JPH0352564A - インバータの制御装置 - Google Patents
インバータの制御装置Info
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- JPH0352564A JPH0352564A JP1184657A JP18465789A JPH0352564A JP H0352564 A JPH0352564 A JP H0352564A JP 1184657 A JP1184657 A JP 1184657A JP 18465789 A JP18465789 A JP 18465789A JP H0352564 A JPH0352564 A JP H0352564A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電流形インバータの制御装置に係り、特に、
主回路制御素子へのパルス分配方式に関する． （従来の技術） 従来の装置は，例えば、電流形インバータでは日立評論
ＶＯＬ．６６Ｎｃ６ （１９８４ ６）第５９項から
第６４項において論じられており、特に第６１項の図６
においてその原理が述べられている． 〔発明が解決しようとする課題〕 上記従来の技術のパルス分配方法は主回路制御素子のス
イッチング時間を考慮しておらず、従って、正弦波交流
電流指令が、例えば、正から負へ変化する時の電流指令
零近傍で、すなわち、電流位相で言えばＯ” １８
０”，３６０゜・・・近傍で，実際の出力電流は零には
ならず交流出力電流の零クロス領域で段差が生じるため
、出力電流の零近傍で正弦波出力が得られないという問
題があった。
主回路制御素子へのパルス分配方式に関する． （従来の技術） 従来の装置は，例えば、電流形インバータでは日立評論
ＶＯＬ．６６Ｎｃ６ （１９８４ ６）第５９項から
第６４項において論じられており、特に第６１項の図６
においてその原理が述べられている． 〔発明が解決しようとする課題〕 上記従来の技術のパルス分配方法は主回路制御素子のス
イッチング時間を考慮しておらず、従って、正弦波交流
電流指令が、例えば、正から負へ変化する時の電流指令
零近傍で、すなわち、電流位相で言えばＯ” １８
０”，３６０゜・・・近傍で，実際の出力電流は零には
ならず交流出力電流の零クロス領域で段差が生じるため
、出力電流の零近傍で正弦波出力が得られないという問
題があった。
本発明の目的は，出力電流の零近傍でも電流に段差のな
い正弦波出力とするための主回路制御素子に与える点弧
パルスの分配方法を提供することにある． 〔課題を解決するための手段〕 上記目的を達或するために、インバータ装置主回路部の
正側アームに与えるパルスと負側アームに与えるパルス
をおのおの独立した複数の電流指令値により作成するこ
ととした。
い正弦波出力とするための主回路制御素子に与える点弧
パルスの分配方法を提供することにある． 〔課題を解決するための手段〕 上記目的を達或するために、インバータ装置主回路部の
正側アームに与えるパルスと負側アームに与えるパルス
をおのおの独立した複数の電流指令値により作成するこ
ととした。
この独立した別の電流指令値は，速度制御装置、あるい
は、電流制御装置により指令される真の正→ 弦波電流指令工。に対して，ある一定値を加減算Ｉｏ＝
Ｉｔ ・ｓｉｎωｔ ・・・（１） とすると → → 工＾：’：Ｉｏ＋Ｉ Ｉａ＝Ｉ。一工 α ＝Ｉｐ ＋ｓｉｎω ｔ−Ｉａ ただし， ■。≦０ の時 Ｉ＾＝工α ・・・（３） ・・・（４） ＩＯ≧Ｏ の時 Ｉａ＝−Ｉα −＝（５）と
する． 値Ｉ＾，工Ｂに対し従来方式と同一のパルス分配を→ 行う．工＾に対して得られるパルスをＡパルス，Ｉａに
対して得られるパルスをＢバルスとすると、主回路変換
装置の正側アームの制御素子にＡパルスを、負側アーム
の制御素子にＢパルスを与えるように構威した。
は、電流制御装置により指令される真の正→ 弦波電流指令工。に対して，ある一定値を加減算Ｉｏ＝
Ｉｔ ・ｓｉｎωｔ ・・・（１） とすると → → 工＾：’：Ｉｏ＋Ｉ Ｉａ＝Ｉ。一工 α ＝Ｉｐ ＋ｓｉｎω ｔ−Ｉａ ただし， ■。≦０ の時 Ｉ＾＝工α ・・・（３） ・・・（４） ＩＯ≧Ｏ の時 Ｉａ＝−Ｉα −＝（５）と
する． 値Ｉ＾，工Ｂに対し従来方式と同一のパルス分配を→ 行う．工＾に対して得られるパルスをＡパルス，Ｉａに
対して得られるパルスをＢバルスとすると、主回路変換
装置の正側アームの制御素子にＡパルスを、負側アーム
の制御素子にＢパルスを与えるように構威した。
前述のものは単相で説明しているが、三和についてもそ
れぞれの位相が１２００づつずれるのみで同様である． 又、本来の目的が，電流の零クロス近傍の段差除去にあ
るので，手段を電流の位相により切換えてもよい．すな
わち、（２）弐〜（５）式においてωｔが ｎｙｃ十〇≦ωｔ≦（ｎ＋１）π一θ ・・・（６
）ｎ：整数 θ：所定の角度（ｒａｄ） の範囲にあるとき エα＝Ｏ ・・
・（７）とする。すなわち、電流指令値が電近傍以外で
は従来のパルスパターンと同一とする方式でもよい。
れぞれの位相が１２００づつずれるのみで同様である． 又、本来の目的が，電流の零クロス近傍の段差除去にあ
るので，手段を電流の位相により切換えてもよい．すな
わち、（２）弐〜（５）式においてωｔが ｎｙｃ十〇≦ωｔ≦（ｎ＋１）π一θ ・・・（６
）ｎ：整数 θ：所定の角度（ｒａｄ） の範囲にあるとき エα＝Ｏ ・・
・（７）とする。すなわち、電流指令値が電近傍以外で
は従来のパルスパターンと同一とする方式でもよい。
とで、正負側両アームとも流れる電流の絶対値は少なく
とも（２）式〜（５）式で分かるようにＩα以上となる
。従って、Ｉαをトランジスタの最小オン時における最
小電流以上に設定しておけばトランジスタのストレージ
時間等のスイッチング遅れ正確に工＾，Ｉａに追従させ
ることができる．→ → → ＩＭ＝Ｉ＾＋ＩＢ
・・・（８）と表わせる。（８）式を計算すると、（２
）式〜（５）式より （ｉ）Ｉｏ≦Ｏの時 → → → ＩＭ＝Ｉ＾＋ＩＢ ＝Ｉ ｎ＋Ｉｐｌ１ｓｉｎω ｔ Ｉ （Ｘ＝
ＩＰＬＩＳｉｎω → ＝ＩＯ ｔ ・・・（９） ＩＭ：Ｉ＾＋Ｉｓ ＝Ｉｐａｓｉｎω ｔ＋Ｉ ａ−Ｉ ａ＝ ＩＰＩ
ＩＳｉｎω ｔ → 前述のように正負両側のアームの電流指令値に（３）弐
〜（５）式で示すバイアス値を持てば、そのバイアス値
工αは出力電流に影響を及ぼすことなく、しかも電流指
令がトランジスタの最小オン期できるので、電流指令工
０の零近傍においても、出力電流に段差が生じることな
く出力電流は正弦波を保つことができる。
とも（２）式〜（５）式で分かるようにＩα以上となる
。従って、Ｉαをトランジスタの最小オン時における最
小電流以上に設定しておけばトランジスタのストレージ
時間等のスイッチング遅れ正確に工＾，Ｉａに追従させ
ることができる．→ → → ＩＭ＝Ｉ＾＋ＩＢ
・・・（８）と表わせる。（８）式を計算すると、（２
）式〜（５）式より （ｉ）Ｉｏ≦Ｏの時 → → → ＩＭ＝Ｉ＾＋ＩＢ ＝Ｉ ｎ＋Ｉｐｌ１ｓｉｎω ｔ Ｉ （Ｘ＝
ＩＰＬＩＳｉｎω → ＝ＩＯ ｔ ・・・（９） ＩＭ：Ｉ＾＋Ｉｓ ＝Ｉｐａｓｉｎω ｔ＋Ｉ ａ−Ｉ ａ＝ ＩＰＩ
ＩＳｉｎω ｔ → 前述のように正負両側のアームの電流指令値に（３）弐
〜（５）式で示すバイアス値を持てば、そのバイアス値
工αは出力電流に影響を及ぼすことなく、しかも電流指
令がトランジスタの最小オン期できるので、電流指令工
０の零近傍においても、出力電流に段差が生じることな
く出力電流は正弦波を保つことができる。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。
まず，本実施例の構成を説明する。図において、１は三
相交流電源，２は交流を直流に変換するコンバータ、３
はコンバータの出力電流リプルを平滑する直流リアクト
ル、４は直流を可変電圧、可変周波数に変換するインバ
ータである．５はインバータによって駆動される誘導電
流機であり、軸端には速度フィードバック用のロータリ
・エンコーダ６が取付けてある．１２は速度指令ωｒ＊
と速度フィードバックω，との偏差により出力トルク
を演算する速度制御装置であり、１１はトルク指令と速
度フィードバックω，とからインバータの出力電流の三
要素、すなわち、電流指令ＩＰ ，位相指令０，周波数
指令ωを演算するベクトル制御演算装置である。１０は
ベクトル制御装置からたな電流指令工＾，ＩＢを作成す
る回路である。７，８は■＾，ＩＢ作成回路からの電流
指令値をトランジスタへのパルス列に変換するＰＷＭ発
生回路である． 次に、動作について説明する，ＡＳＲ１２，ベクトル制
御回路１１，ベクトル合成回路１０までの動作は一般に
使用されているインバータのベクトル制御方式と同一で
あるから説明を省略する。
相交流電源，２は交流を直流に変換するコンバータ、３
はコンバータの出力電流リプルを平滑する直流リアクト
ル、４は直流を可変電圧、可変周波数に変換するインバ
ータである．５はインバータによって駆動される誘導電
流機であり、軸端には速度フィードバック用のロータリ
・エンコーダ６が取付けてある．１２は速度指令ωｒ＊
と速度フィードバックω，との偏差により出力トルク
を演算する速度制御装置であり、１１はトルク指令と速
度フィードバックω，とからインバータの出力電流の三
要素、すなわち、電流指令ＩＰ ，位相指令０，周波数
指令ωを演算するベクトル制御演算装置である。１０は
ベクトル制御装置からたな電流指令工＾，ＩＢを作成す
る回路である。７，８は■＾，ＩＢ作成回路からの電流
指令値をトランジスタへのパルス列に変換するＰＷＭ発
生回路である． 次に、動作について説明する，ＡＳＲ１２，ベクトル制
御回路１１，ベクトル合成回路１０までの動作は一般に
使用されているインバータのベクトル制御方式と同一で
あるから説明を省略する。
従来は、ベクトル合或回路１０で求まる出力電流→
指令工０を、直接、７及び８のＰＷＭバルス発生回路に
入力してトランジスタに与えるパルス列を求めていた．
これを第２図で説明する．第２図（ａ）はパルス列の発
生方法を模擬的に表わしたものであり、パルスのチョッ
ピング周期をＴｏ，直流電流をＩａ，出力電流指令のピ
ーク値をＩｐとすると、位相がωｔ十〇の所で発生すべ
きパルス幅は ＩＰ ＴＶ＝ Ｘｓｉｎ（ωｔ＋θ） Ｘ Ｔ ｏ
− （１１）Ｉａ となる．ここで正側のパルス列はインバータの正側アー
ムのトランジスタに与え、負側のパルス列は負側のアー
ムのトランジスタに与えるようにする． このようにパルス分配するとパルス列の平均値は理論的
には同図中実線で示すような正弦波となる．すなわち電
流位相ωｔ十θがＯ，π，２π，・・・の値の近傍にあ
る時でも（１１）式によればその値に対応した微少なパ
ルス幅Ｔｗｓを求めることができる．しかし，実際の制
御素子であるトランジスタにはターンオフ時のストレー
ジタイム等の最小オン期間、すなわち、一度オンすれば
ある一定時間オフできない期間が存在するため、微少な
パルス幅指令値Ｔｗｓに対しては、これを満足できない
．従って、同図中（ｂ）の実線で示すように電流指を作
成する回路を設けた。これを第３図により説明する．図
中（．）はパルス列の発生方法を模擬的に示したもので
ある。インバータの正側アームＩｏ に対しＩ α分だけ加算し工＾ とする６ 又負側 を数式的に示すと（２） 弐〜（５） 式となる。
入力してトランジスタに与えるパルス列を求めていた．
これを第２図で説明する．第２図（ａ）はパルス列の発
生方法を模擬的に表わしたものであり、パルスのチョッ
ピング周期をＴｏ，直流電流をＩａ，出力電流指令のピ
ーク値をＩｐとすると、位相がωｔ十〇の所で発生すべ
きパルス幅は ＩＰ ＴＶ＝ Ｘｓｉｎ（ωｔ＋θ） Ｘ Ｔ ｏ
− （１１）Ｉａ となる．ここで正側のパルス列はインバータの正側アー
ムのトランジスタに与え、負側のパルス列は負側のアー
ムのトランジスタに与えるようにする． このようにパルス分配するとパルス列の平均値は理論的
には同図中実線で示すような正弦波となる．すなわち電
流位相ωｔ十θがＯ，π，２π，・・・の値の近傍にあ
る時でも（１１）式によればその値に対応した微少なパ
ルス幅Ｔｗｓを求めることができる．しかし，実際の制
御素子であるトランジスタにはターンオフ時のストレー
ジタイム等の最小オン期間、すなわち、一度オンすれば
ある一定時間オフできない期間が存在するため、微少な
パルス幅指令値Ｔｗｓに対しては、これを満足できない
．従って、同図中（ｂ）の実線で示すように電流指を作
成する回路を設けた。これを第３図により説明する．図
中（．）はパルス列の発生方法を模擬的に示したもので
ある。インバータの正側アームＩｏ に対しＩ α分だけ加算し工＾ とする６ 又負側 を数式的に示すと（２） 弐〜（５） 式となる。
ここで
Ｉαは
Ｔｗｓ
工 α＝ − ｘ Ｉ ａ
Ｔｏ
・・・（ｌ２）
（１２）式で示す値とする。
この値はトランジスタの
最小オン時間によるバイアス分と一致する。
→
従つ
なくともＩＡ，
ＩＢの電流指令はトランジスタを最
ームの電流指令ＩＢとの和になる。従って、第３図（ｂ
）の拡大波形でも分かるように、出力電流→ Ｉｓはトランジスタの最小オンパルス幅に左右されるこ
となく微少電流まで出力することができる．これにより
出力電流ＩＭは同図中（ｃ）で示すように正弦波とする
ことができる。ただし、直流電流Ｉａはバイアス分Ｉα
だけ増加しておく必要がある． 第４図は、第３図の発明における不具合点、すなわち，
直流電流をＩａからＩｉ＋Ｉα に増加する必要がある
こと、及び、スイッチング回数が二倍に増えることを改
善するために考案されたものである．本発明の目的は、
そもそも電流指令の零近傍における出力電流の段差除去
にあることから、電流指令が零クロスする前後の一定の
位相角θαの部分のみ本発明を適用したものである．こ
れにより、直流電流工，とチョツピング回数は従来のも
のに比べても遜色ないものとなる．ここでθαはトラン
ジスタの最小オフ期間Ｔａｗとチョツピング周期Ｔｏに
より決まり、 に設定する．通常、ＴｓｗはＴｏの１／１０以下である
ことから，前述のように、直流電流工，とチョッピング
回数は従来と同等となる。
）の拡大波形でも分かるように、出力電流→ Ｉｓはトランジスタの最小オンパルス幅に左右されるこ
となく微少電流まで出力することができる．これにより
出力電流ＩＭは同図中（ｃ）で示すように正弦波とする
ことができる。ただし、直流電流Ｉａはバイアス分Ｉα
だけ増加しておく必要がある． 第４図は、第３図の発明における不具合点、すなわち，
直流電流をＩａからＩｉ＋Ｉα に増加する必要がある
こと、及び、スイッチング回数が二倍に増えることを改
善するために考案されたものである．本発明の目的は、
そもそも電流指令の零近傍における出力電流の段差除去
にあることから、電流指令が零クロスする前後の一定の
位相角θαの部分のみ本発明を適用したものである．こ
れにより、直流電流工，とチョツピング回数は従来のも
のに比べても遜色ないものとなる．ここでθαはトラン
ジスタの最小オフ期間Ｔａｗとチョツピング周期Ｔｏに
より決まり、 に設定する．通常、ＴｓｗはＴｏの１／１０以下である
ことから，前述のように、直流電流工，とチョッピング
回数は従来と同等となる。
本発明によれば，トランジスタの最小オン期間による出
力電流の零近傍における段差が除去できるので、出力電
流を全ての領域で正弦波とすることができる。
力電流の零近傍における段差が除去できるので、出力電
流を全ての領域で正弦波とすることができる。
第１図は本発明の一実施例の制御系統図、第２図は従来
のパルス発生方式及び出力電流波形図、第３図は本発明
のパルス発生方式、及び，出力電流波形図、第４図は本
発明の他の実施例の出力電流波形図である． ４・・・コンバータ，５・・・誘導電動機、６・・・ロ
ータリ・・・Ｉ＾，Ｉａ作成回路、１０・・・ベクトル
合成回路、第 １ 図 第 ２ 図 第３図 （α） 第 ４ 図
のパルス発生方式及び出力電流波形図、第３図は本発明
のパルス発生方式、及び，出力電流波形図、第４図は本
発明の他の実施例の出力電流波形図である． ４・・・コンバータ，５・・・誘導電動機、６・・・ロ
ータリ・・・Ｉ＾，Ｉａ作成回路、１０・・・ベクトル
合成回路、第 １ 図 第 ２ 図 第３図 （α） 第 ４ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、主回路素子に自己消弧素子を用いた電流形インバー
タの制御装置において、 正弦波ＰＷＭパルスパターンを作成するための交流電流
指令に対し、あるバイアス値を加算して作成する電流指
令値Ａとあるバイアス値を減算して作成する電流指令値
Ｂとを持ち、前記電流指令値Ａから作成されるパルスパ
ターンをインバータ正側の主回路素子に与え、前記電流
指令値Ｂから作成されるパルスパターンをインバータ負
側の主回路素子に与えることを特徴とするインバータの
制御装置。 ２、前記バイアス値を出力電流の位相により変化させる
ようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電流形イ
ンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1184657A JPH0352564A (ja) | 1989-07-19 | 1989-07-19 | インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1184657A JPH0352564A (ja) | 1989-07-19 | 1989-07-19 | インバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0352564A true JPH0352564A (ja) | 1991-03-06 |
Family
ID=16157071
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1184657A Pending JPH0352564A (ja) | 1989-07-19 | 1989-07-19 | インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0352564A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112492892A (zh) * | 2019-06-20 | 2021-03-12 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力变换装置 |
-
1989
- 1989-07-19 JP JP1184657A patent/JPH0352564A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112492892A (zh) * | 2019-06-20 | 2021-03-12 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力变换装置 |
| CN112492892B (zh) * | 2019-06-20 | 2023-08-04 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力变换装置 |
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