えば７５ボルトに充電される。さらに、この期間中 に、電流は抵抗器２１Ｇ、ダイオード２］８、コンデンサ２２０、ダイオード２ １４アよびトランジスタ１２４のソースドレイン電極を経て流れそれによってコ ゛／デンサは実質的にライン１１４と１１６の間に現われる電圧レベルまで充電 される。
発振器２０２の各方形波出力の第２の半サイクル期間中に、トランジスタ１２４ はオフにバイアスされる。さらに、コンデンサ２２０はトランジスタ１２４を介 しての充電を停止し、それによってトランジスタのゲートはダイオード２２２を 経て急速に発振器２０２へ放電される。次にコンデンサ２２０は３つの抵抗器２ ２４．２２６、および２２８を含む閉ループを経て放電し始め、それによってト ランジスタはオンにバイアスされる。
このようにして、コンデンサ２２０はトランジスタ１２６をターンオンするため の電力を供給する電圧変換器２００内の３次電源として機能する。コンデンサ２ ２０について言えば、トランジスタ１２４とコンデンサの充電経路内の要素は３ 次電源の電圧の形成を促進する手段として機能する。さらに、３つの抵抗器２２ ４．２２６および２２８の組み合わせにおけるトランジスタ１２４の閉止は３次 電源すなわちコンデンサ２２０の電圧をトランジスタ１２６へ供給する手段を形 成する。
トランジスタ１２６がターンオンされるとき、トランジスタのソースドレイン電 極はコンデンサ１５２と一次巻線１３２の直列ループ内にありそれによってコン デンサはループ内で放電し一次巻線に第２のまたは放電方向の電流を供給する。
ツェナダイオード２３０はゲート電圧をトランジスタ１２６の飽和電圧レベルに クランプすべく設計されそれによってトランジスタへ上記の動作電圧以上の危険 な電圧が印加されることを防止している。次の半サイクルにおいて、トランジス タ１２４はオンにバイアスされトランジスタ１２６はオフにバイアスされてトラ ンジスタ１２６のゲート容量はダイオード２３２、トランジスタ１２４のソース ドレイン電極、ダイオード２３４および抵トランジスタ１２４と１２６の交互動 作の間、周波数２５Ｋ）ｌｚで発振器２０２の方形波出力の連続する半サイクル 間で方向が切り換わる電流が一次巻線１３２に流れる。このことにより二次巻線 １４２内の電圧が誘起されその電圧は一次巻線に現われる電圧レベルよりも降圧 されている。誘起電圧は電圧変換器１００と同様にしてダイオード１４４または ダイオード１４６で整流され出力端子１４８と１５０の間に低レベルの直流電圧 が得られる。また、電圧変換器２００においては、交流電源１１２と整流器１０ ２は一次電源として機能し、コンデンサ１５２は二次電源として機能し、前述し たようにコンデンサ２２０は３次電源として機能する。さらにトランジスタ１２ ４の動作はコンデンサ２２０を充電する回路との組み合わせにおいて３次電源の 電圧を形成する手段を提供する。
抵抗器２３６とコンデンサ２３８はトランジスタ１２４のソースドレイン電極に 並列に接続され、起こるかも知れずトランジスタを損傷する可能性のある擬似的 な電圧スパイクに対してトランジスタの周囲をバイパスするためのスナバ回路と して機能する。同様に、抵抗器２４０とコンデンサ２４２はトランジスタ１２６ のソースドレイン電極に並列に接続されトランジスタのスナバ回路として機能す る。
第４図を参照すると電圧変換器２００（第３図）の変形である電圧変換器２５０ の部分説明がある。説明されない変換器２５０のそれらの部分は変換器２００の 対応部分に同一である。変換器２５０においてダイオード２１４および２３４は 除去されている。
また、トランジスタ１２４は、そのソースおよびドレイン電極が第１図に説明さ れる同一方法でノード１４０およびライン１１４間に接続されるように接続され ている。また、Ｎ−チャンネルパワＭＯ３ＦＥＴ　）ランジスタ２５２のゲート は抵抗２５４を経てノード２０４へ接続される。トランジスタ２５２のソースお よびドレイン電極はノード２５６およびライン１１４の間に接続される。
電圧変換器２５０はトランジスタ１２４が導通になるようにバイアスされるとき にトランジスタ２５２も導通になるようにバイアスされることを除いて変換器２ ００　（第３図）とほぼ同一方法で動作する。このようにして、トランジスタ１ ２６はそのゲートがトランジスタ２５２のソースおよびドレイン電極を経て接地 されることによってオフになるようにバイアスされる。
トランジスタ１２４はダイオード２１４（第３図）および２３４の必要性がない ことを除いて変換器２００について記述したように作用する。さらに、コンデン サ２２０はトランジスタ１２４のソースおよびドレイン電極を経て充電する。ト ランジスタ１２４および２５２がオシレータ２０２の出力の制御を介してオフに なるようにバイアスされると、コンデンサ２２はトランジスタ１２６をオンにす るべく前述したように放電を開始する。
第５図に示されるように電圧変換器３００の感知および制御回路１５４はライン １１４および１３６間に直列接続される抵抗３０２および加減抵抗器３０４によ って形成される電圧分割回線を包含する。抵抗３０２および加減抵抗器３０４の 抵抗値は高く、例えばそれぞれ７５にオームおよび５０にオームでありまたコン デンサ１５２のリップル電圧に応じて電圧レベルを現わす。
かくして、抵抗３０２および加減抵抗器３０４はコンデンサ１５２の電圧振動を 感知する手段を形成する。
加減抵抗器３０４の両端に現れる電圧はコンデンサ１５２の電圧を任意の一瞬間 に表わしまたワン−ショットマルチバイブレータ３０８として作用するように接 続されているＣｕＯ２ＲＣタイマーのトリガー（ＴＲＩＧＧＥＲ）入力端へタッ プライン３０６を経て加えられる。ＣｕＯ２ＲＣタイマーはカルフォルニア州の クパチノのインテルシルインク、　（Ｉｎｔｅｒｓｉｌ、　Ｉｎｃ、ｏｆ　Ｃｕ ｐｅｒｔｉｎｏ）から入手可能な）ＣＭ　７５５５と同−形の自蔵チップである 。
ツェナダイオード１２５はマルチバイブレータ３０８へ動作電圧の印加を容易に するように接続されるが、出力（ＯＵＴＰ［ＩＴ）端子はバイポーラトランジス タ３１２のベース３１０へ接続される。
トランジスタ３１４およびコンデンサ３１６はマルチバイブレータ３０８の出力 Ｃ（］１ＩＴＰｔｌＴ）およびライン１１４間に直列に接続されるが該マルチバ イブレータのしきい（ＴＩ（ＲＥＳＨＯＬＤ＞および放電（ＤＩＳＣＨＡＲＧＥ ）端は抵抗およびコンデンサ間の接合点に接続される。オシレータ２０２のリセ ット（ＲＥＳＥＴ）および制御電圧（ＣＯＮＴＲＯＬν０ＬＴＡＧＥ）端はトラ ンジスタ３１２のコレクター３１８へまたソフト−スタートコンデンサ２０６を 経てライン１１４へ接続される。トランジスタ３１２のエミッタ３２０は同様に ライン１１４へ接続される。
通常動作において、電圧変換器３００は適当に動作していてさらに出力端１４８ および１５０へ接続され、無負荷または所望または通常負荷のいずれかが存在す る。いずれにしても、加減抵抗器３０４の両端に通常現れる電圧はＶ”および接 地（ＧＲＯｔｌＮＤ）端間のマルチバイブレータ３０８へ印加される電圧値の１ ／３よりも大きい。この条件下では、マルチバイブレータ３０８があるモードで 動作して、マルチバイブレータの出力（ＯｔｌＴＰＩＩＴ）は不変して低い。こ れはトランジスタ３１２を非導通状態に維持する。トランジスタ３１２が導通し ていないときには、オシレータ２０２のリセット（ＲＥＳＥＴ）端は高くまた該 オシレータは所定周期または周波数で例えば２５ＫＨｚのもので一定に動作する 。かくしてトランジスタ１２４および１２６は交互にスイッチされるべく制御さ れ、またそれによって２５ＫＨｚの所定周波数で一次巻線１３２を経て電流を制 御するべく前述したように動作し、またそれによって出力端１４８および１５０ の両端の低レベルＤ、　Ｃ，電圧を確立する。
ショートのような過負荷が出力端１４８および１５０間に生じると仮定すると、 これは前述したようなコンデンサ１５２の電圧の広い振幅振動を生じさせる。こ れが生じると、コンデンサ１５２が通常の平均より高い電圧レベルまで有意義に 充電して、加減抵抗器３０４の両端電圧はマルチバイブレータ３０８のトリガー 電圧レベル以下に降下する。かくして加減抵抗器３０４０両端に現れる電圧はそ れによって、マルチバイブレータ３０８の動作が変えられる程度にまで変えられ て、該マルチバイブレータの出力（ＯＵＴＰＵＴ）は高くなる。このことはトラ ンジスタ３１２を導通させてオシレータ２０２のリセット（ＲＥＳＥＴ）および 制御電圧（ＣＯＮＴＲＯＬ　ＶＯＬＴＡＧＥ）端は低くなって該オシレータをオ フにする。オシレータ２０２がオフになると、ノード２０４に現れる交番の矩形 −波形電圧が存在しなくなってトランジスタ１２４および１２６の動作をを交互 に切り替えまた該トランジスタの双方は効率的にシャットダウンする。
このようにして、マルチバイブレータ３０８およびトランジスタ３１２は、コン デンサ１５２の平均電圧レベルの有意義な増加であって、咳コンデンサ電圧の広 い振動から生じるものに応答する手段を、オシレータ２０２およびトランジスタ １２４および１２６をシャットダウンするために提供する。
より広い感度で、回路５４はコンデンサ１５２の電圧における電圧振動を感知し またトランジスタ１２４または１２６のいずれかの動作を妨げる手段を形成する がしかし電圧変換器３００の他の部分から電力を除去しない。
通常動作では、オシレータ２０２は２５Ｋ）ｌｚで矩形波出力を現わす。オシレ ータ２０２の出力がシャットダウンすると、例えば過負荷が出力端１４８および １５０の両端に生じると、該矩形波出力は停止する。
長期間、例えば１秒後に、マルチバイブレータ３０８は該マルチバイブレータ内 の内部タイミング系を経て４０マイクロ秒の開動作して、該マルチバイブレータ の出力（ＯＵＴＰＵＴ）は低くなりまた再びオシレータ２０２は矩形波出力を発 生する。もし過負荷条件がなお存在すれば、再びマルチバイブレータ３０８の出 力（ＯＵＴＰｔｌＴ）は高くなって、オシレータ２０２のシャッタダウンになる 。このパターンは過負荷条件が修正されるかまたは電圧変換器３００がＡ、　Ｃ ，電源１１２から分離されるまで続く。上記した内部タイミング系が、第５図に 説明されるように接続され、マルチバイブレータとして作用すると、ＩＣＵ７５ ５５にとって固有のものであるということは注目される。かくして、この−瞬に 、マルチバイブレータ３０８はトランジスタ１２４および１２６のシャットダウ ン後に負荷を周期的に試験する手段として作用して過負荷条件が持続するかを測 定する。
第６図に説明されるように、電圧変換器４００は、トランジスタ１２６がオシレ ータ２０２の矩形波出力に応じてオンおよびオフに切り替えるべく制御される方 法において電圧変換器２００（第３図）とは相違する。
オシレータ２０２の出力が高いとき、Ｎチャンネル３７ＭＯ３ＦＥＴトランジス タ４０２はオンに変えられまた該トランジスタのドレインおよびソース電極を経 て接地基準ライン１１４をＮチャンネル３７ＭＯ３ＦＥＴ　）ランジスタ４０４ のゲート電極へ接続する。
このことはトランジスタ４０４がオンに変わらないであろうことまたトランジス タ１２４がオンであるときトランジスタ１２６がオンに変わらないであろうこと を保証する。またトランジスタ１２４がオンに変えられるとき、ダイオード４０ ６、コンデンサ４０８ならびに該トランジスタのソースおよびドレイン電極を具 備してそれによって該コンデンサを必須的にライン１１４および１１６間に現れ る電圧レベルまでに充電する充電経路が形成される。
オシレータ２０２の出力が低くなるときには、トランジスタ１２４および４０２ がオフに変えられて接地基準ライン１１４はトランジスタ４０４のゲート電極か ら分離される。同様にしてコンデンサ４０８用充電経路は直ちに開きまた該コン デンサはダイオード４０６の逆接続によって充電経路を経て放電することから妨 げられる。このとき、コンデンサ４０８はゲート用抵抗４１０および４１２、な らびにトランジスタ４０４のゲートおよびソース電極を包含する経路を経て緩や かに放電し始める。トランジスタ４０４のゲート−ソース回路を経て生じる電流 は該トランジスタをオンに変わらせる。次にコンデンサ４０８はコンデンサ４１ ４および抵抗４１６の並列結合、トランジスタ４０８のソースおよびドレイン電 極、一対の電流制限用抵抗４１ｇおよび４２０ならびにトランジスタ１２６のゲ ートおよびソース電極を包含する経路を経てより急速に放電し始める。
コンデンサ４０４は非常に低い値のコンデンサであるが抵抗４１６は相対的には 高抵抗値である。このことは、低値コンデンサがほとんど十分に充電されその後 電流が抵抗４１６を経てより緩やかに流れるまで、コンデンサ４１４を経て初期 には急速な電流の流れを許容する。コンデンサ４１４およびトランジスタ１２６ を包含するコンデンサ４０８の放電経路を経由する初期の急速な電流の流れは該 トランジスタを急速にオンに変わらせる。ツェナダイオード４２２はトランジス タ１２６の動作電圧レベルで降伏するに設計されまたそれによって該トランジス タに対するいかなる潜在的に有害な電圧印加であって動作電圧レベル以上のもの を防止する。
かくして、コンデンサ４０８は電圧変換器４００の第３の電源として作用しまた トランジスタ１２６の動作に電力を供給する。
コンデンサ４０８の充電に関して、トランジスタ１２４および４０２ならびに該 コンデンサの充電経路における部材は第３電源の電圧の出現を容易にする手段と して作用する。さらに、トランジスタ４０２をシャットダウンすること、トラン ジスタ４０４をオンに変えることおよびコンデンサ４０８の放電と関連する部材 の全ては第３の電源すなわちコンデンサ４０８の電圧を供給する手段を形成して トランジスタ１２６をオンに変える。
トランジスタ１２６はトランジスタ４０２が再びオンに変えられまた接地基準ラ イン１１４がそれによってトランジスタ４０４のゲート電極に接続されるまで、 オンのままであろう。このとき、コンデンサ４０８は前述のように充電し始めま たトランジスタ１２６は放電し始める。トランジスタ１２６用放電経路は抵抗４ １８　′Ｊ６よび４２０、ツェナダイオード４２４ならびに現在通電中のトラ〉 ′デスタ１２４および４０２のソースおよびドレインを包含する。ダイオード４ ２４はトランジスタ１２６の放電電流がトランジスタ４０４のゲート−ソース回 路を経て流れないであろうことまたそれによってトランジスタ４０４への潜在的 損傷を防止することを保証する。
トランジスタ４０２および４０４は、トランジスタ１２６に対するバイアス用制 御回路１．”：Ｊ６ける他の要素きともに、パワーバッファ４２６を形成する。
かくして、トランジスタ１２４の動作用バイアス制御はオシレータ２０２を直接 径て、得られるがトランジスタ１２６の動作用バイアス制御はオシレータ２０２ を間接的に経てまた第３または分離電源、つまり充電されたコンデンサ４０８を 包含するパワーバッファ４２６を直接的に経て得られる。
電圧変換器５００は第７Ａおよび７Ｂ図を共同して説明される。前述されるよう に、感知用および制御用回路１５４はコンデンサ１５２の電圧振動を感知しまた それに応答してオシレータ２０２のオン−オフ動作を制御する。順番にこのこと はトランジスタ１２４および１２６が交互に切り替えられるモードで動作するか または該トランジスタが完全にシャットダウンされているかを決定する。パワー バッファ４２６がバイアスしまた前述したようにトランジスタ１２６の動作を制 御する動作において、トランジスタ４０２はトランジスタ１２４と同時に動作す るようにバイアスされる。このようにして、トランジスタ４０４はトランジスタ １２４の動作中オフになるようにバイアスされまた第３電源供給すなわちコンデ ンサ４０８の電圧はトランジスタ１２６へ印加されず、それによってトランジス タ１２６はオフにバイアスされる。したがって、トランジスタ４０２は“オフ” モードにトランジスタ１２６を維持するために導通していなければならない。
過負荷が出力端１４８および１５０間に接続される負荷に生ずると、大きな振動 がコンデンサ１５２の電圧に生じて加減抵抗器３０４はこの振動を感知しかつマ ルチバイブレータ３０８をバイアスして、トランジスタ３１２をバイアスしてオ シレータ２０２をシャットダウンすることになる高出力を提供する。もしパワー バッファ４２６が第６図に説明されるように接続されていると、オシレータ２０ ２のシャットダウンがトランジスタ４０２のシャットダウンになってトランジス タ１２６はオンに変えられるであろう。マルチバイブレータ３０８およびトラン ジスタ３１２の目的はコンデンサ１５２の広い電圧振動に応じてトランジスタ１ ２４および１２６双方をシャットダウンすることであるから、第６図の回路接続 方法はこの目的を達成しないであろう。
したがって、第７Ａおよび７Ｂ図で説明されるように、マルチバイブレータ３０ ８の出力（ＯＵＴＰＵＴ）はダイオード５０２（第７Ｂ図）を経てトランジスタ ４０２のゲート電極へ接続される。
さもなければ、トランジスタ１２４は第５図に説明される同一方法でオシし・− 夕２０２へ接続されまたパワーバッファ４２Ｇは第６図で説明されるようにトラ ンジスタ１２６へ接続される。
無負荷モードまたは通常負荷モードにおいて電圧変換器５００の動作期間中には 、オシレータ２０２がトランジスタ１２４をオンにバイアスするときトランジス タ４０２はオシレータの。
出力（ＯｔｌＴＰ［ＩＴ）によって、、ダイオード５０４を経てオンにバイアス される。したがって、電圧変換器５００は電圧変換器４００と同一方法で無負荷 モードまたは通常負荷モード期間中に動作する。しかしながら、過負荷が生じる と、マルチバイブレータ３０８はオシ１ノータ２０２をシャットダウンするため にその出力（ＯＩＪＴＰＩＪＴ）で高くなるようにバイアスされる。またマルチ バイブレータ３０８の高出力（ＯＵＴＰＵＴ）はダイオード５０２を経てトラン ジスタ４０２のグー１−電極へ結合されて、オシレータ２０２がシャフト・ダウ ンされるときにトランジスタがオンのままであることを保証しまたそれによって トランジスタ１２６がシャットダウンのままであることを保証する。このように して、トランジスタ４２０はオシレータ２０２によって無負荷モードまたは通常 負荷モード期間中にバイアス制御されまたマルチバイブレータ３０８によって過 負荷モード期間中に制御される。
前述したように、電圧変換器１００．２００．２５０．３００．４００および５ ００は高Ａ、　Ｃ，電圧または高り、　Ｃ，電圧を低レベルＤ、　Ｃ，電圧へ変 換する実施例の変形を提供する。これらの変形の多い実施例は、交番周期中の電 圧を高周波数降圧変圧器１，３４へ印加しまた該変圧器出力を整流して低レベル Ｄ、　Ｃ。
電圧を得る基本的概念を採用する。各実施例において、コンデンサ１５２は電源 として交番周期の一つの期間中に作用して電圧を変圧器１３４へ印加する。
さらに、電圧変換器１．００．２００．２５０．３００．４００および５００は 過負荷条件が生じると該変換器を保護する技術を採用している。
一つのこのような技術について、電圧条件は回路動作中いつもモニタされて、い つ過負荷が生じるかを測定しまた該変換器の動作をシャットダウンする。別の技 術について、該回路が動作中モニタされまた過度電流の流れが現れると該電流が 分流されて該変換器の部材に対する破壊をさける。変換器３００および５００に ついて、該変換器保護技術の双方が採用されている。
パワー電界効果トランジスタの使用によって、電圧変換器１００、２００．２５ ０．３００．４００および５００は高速かつ高周波数で動作する。また、要求さ れる部材は比較的少ないので経済的利益を提供する。有意義には、各電圧変換器 １００．２００．２５０゜３００、４００および５００は過負荷の場合に該変換 器を保護する簡単でかつ効率的な便宜を提供する。
変換器１００．２００．２５０．３００．４００および５００がここに電圧変換 器として参照されるがこれらの変換器が例えば電力変換器またはいかなる他の比 較できる表現として本発明の精神および範囲から離れずに参照され得るであろう ということは理解されるべきである。
さらに電圧変換器１．００．２００．２５０．３００．４００および５００の上 記実施例は本発明を簡単に明らかにしたものであるということは、さらに理解さ れるべきである。他の実施例は当業者によって考え出されることが可能であり、 これは本発明を具体化するものであり、本発明の精神および範囲内に落ち入るで あろう。
第８図を参照すると、電圧変換器４００および５００に使用される形の半波長イ ンバータまたはパワーバッファ６００か説明されている。パワーバッファ・、例 えばバラフッ・６００はＤＣ電力をＡＣ電力に変換するために所望または規定出 力電圧および周波数で典形的に使用される。この形のバ’７フアは新種のシステ ム用電力供給とし、て、可変−スピードＡＣモーク駆動として、誘導加熱システ ムに対してまたＤＣ伝送ラインの出力として同様に典形的に使用されている。
パワーバッフＴの一つの形について１対のパワー電界効果トランジスタが交互に 切り替えられて二つの交番ＤＣ電源例えば交番バッテリから対向方向の負荷への 電流供給を容易にする。該パワー１−ランジスタの第１のオン−オフ動作は第１ のスイッチング用バイポーラトランジスタを経て矩形波パルスを該スイッチング 用トランジスタへ印加することによって制御される。該パワートランジスタの第 ２はパワーバッフ−ｆの二づの交番バッテリから独立であるバッテリから充電さ れるコニ／アンサの電圧によって電力が供給される。また第２のスイッチング用 バイポーラトランジスタは矩形波パルスに応答してコンデンサ電圧を第２パツト ランジスタへ印加することを容易にする第３スイツチング用バイポーラトランジ スタの動作を制御する。
前のパラグラフで記述された該バッファは、２つのパワ・−電界効果トランジス タ、３゛′つのバイポーラＮ−Ｐ−Ｎ　ｌ−ランジスタおよび第３のバッテリを 要求してパワートランジスタの一つ・を動作する該コニ／テン・すを充電する。
パワーバッファ６００は４つのＮチャンネルＭ［］５ＦＥＴパワートランジスタ ６０２．６０４．６０６および６０Ｂを包含する。さらにパワーバッファ６００ はパワー出力端６１０．６１２および６１４を包含する。第１ＤＣ供給バツテリ ６１６の正側は端子６１０を経てトランジスタ６０２のトレイン電極へ接続され る。、第２ＤＣ供給バツテリ６１８の負側は端子６】４を経て、トランジスタ６ ０４のソース電極へ接続される。各該バッテリ６１６および６１８の他方の側は 負荷の一方の側へ接続され、その他方の側は端子６］２へ接続される。
さらにバワーバ・ノフ１６００はバイナリ信号入力を咳バッフ丁へ与えてその動 作を制御する１′！Ａの入力端子６２０および６２２を包含する。第８図に説明 されるように、バイナリ発生器６２４はパワーバッファ６００へ入力端子６２０ および６２２を経て結合されてトランジスタ６０２および６０４の動作を制御す る３゜初期にバイナリ発生器６２４の制御を経て、入力端子６２０および６２２ の双方は高くなると仮定しなさい。トランジスタ６０４のゲート電極は端子６２ ０へ低値抵抗６２６を経て接続される。逆バイアスされたダイオード６２８は抵 抗６２６と並列接続される。端子６２０が高くなると、上記したように、トラン ジスタ６０４は抵抗６２６の値および該トランジスタのキャ１＜シタジスによっ ”Ｃ決定される急速な割合で充電し始める。かくして、トランジスタ６０４は急 速に充電されまた急速にオンに変えられる。
トランジスタ６０４がオンに変えられると、ダイオード６３２、コンデンサ６３ ４ならびに該トランジスタのソースおよびドレイン電極を包含する充電経路が形 成されてそれによ、て該コンデンサをバッテリ６１６および６１８の累積的電圧 レベル′＼必須的に充電する。また、トランジスタ６０４がオンになると、該負 荷がバッテリ６１８ならびに該トランジスタのソースおよ′　びドレイン電極を 包含する直列回路において接続されて電流は第１の方向における負荷へ供給され る。
端子６２２が高くなると、上述したように、トランジスタ６０６はオンに変えら れる１１．トランジスタロ０６のドレインおよびソース電極を経由してバッテリ ６１８の負側はトランジスタ６０８のゲート電極へ接続されてトランジスタ６０ ８がオンに変わるのを防ｔする。このことはトランジスタ６０２がこのときオン に変わらないであろうことを保証する。
バイナリ発生器６２４の制御を経由して端子６２０および６２２が低くなってト ランジスタ６０４および６０６がオフに変えられると仮定しなさい。トランジス タ６０Ｇがオフｊ７二変えられるとトランジスタ６０８のゲー゛ト電極はバッテ リ６１８の負側から分離される。”また、コンデンサ６３４に対する充電経路は 、今、開になりまた咳コンデンサは充電用経路を経て放電することからダイオー ド６３２の逆接続によって防止される。
このとき、コンデンサ６３４は緩やかにゲート用抵抗６３６および６３８ならび にトランジスタ６０８のゲートおよびソース電極を包含する経路を経て放電し始 める。トランジスタ６０８のゲート−ソース回路を経で生ずる電流の流れは該ト ランジスタをオンに変わらせる。次にコンデンサ６３４はより急速にコンデンサ ６４０および抵抗６４２の並列結合、；・ランジスタロ０８のソースおよびドレ イン電極、１対の電流制限用抵抗６４４および６４６ならびにトランジスタ６０ ２のゲートおよびソース電極を包含する経路を経て放電し始める。
コンデンサ６４０は極倖値コンデンサであるが抵抗６４２は相対的には高抵抗値 である。このことは低値コンデンサがほとんど十分に充電され、その後電流がよ り緩やかに抵抗６４２を経で流れるまで初期にコンデンサ６４を経る急速な電流 な流れを許容する。コンデンサ６３４の放電経路、コンデ：２／す６４０および トランジスタ６０２を包含するが、を経る初期の急速な電流の流れは該トランジ スタを急速にオンに変わらせる。ツェナダイオード６４８はトランジス々６０２ の動作電圧レベルで降伏するように設計されまたそれによって該トランジスタに 対するいかなる潜在的で有害な電圧印加であって動作電圧レベル以上のもを防止 する。
トランジスタ６０２がオニ５１である周期中に、バ・ソテリ６１６は負荷の両端 に接続されて第１の方向電流とは反対である第２の方向に負荷を流れる電流を生 じる。このことはトランジスタ６０２および６０４が交互に切り替えられる周期 中に該負荷を経る交番用電流の確立になる。
トランジスタ６０６が再びオンに変えられまたバッテリ６１８の負側かトランジ スタ６０８のゲート電極へ接続されるまで、トランジスタ６０２はオンのままで あろう。このとき、コンデンサ６３４は前述したように充電し始めまたトランジ スタ６０２は放電し始める。トランジスタ６０２用放電経路は抵抗６４４および ６４６、ツェナダイオード６５０ならびにトランジスタ６０４および６０６のソ ースおよびドレイン電極を包含する。ダイオード６５０はトランジスタ６０２の 放電用電流がトランジスタ６０８のゲート−ソース回路を流れないであろうこと またそれによってトランジスタ６０８に対する潜在的損害を防止することを保証 する。
に記例において、端子６２０および６２２は該負荷を経由する交番用電流を与え るため双方とも高いかまたは双方とも低いかのいずれかであった。このことは交 番スイッチング用パワートランジスタ６０２および６０４によって、パワーバッ ファ６００に対するバイナリ入力の制御によって達成された。
該負荷に対するいかなる電圧印加も防止することが望まれるならばバイナリ発生 器６２４は端子６２０が低くなりまた端子６２２が高くなるように制御され得る 。このようにして、トランジスタ６０２および６０４はシャットダウンされるで あろう。
トランジスタ６０２および６０４が同時にオンになっでバッテリ６１６および６ １８の両端にショート回路を生じさせる条件は生じ得ないことを言及することは 重要である。もしトランジスタ６０４が通電しトランジスタ６０２のゲートが電 気的システムの擬似信号に起因してオンにバイアスされるならば、ゲート電荷は トランジスタ６０６を経て消え、それによってトランジスタ６０２を強制的にオ フに変わらせるであろう。また、このことによってトランジスタ６０２オよび６ ０４のターンオンおよびターンオフ間の遅延を生じさせるべき特別の論理の必要 性がなくなる。
パワーバッファ６００は簡単でありかつ高速−動作用電圧−感知パワートランジ スタだけを利用する回路を提供する。さらに、パワーバッファ６００において、 供給バッテリ６１６および６１８の電圧は別のＤＣ供給電圧源をコンデンサ６３ ４を充電することによって確立する。次にコンデンサ６４０の確立されたＤＣ供 給電圧源は、要求しだい、必要な電圧を与えて前述したようにトランジスタ６０ ２をオンに変える。結果的に、コンデンサ６３４を充電するために付加的バッテ リに対する必要はない。
上記パワーバッファ６００の実施例は本発明から簡単に明らかであることは理解 されるべきである。他の実施例は当業者によって考え出されることが可能であり 、本発明の原理を具体化しまた本発明の精神および範囲内に落ち入るものであろ う。
０ａ） −１〜 ＾Ｉ　　　　　　で計 補正書の翻訳文提出書 （特許法第１８４条の８） 平成２年８月２７８ 特許庁長官　植　松　　　敏　殿 １　特許出願の表示 ＰＣＴ／ＵＳ　８９１００７２９ ２　発明の名称 電圧変換器 ３　特許出願人 名　称　ブラック　アンド　デツカ−インコーホレイティド５　補正書の提出年 月日 １９９０年２月１９日 ６　添付書類の目録 補正書の翻訳文　　　　　　　　　　　　　　　　　　１通ｉＬｌ二ｍ １．負荷回路（１３２）、 １次り、Ｃ，電ｆ！Ｊ　（１１４，１１６）を供給するために電源（’１１２） 　ｔ：電圧変換器に接続する手段（１０２，１１８）、２次り、Ｃ，電源（Ｘ５ ２）、 電圧変換器の各動作サイクルの第１の部分の間で、１次り、Ｃ，電１１　（１１ ４，１１６）から負荷ＷＪ路（１３２）に一方の掻性の電源を供給するために、 １次口、Ｃ８電ｆｉ（１１４，１１６）を負荷回路（１３２）に接続する１次接 続手Ｂ、（１２４）、各サイクルのｗＩ第１の間で、１次接続手段（１２４）を 動作させる手段（２０２）、 電圧変換器の各動作サイクルの第２の部分の間で、２次り、ｃ、　を源（１５２ ）から負荷回路（１３２）に逆極性の電源を供給するために、１次り、Ｃ，＠源 （１１４，１１６）　と独立に負荷回路（Ｘ３２）に２次り、Ｃ，電ＩＩＩ（１ ５２）を接続する２次接続手段（１２６）、１　次り、Ｃ１ｆｉ（１１４，１１ ６）　カ負荷ｒＭＲ（１３２）ニ接続されている期間で、１次接続手Ｂ　（１２ ４）を介して展開される３次り。
ｃ、ｉ４泗（２２０，４０８）　、及び逆極性の電源の負荷ｌ１１１ｉ１Ｂ　（ １３２）への連用を容易にし、第２の接続手段（１２６）をバイアスするために 各サイクルの第２の部分の間で、３次［１，Ｃ，電源（２２０，４０８）に２次 接続手段（１２６）を接続する１次接続手段（１２４）を動作させる手段（２０ ２）とは独立に動作可能な手段（２２４，２２６，２２８，４０４）　、を具備 する電圧変１Ｌ ２８、動作手段（６２４）は、第１及び第２の動作周期の間で動作するように電 力バッファをＭｇＩする２進数発生器（６２４）を含む請求項２７に記載の電力 バッファ。
２９、接続手段（６０８）は、 這圧記憶装！　（６３４）及び第２の９換装置（６０２）に接続さｈた第３の切 換装置（６０８）、 第３の切換装置（６０８）に接続された第４の９換装置（６０６）　、及び 第４の切換装置！（６０６）の動作を制御する手段（６２４）を含み、 １）１ｉ力バツフアの動作の第１の周期の間で第３の＠換装置（６０Ｂ）を非動 作状態に維持し、２）　電カバソファの動作の第２の周期の間で第３の切換装置 ｔ（６０８）の動作を容易にし１．その時果第２の９換装置（６０２）が動作す る、請求項２７又は２８に記載の電力バッファい３０、切換ｍｌ！（６０２，６ ０４，６０６，６０８）　はＮ＋＋ネル電力ＭＯ３ＦＩｉＴ　）】ンジλりであ る請求項２７．２Ｂ、又は２９に記載の電カバ７フア。
３１、第３のψ換装Ｒ（６０８）を動作させるために、電圧記憶装置Ｆ　（６３ ４）から第３のｇ換装置（６０８）に電流を導通させる手段（６３６，６３８） を具備する請求項２９に記載の電力バッファ。
３２、第２の切換装置（６０２）を動作させるために電圧記憶装置（６３４）か ら第３の切換装置（６０Ｂ）に迅速に電流を導通させ、その後、より緩慢な割合 で電流を導通させる手段（６４０，６４２）を具備する請求項２９に記載の電カ バ７フア。
３３　　接続手ａ　（６０８）　は、 電圧記憶装置Ｉ（６３４）及び１８２の９換装置１（６０２）に接続された第３ の切換装置（６０８）、 第３の切換装置Ｆ（６０８）を動作させるために、電圧記憶装置（６３４）から 第３の９役装置（６０８）に電流を導通させる手段（６３６，６３８）　、、　 ａび 第２の切換装置（６０２）を動作させるために電圧記憶装置（６３４）から第３ の切換装置（６０８）に迅速に電流を導通させ、その後、より緩慢な割合で電流 を導通させる手段（６４０，６４２）を含む請求項２７又は２８に記載の電力バ ッファ。
３４、＊電可能な電圧記憶装置（６３４）は第３のり、Ｃ，電源である請求項２ ７Ｇ：記載の電力バッファ。
手続補正書く方式） ％式％ １、事件の表示 ＰＣＴ／ＬＴＳ　８９／　００７２９ ２、　発明の名称 電圧変換器 ３、補正をする者 事件との関係　　　特許出願人 名称　ブラック　アンド　デツカ− インコーホレイティド ４、代理人 住所　〒１０５東京都港区虎ノ門−丁目８番１０号６、補正の対象 （１）特許法第１８４条の５第１項の規定による書面の「特許出願人の代表者」 の欄 （２）明細書及び請求の範囲の翻訳文 （３）委任状 （４）図面の翻訳文 ７、補正の内容 （ＩＸ３）別紙の通り （２）明細書、請求の範囲の翻訳文の浄書（内容に変更なし） （４）図面の翻訳文の浄書（内容に変更なし）８、添付書類の目録 （１）訂正し７た特許法第１８４条の５第１項の規定による書面　　　　　　　 　　　１　通（２）明細書及び請求の範囲の翻訳文　各　１　通（３）委任状及 びその翻訳文　　　　　各　１　通（４）図面の翻訳文　　　　　　　　　　　 １　通国際調査報告 国際調査報告

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １．負荷回路（１３２）、 １次Ｄ．Ｃ、電源（１１４，１１６）を供給するために電源（１１２）を電圧変 換器に接続する手段（１０２，１１８）、２次Ｄ．Ｃ．電源（１５２）、 電圧変換器の各動作サイクルの第１の部分の間で、１次Ｄ．Ｃ．電源（１１４， １１６）から負荷回路（１３２）に一方の極性の電源を供給するために、１次Ｄ ．Ｃ．電源（１１４，１１６）を負荷回路（１３２）に接続する１次接続手段（ １２４）、各サイクルの該第１の間で、１次接続手段（１２４）を動作させる手 段（２０２）、 電圧変換器の各動作サイクルの第２の部分の間で、２次Ｄ．Ｃ．電源（１５２） から負荷回路（１３２）に逆極性の電源を供給するために、１次Ｄ．Ｃ．電源（ １１４，１１６）と独立に負荷回路（１３２）に２次Ｄ．Ｃ．電源（１５２）を 接続する２次接続手段（１２６）、 １次Ｄ．Ｃ．電源（１１４．１１６）が負荷回路（１３２）に接続されている期 間で、１次接続手段（１２４）を介して展開される３次Ｄ．Ｃ．電源（２２０， ４０８）、及び逆極性の電源の負荷回路（１３２）への適用を容易にし、第２の 接続手段（１２６）をバイアスするために各サイクルの第２の部分の間で、３次 Ｄ．Ｃ．電源（２２０，４０８）に２次接続手段（１２６）を接続する１次接続 手段（１２４）を動作させる手段（２０２）とは独立に動作可能な手段（２２４ ，２２６，２２８，４０４）、を具備する電圧変換器。 ２８．動作手段（６２４）は、第１及び第２の動作周期の間で動作するように電 力バッファを制御する２進数発生器（６２４）を含む請求項２７に記載の電力バ ッファ。 ２９．接続手段（６０８）は、 電圧記憶装置（６３４）及び第２の切換装置（６０２）に接続された第３の切換 装置（６０８）、 第３の切換装置（６０８）に接続された第４の切換装置（６０６）、及び 第４の切換装置（６０６）の動作を制御する手段（６２４）を含み、１）電力バ ッファの動作の第１の周期の間で第３の切換装置（６０８）を非動作状態に維持 し、 ２）電力バッファの動作の第２の周期の間で第３の切換装置（６０８）の動作を 容易にし、その結果第２の切換装置（６０２）が動作する、請求項２７又は２８ に記載の電力バッファ。 ３０．切換装置（６０２，６０４，６０６，６０８）はＮチャネル電力ＭＯＳＦ ＥＴトランジスタである請求項２７，２８、又は２９に記載の電力バッファ。 ３１．第３の切換装置（６０８）を動作させるために、電圧記憶装置（６３４） から第３の切換装置（６０８）に電流を導通させる手段（６３６，６３８）を具 備する請求項２９に記載の電力バッファ。 ３２．第２の切換装置（６０２）を動作させるために電圧記憶装置（６３４）か ら第３の切換装置（６０８）に迅速に電流を導通させ、その後、より緩慢な割合 で電流を導通させる手段（６４０，６４２）を具備する請求項２９に記載の電力 バッファ。 ３３．接続手段（６０８）は、 電圧記憶装置（６３４）及び第２の切換装置（６０２）に接続された第３の切換 装置（６０８）、 第３の切換装置（６０８）を動作させるために、電圧記憶装置（６３４）から第 ３の切換装置（６０８）に電流を導通させる手段（６３６，６３８）、及び 第２の切換装置（６０２）を動作させるために電圧記憶装置（６３４）から第３ の切換装置（６０８）に迅速に電流を導通させ、その後、より緩慢な割合で電流 を導通させる手段（６４０，６４２）を含む請求項２７又は２８に記載の電力バ ッファ。 ３４．充電可能な電圧記憶装置（６３４）は第３のＤ．Ｃ．電源である請求項２ ７に記載の電力バッファ。
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