JPH0548079B2 - - Google Patents
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- JPH0548079B2 JPH0548079B2 JP56182304A JP18230481A JPH0548079B2 JP H0548079 B2 JPH0548079 B2 JP H0548079B2 JP 56182304 A JP56182304 A JP 56182304A JP 18230481 A JP18230481 A JP 18230481A JP H0548079 B2 JPH0548079 B2 JP H0548079B2
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- value
- voltage
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電圧形PWMインバータにより誘導電
動機を可変速駆動する誘導電動機の制御方式に係
り、特にマイクロコンピユータ（以下マイコンと
称す。）によるデイジタル制御に適した誘導電動
機可変速駆動制御方式に関する。
動機を可変速駆動する誘導電動機の制御方式に係
り、特にマイクロコンピユータ（以下マイコンと
称す。）によるデイジタル制御に適した誘導電動
機可変速駆動制御方式に関する。
従来のｖ／ｆ（＝一次電圧／一次周波数）＝一定
制御では高応答制御が出来ず、トルクに過渡振動
が発生した。そこでこのトルクの過渡特性を改善
するため、特開昭52−149314に示されるような周
波数制御形のベクトル制御方式が提案されてい
る。第１図はその具体的な実施例を示したもので
ある。
制御では高応答制御が出来ず、トルクに過渡振動
が発生した。そこでこのトルクの過渡特性を改善
するため、特開昭52−149314に示されるような周
波数制御形のベクトル制御方式が提案されてい
る。第１図はその具体的な実施例を示したもので
ある。
トルク指令に増幅器１０でゲイジK1を掛け、
二次電流I2に等しくする。このI2より関数発生器
１１によりIm（励磁電流）とI2の関数√（I2 n＋I2 2）
より一次電流I1を得る。更にI2は演算回路１２よ
り、すべり周波数ωsを得る。このωsはωs1＝K2・
I1／Imとωs2＝ｄ／dttan-1（I1／Im）からなる。上記
のωs1 は定常的なすべり周波数を、ωs2は二次電流I2の
過渡的なトルク変動を補償する量である。なお
ωs1は二次電流I2に増幅器１２１でゲインK2＝
r2／l2Im（r2：二次抵抗、l2：二次インダクタンス） を掛けて求め、ωs2は関数発生器１２２よりtan-1
（I1／Im）を求め、微分器１２３でこの値を微分 ｄ／dt）（tan-1（I1／Im））して求める。
二次電流I2に等しくする。このI2より関数発生器
１１によりIm（励磁電流）とI2の関数√（I2 n＋I2 2）
より一次電流I1を得る。更にI2は演算回路１２よ
り、すべり周波数ωsを得る。このωsはωs1＝K2・
I1／Imとωs2＝ｄ／dttan-1（I1／Im）からなる。上記
のωs1 は定常的なすべり周波数を、ωs2は二次電流I2の
過渡的なトルク変動を補償する量である。なお
ωs1は二次電流I2に増幅器１２１でゲインK2＝
r2／l2Im（r2：二次抵抗、l2：二次インダクタンス） を掛けて求め、ωs2は関数発生器１２２よりtan-1
（I1／Im）を求め、微分器１２３でこの値を微分 ｄ／dt）（tan-1（I1／Im））して求める。
インバータの指令周波数ω1は上記ωsとモータ
の回転数ωMとの和を取つて得られる。このω1と
上記の電流指令I1に基づいて３相電流基準発生器
１３で基準信号ia，ib，icを得る。上記のia，ib，
icは各相巻線電線とつき合せ、各相のゲート信号
を得る。
の回転数ωMとの和を取つて得られる。このω1と
上記の電流指令I1に基づいて３相電流基準発生器
１３で基準信号ia，ib，icを得る。上記のia，ib，
icは各相巻線電線とつき合せ、各相のゲート信号
を得る。
上記の方式は電圧形PWMインバータに適用し
た場合次のような欠点がある。これは微分して位
相補償する回路１２２，１２３にある。ここで得
られる位相tan-1（I2／Im）は一次電流の位相であ
る。この関係を電圧形PWMインバータにそのま
ま適用する過渡的な位相補償が適正でなくトルク
に過渡的振動が発生し、ベクトル制御をした意味
がなくなる。第２図は上記の位相補償が適正でな
い場合（点線部分）及び、適正な場合（実線部
分）のトルク応答特性を示したものである。位相
補償を不適正な値即ち電流位相に近い量で補償す
るとトルク応答特性が悪くなることが判る。
た場合次のような欠点がある。これは微分して位
相補償する回路１２２，１２３にある。ここで得
られる位相tan-1（I2／Im）は一次電流の位相であ
る。この関係を電圧形PWMインバータにそのま
ま適用する過渡的な位相補償が適正でなくトルク
に過渡的振動が発生し、ベクトル制御をした意味
がなくなる。第２図は上記の位相補償が適正でな
い場合（点線部分）及び、適正な場合（実線部
分）のトルク応答特性を示したものである。位相
補償を不適正な値即ち電流位相に近い量で補償す
るとトルク応答特性が悪くなることが判る。
更に第１図の実施例をそのままマイコンで演算
処理させるとブロツク１３，１４で行われる演算
過程に問題が生じる。即ちこれはI1という直流量
で与えられる電流指令を３相交流信号に変換し、
フイードバツク電流（各相巻線）とつき合せにい
る点にある。つまり３相交流信号をマイコンで作
るとマイコンの負荷率が高くなり、他の処理が行
えなくなるためである。ベクトル制御を行つても
マイコンの処理時間がネツクになり、高応答が得
られなくなる。そのためマルチマイコンシステム
やハード構成にて実現するしかなく、構成部品が
増えたりソフト処理が複雑になる。
処理させるとブロツク１３，１４で行われる演算
過程に問題が生じる。即ちこれはI1という直流量
で与えられる電流指令を３相交流信号に変換し、
フイードバツク電流（各相巻線）とつき合せにい
る点にある。つまり３相交流信号をマイコンで作
るとマイコンの負荷率が高くなり、他の処理が行
えなくなるためである。ベクトル制御を行つても
マイコンの処理時間がネツクになり、高応答が得
られなくなる。そのためマルチマイコンシステム
やハード構成にて実現するしかなく、構成部品が
増えたりソフト処理が複雑になる。
また１４の電流制御ループで得られる量をその
まま電圧形PWMインバータに適用したのでは電
流制御系の制御性能が落る。
まま電圧形PWMインバータに適用したのでは電
流制御系の制御性能が落る。
本発明の目的は電圧形PWMインバータで誘導
電動機を高応答制御するに適した誘導電動機の制
御装置、特にマイコン制御に適した誘導電動機の
制御装置を提供するにある。
電動機を高応答制御するに適した誘導電動機の制
御装置、特にマイコン制御に適した誘導電動機の
制御装置を提供するにある。
本発明の要点を説明すると次のようになる。
一時電流位相を一次電圧位相に変換し、この値
を微分して過渡的な電圧の位相補償をする。次に
電流フイードバツク量ILを直流量とし、すべり周
波数ωS（＝ωREF−ωM、ωREF：速度指令）に対応し
た電流指令IREFとつき合せ、偏差（IREF−IL）をPI
（比例＋積分）補償する。
を微分して過渡的な電圧の位相補償をする。次に
電流フイードバツク量ILを直流量とし、すべり周
波数ωS（＝ωREF−ωM、ωREF：速度指令）に対応し
た電流指令IREFとつき合せ、偏差（IREF−IL）をPI
（比例＋積分）補償する。
更に上記PI補償の出力値を振幅比KH（PWMイ
ンバータにおける変調波の波高値と搬送波の波高
値との比）に一致させる。このようにすることに
よりすべり周波数ωSを速度指令ωREFとモータ回転
数ωMとの偏差（ωREF−ωM）をPI補償する速度制
御（ASR）系、上記振幅比KHを求める電流制御
系（ACR）系ともに直流量で扱え、マイコンに
よる演算処理が有効になる。
ンバータにおける変調波の波高値と搬送波の波高
値との比）に一致させる。このようにすることに
よりすべり周波数ωSを速度指令ωREFとモータ回転
数ωMとの偏差（ωREF−ωM）をPI補償する速度制
御（ASR）系、上記振幅比KHを求める電流制御
系（ACR）系ともに直流量で扱え、マイコンに
よる演算処理が有効になる。
以下上記の一次電流位相から一次電圧位相に変
換するゲインについて説明する。この原理とｄ−
q2軸理論を使用して述べる。ｄ−q2軸理論によ
る２相誘導機の電圧電流方程式は次式で与えれ
る。
換するゲインについて説明する。この原理とｄ−
q2軸理論を使用して述べる。ｄ−q2軸理論によ
る２相誘導機の電圧電流方程式は次式で与えれ
る。
Vds
Vqs
０
０＝r1＋pl′1−ω1l′1−plnω1ln
ω1l′1−ω1ln−pln
−pln ωsln r2＋pl′2−ωsl′2
ωsln −pln ωsl′2 r2＋pl′2ids
iqs
idr
iqr (1)
ｐ＝ｄ／dt、l′1＝l1−ln、l′2＝l2−ln
またこの時トルクは
Ｔ＝Pln（ids・iqr−iqs・idr）
（Ｐ：極対数） (2)
で与えられる。
ただし、Vds、Vqs：固定子ｄ、ｑ軸電圧；
ids、iqs：固定子ｄ、ｑ軸電圧；
idr、iqr：固定子ｄ、ｑ軸電圧；
r1、r2：一次及び二次巻線抵抗；
l1、l2：一次及び二次の漏れインダクタンス；
ln：励磁インダクタンス；
ω1：インバータ周波数
ここでｄ軸を磁束軸に一致さると、
ids＝In、iqs＝I2 (3)
を得る。ここで磁束：一定、即ちdn／dt＝０（In
＝一定）及びすべり周波数ωsの制御条件 ωs＝r2・I2／l′2In (4) を良く知られているようにベクトル制御の条件と
して付加する。
＝一定）及びすべり周波数ωsの制御条件 ωs＝r2・I2／l′2In (4) を良く知られているようにベクトル制御の条件と
して付加する。
(3)(4)の各式を(1)式に代入すると、
iqr＝I2ｌ
ｎ／l′2、idr＝０ (5)
を得る。この時固定子側のVds、Vqsは
Vds＝r1In−ω1l′1（１−2 n／l′1、l′2）I2(6
) Vqs＝ω1l′1In＋r1I2＋ｄ／dt｛ω1l′1I2｝(7) ａ ＝１−2 n／l′1、l′2 (8) となる。漏れ係数ａの値は非常に小さいため(7)式
の過渡項は無視でき、電圧は定数化され、定常項
のみで評価でき、高応答制御が可能となる。
) Vqs＝ω1l′1In＋r1I2＋ｄ／dt｛ω1l′1I2｝(7) ａ ＝１−2 n／l′1、l′2 (8) となる。漏れ係数ａの値は非常に小さいため(7)式
の過渡項は無視でき、電圧は定数化され、定常項
のみで評価でき、高応答制御が可能となる。
またトルクはこの場合(2)式より
Ｔ＝Ｐ・（2 n／l2）・In・I2 (9)
となり、In：一定の条件下ではl2に比例する。即
ち二次電流に対するトルク伝達関数は定数化され
る。
ち二次電流に対するトルク伝達関数は定数化され
る。
次に二次電圧E2→、励磁電圧Ｅn→及び二次電流
ＩE→、励磁電流Ｉn→によつて作られる一次電圧E1→、
一次電流I1→の位相差θI、θVを考える。上記E2、En
の定常状態におけるベクトルは、(7)式の過渡項を
無視して、(6)、(7)式のVds、Vqsより次式のよう
に表せる。
ＩE→、励磁電流Ｉn→によつて作られる一次電圧E1→、
一次電流I1→の位相差θI、θVを考える。上記E2、En
の定常状態におけるベクトルは、(7)式の過渡項を
無視して、(6)、(7)式のVds、Vqsより次式のよう
に表せる。
E2→＝−r1Ｅn→＋jω1al1′I2→
Ｅn→＝jω1l1Ｉn→＋r1I2→＋Eg→
Ｅg→＝jω1l1Ｉn→（Eg→：ギヤツプ電圧）(10)
(11)
(12)
第３図はＸ＝ω1 al1、X1＝ω1l1、Xn＝ω1lnと
し、(10)、(11)、(12)の各式をベクトル図で示したもの
である。
し、(10)、(11)、(12)の各式をベクトル図で示したもの
である。
第３図において電流位相θI、電圧位相θVは
θI＝tan-1（I2／In） (13)
θV＝tan-1〔−Inr1＋I2X1／In（X1＋Xn）＋I2r1〕
(14) で与えられる。ゲインθV／θIの値は2.2kWのIMで
は0.1程度の値となる。
(14) で与えられる。ゲインθV／θIの値は2.2kWのIMで
は0.1程度の値となる。
第４図はIM−PWMインバータを含めたベク
トル制御形のシミユレーシヨン結果で、すべり周
波数ωsに対するトルク、一次電流、振幅比のス
テツプ応答波形を示したものである。なおこの場
合IMは6P2.2kwであり、その動物性は方程式(1)
を解いて求めたものである。この場合の方位補償
のゲイン（＝θV／θI）は0.1であり、その補償状況
は５のカーブで表わす。一次電流、振幅比
（PWMインバータの電圧指令）及びトルクの整
定時間はモータ時定数（この場合の値は110ms程
度）に対して非常に短くなつていることがわか
る。（約1.5ms） なお上記の位相補償のゲインは0.07〜0.2程度
なら上記と同程度の制御能が得られるが、電流の
位相をそのまま電圧位相とするトルクの整定が悪
くなることがシユミレーシヨンにより確かめられ
た。
トル制御形のシミユレーシヨン結果で、すべり周
波数ωsに対するトルク、一次電流、振幅比のス
テツプ応答波形を示したものである。なおこの場
合IMは6P2.2kwであり、その動物性は方程式(1)
を解いて求めたものである。この場合の方位補償
のゲイン（＝θV／θI）は0.1であり、その補償状況
は５のカーブで表わす。一次電流、振幅比
（PWMインバータの電圧指令）及びトルクの整
定時間はモータ時定数（この場合の値は110ms程
度）に対して非常に短くなつていることがわか
る。（約1.5ms） なお上記の位相補償のゲインは0.07〜0.2程度
なら上記と同程度の制御能が得られるが、電流の
位相をそのまま電圧位相とするトルクの整定が悪
くなることがシユミレーシヨンにより確かめられ
た。
次に上記の位相補償系を含めたベクトル制御系
の全体構成について述べる。一次電流の大きさI1
及びθIは前のIn、I2を使つて I1＝√（n 2＋2 2） (15) θ1＝tan-1（I2／In） (16) と表わせる。そこで制御条件(4)式を利用して、
(15)、(16)の各式をすべり周波数ωsの関数として表
わすと I1＝In√（＋pH2 1 pH2 S）（K1＝I2＋In／r2）(17) θI＝tan-1（K1ωs） (18) となる。更に電流形から電圧形に変換するゲイン
として次のようなものを導入する。
の全体構成について述べる。一次電流の大きさI1
及びθIは前のIn、I2を使つて I1＝√（n 2＋2 2） (15) θ1＝tan-1（I2／In） (16) と表わせる。そこで制御条件(4)式を利用して、
(15)、(16)の各式をすべり周波数ωsの関数として表
わすと I1＝In√（＋pH2 1 pH2 S）（K1＝I2＋In／r2）(17) θI＝tan-1（K1ωs） (18) となる。更に電流形から電圧形に変換するゲイン
として次のようなものを導入する。
位相変換ゲイン：K2＝θV／θI (19)
振幅変換ゲイン：KH＝K3（IREF−IL）(20)
このようにすることによりωsを求めるASR系
からKHを求めるACR系まで、すべての操作量が
直流量となり、マイコンでの演算処理が非常に容
易になる。
からKHを求めるACR系まで、すべての操作量が
直流量となり、マイコンでの演算処理が非常に容
易になる。
以下、本発明の一実施例を第５図により説明す
る。第５図は電力変換部分とベクトル制御系を構
成する部分に分ける。電力変換部分は３相交流電
源２０、交流を直流に変換するコンバータ２１、
直流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する
PMWインバータ２２、PWMインバータで可変
速駆動されるIM２３で構成される。ベクトル制
御系はIMの回転数を検出するロータリーエンコ
ーダ２４、一次電流を直流量に変換するコンバー
タ２５、速度指令ωREFとモータの回転数ωMとの
偏差をPI補償してすべり周波数ωSを形成する
ASR系２６，２６のすべり周波数ωSに基づいて
関数√１＋2 1 2 Sから一次電流指令IREFを発生する
ルート関数処理３１、上記のωSにゲインK1 （＝l2＋ln／r2）を掛けて二次電流と励磁電流と
の比を求める乗算処理２７、この値から電流位相
θIを求める逆正接処理２８、上記電流位相θIを電
圧位相θVに変換する乗算処理２９、θVを微分し位
相補償量ωS´を求める微分処理３０、上記ωS´とす
べり周波数を加算してインバータ周波数指令ω1
を求める加算処理３００、上流電流指令IREFとフ
イードバツク電流ILとの偏差をPI補償し振幅比
KHを出力するACR系３２、上記ω1及び振幅比KH
により、搬送波と変調波の形状を決めるPWM処
理を行う処理３４，３４の条件に合つたPWM信
号を形成し、パワー素子のパワー素子のゲート信
号まで増幅する回路３４からなる。上記の制御系
での２６〜３３までの処理をマイコンにより行
い、PWM信号及びその信号増幅は３４のハード
構成で行う。
る。第５図は電力変換部分とベクトル制御系を構
成する部分に分ける。電力変換部分は３相交流電
源２０、交流を直流に変換するコンバータ２１、
直流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する
PMWインバータ２２、PWMインバータで可変
速駆動されるIM２３で構成される。ベクトル制
御系はIMの回転数を検出するロータリーエンコ
ーダ２４、一次電流を直流量に変換するコンバー
タ２５、速度指令ωREFとモータの回転数ωMとの
偏差をPI補償してすべり周波数ωSを形成する
ASR系２６，２６のすべり周波数ωSに基づいて
関数√１＋2 1 2 Sから一次電流指令IREFを発生する
ルート関数処理３１、上記のωSにゲインK1 （＝l2＋ln／r2）を掛けて二次電流と励磁電流と
の比を求める乗算処理２７、この値から電流位相
θIを求める逆正接処理２８、上記電流位相θIを電
圧位相θVに変換する乗算処理２９、θVを微分し位
相補償量ωS´を求める微分処理３０、上記ωS´とす
べり周波数を加算してインバータ周波数指令ω1
を求める加算処理３００、上流電流指令IREFとフ
イードバツク電流ILとの偏差をPI補償し振幅比
KHを出力するACR系３２、上記ω1及び振幅比KH
により、搬送波と変調波の形状を決めるPWM処
理を行う処理３４，３４の条件に合つたPWM信
号を形成し、パワー素子のパワー素子のゲート信
号まで増幅する回路３４からなる。上記の制御系
での２６〜３３までの処理をマイコンにより行
い、PWM信号及びその信号増幅は３４のハード
構成で行う。
上記のPWN処理について第６図を用いて更に
詳細に説明する。第６図は分割数Ｎ（変調波一階
段波の半サイクル中の搬送波の個数）が15の場合
の変調方式を示したものである。実線部分の階段
波と三角波との比較によつて得られる信号がＵ相
のPWM信号、点線部分及び一点鎖線部分の階段
差と三角波との比較によつて得られる信号がＶ相
及びＷ相のPWM信号となる。この場合第５図の
33のPWM処理では次のような処理を行う。
詳細に説明する。第６図は分割数Ｎ（変調波一階
段波の半サイクル中の搬送波の個数）が15の場合
の変調方式を示したものである。実線部分の階段
波と三角波との比較によつて得られる信号がＵ相
のPWM信号、点線部分及び一点鎖線部分の階段
差と三角波との比較によつて得られる信号がＶ相
及びＷ相のPWM信号となる。この場合第５図の
33のPWM処理では次のような処理を行う。
先ずインバータ周波数ω1（＝2πf1）により分割
数Ｎと三角波の基本タイマー時間Ｔ（μs） により、次式より三角波の波高値Ｈを求める。
数Ｎと三角波の基本タイマー時間Ｔ（μs） により、次式より三角波の波高値Ｈを求める。
Ｈ＝106／2N・Ｔ・f1（f1＝ω1／2π）
上記Ｈと振幅比KHとから変調レベルD2＝KH・
Ｈを求め、更にD2から変調レベルD1をD1＝αD2
より求める。なおαは比例定数でPWM信号の高
調波成分を考慮して決められる。この場合、αは
0.25である。以上の搬送波（三角波）の波高値Ｈ
及び、変調波（段階波）の変調レベルD1、D2等
を求めるのがPWM処理であり、マイコンにより
行う。なお上述したように実際にPWM信号を発
生させるのはハード構成で行う。
Ｈを求め、更にD2から変調レベルD1をD1＝αD2
より求める。なおαは比例定数でPWM信号の高
調波成分を考慮して決められる。この場合、αは
0.25である。以上の搬送波（三角波）の波高値Ｈ
及び、変調波（段階波）の変調レベルD1、D2等
を求めるのがPWM処理であり、マイコンにより
行う。なお上述したように実際にPWM信号を発
生させるのはハード構成で行う。
以上の構成を電圧形PWMインバータに適用す
れば高応答制御が行えるだけでなく、操作量を直
流量で扱えるため少ないマイコンで演算処理時間
を向上させることが出来るという効果がある。
れば高応答制御が行えるだけでなく、操作量を直
流量で扱えるため少ないマイコンで演算処理時間
を向上させることが出来るという効果がある。
なお以上は一次電流指令をすべり周波数ωsの
関数(17)式、その位相を(18)式を用いて求める構成で
あるが、(15)、(16)式を用いて二次電流I2の関数とし
て求めりる構成にしても良い。
関数(17)式、その位相を(18)式を用いて求める構成で
あるが、(15)、(16)式を用いて二次電流I2の関数とし
て求めりる構成にしても良い。
本発明によれば電圧形PWMインバータに合つ
て位相補償を行えるため、高応答のトルク特性が
得られる。そのため一般産業はもとより工作機主
軸ACモータ駆動システム等の高応答の速度応答
を要求される分野にも適用でき、応用分野が広が
るという効果がある。
て位相補償を行えるため、高応答のトルク特性が
得られる。そのため一般産業はもとより工作機主
軸ACモータ駆動システム等の高応答の速度応答
を要求される分野にも適用でき、応用分野が広が
るという効果がある。
更にまたベクトル演算過程は全て直流量で扱
い、振幅比KHに変換しているため、PWM処理系
まで含めたPWMインバータのベクトル制御系を
全てマイコンによる全デイジダル制御システムで
置換えられ、この制御系をソフト処理で行うこと
ができ、ハード構成が小型化し、価格が下るとい
う他の効果もある。
い、振幅比KHに変換しているため、PWM処理系
まで含めたPWMインバータのベクトル制御系を
全てマイコンによる全デイジダル制御システムで
置換えられ、この制御系をソフト処理で行うこと
ができ、ハード構成が小型化し、価格が下るとい
う他の効果もある。
第１図は従来のベクトル制御の実施例を示す
図、第２図は位相補償量とトルク応答を示す図、
第３図は電圧位相と電流位相の関係を示すベクト
ル図、第４図は本発明のベクトル制御原理による
トルク一次電流、振幅比のステツプ応答波形、第
５図は本発明の一実施例、第６図はPWM処理を
説明するため搬送波と変調波の関係をそれぞれ示
す。 １０……増幅器、１１……ルート関数発生器、
１２……位相補償系、１２１……増幅器、１２２
……逆正接発生器、１２３……微分器、１３……
３相電流基準信号発生器、１４……ACR系及び
変換器、２０……３相交流電源、２１……コンバ
ータ、２２……PWMインバータ、２３……誘導
電動機（IM）、２４……ロータリーエンコーダ、
２５……コンバータ、２６……PI補償系（ASR
系）、２７……乗算処理、２８……逆正接処理、
２９……乗算処理、３０……微分処理、３００…
…加算処理、３１……ルート関数処理、３２……
PI補償系（ACR系）、３３……PWM処理、３４
……PWM信号発生及びゲート駆動回路。
図、第２図は位相補償量とトルク応答を示す図、
第３図は電圧位相と電流位相の関係を示すベクト
ル図、第４図は本発明のベクトル制御原理による
トルク一次電流、振幅比のステツプ応答波形、第
５図は本発明の一実施例、第６図はPWM処理を
説明するため搬送波と変調波の関係をそれぞれ示
す。 １０……増幅器、１１……ルート関数発生器、
１２……位相補償系、１２１……増幅器、１２２
……逆正接発生器、１２３……微分器、１３……
３相電流基準信号発生器、１４……ACR系及び
変換器、２０……３相交流電源、２１……コンバ
ータ、２２……PWMインバータ、２３……誘導
電動機（IM）、２４……ロータリーエンコーダ、
２５……コンバータ、２６……PI補償系（ASR
系）、２７……乗算処理、２８……逆正接処理、
２９……乗算処理、３０……微分処理、３００…
…加算処理、３１……ルート関数処理、３２……
PI補償系（ACR系）、３３……PWM処理、３４
……PWM信号発生及びゲート駆動回路。
Claims (1)
- １ 誘導電動機をパルス幅変調インバータで可変
速駆動する誘導電動機の制御装置において、前記
誘導電動機の回転速度の検出値とその指令値との
偏差からすべり周波数指令を出力する速度制御手
段と、前記すべり周波数指令から前記電動機の電
圧位相角θvを求める手段と、前記電圧位相角の
微分値を演算する手段と、前記すべり周波数指令
と前記微分値と前記回転速度の検出値とを加算し
前記１次周波数指令を求める手段と、前記すべり
周波数指令から１次電流指令を求める手段と前記
電動機の１次電流を直流量で検出する手段と、前
記１次電流の直流量と前記１次電流指令との偏差
から１次電圧の振幅値指令を出力する電流制御手
段と、前記振幅値指令と前記１次周波数指令に基
づいて前記パルス幅変調インバータを駆動するパ
ルス信号を出力する手段とを備えたことを特徴と
する誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182304A JPS5886888A (ja) | 1981-11-16 | 1981-11-16 | 誘導電動機の制御方式 |
| DE8282110523T DE3271272D1 (en) | 1981-11-16 | 1982-11-15 | Method and apparatus for controlling induction motor |
| EP82110523A EP0082303B1 (en) | 1981-11-16 | 1982-11-15 | Method and apparatus for controlling induction motor |
| US06/441,624 US4437051A (en) | 1981-11-16 | 1982-11-15 | Method and apparatus for controlling induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182304A JPS5886888A (ja) | 1981-11-16 | 1981-11-16 | 誘導電動機の制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5886888A JPS5886888A (ja) | 1983-05-24 |
| JPH0548079B2 true JPH0548079B2 (ja) | 1993-07-20 |
Family
ID=16115943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56182304A Granted JPS5886888A (ja) | 1981-11-16 | 1981-11-16 | 誘導電動機の制御方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4437051A (ja) |
| EP (1) | EP0082303B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5886888A (ja) |
| DE (1) | DE3271272D1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US4763057A (en) * | 1983-12-30 | 1988-08-09 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control for improving induction transient response by excitation angle control |
| US4958116A (en) * | 1984-06-18 | 1990-09-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method for controlling AC induction motor |
| JPH0724467B2 (ja) * | 1984-12-27 | 1995-03-15 | 三菱電機株式会社 | エレベ−タの制御装置 |
| DE3529591A1 (de) * | 1985-08-19 | 1987-02-26 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zum betrieb eines wechselrichters |
| US4940927A (en) * | 1985-08-29 | 1990-07-10 | Century Electric, Inc. | Three-phase A-C speed control for variable torque motor |
| GB2192503B (en) * | 1986-04-12 | 1990-10-03 | Auto Wrappers | Producing a succession of filled sealed packs |
| JPS6356187A (ja) * | 1986-08-22 | 1988-03-10 | Nippon Oochisu Elevator Kk | 誘導電動機の速度制御装置 |
| US4777422A (en) * | 1986-11-07 | 1988-10-11 | Eaton Corporation | Induction motor flux estimator/controller |
| DE3782613T2 (de) * | 1986-11-14 | 1993-03-25 | Toshiba Kawasaki Kk | Hilfsantriebsgeraet fuer eine turbine. |
| JP2873689B2 (ja) * | 1988-01-29 | 1999-03-24 | ファナック株式会社 | 速度制御装置 |
| EP0397818B1 (de) * | 1988-11-04 | 1993-08-04 | Europe Patent Ltd | Verfahren und einrichtung zur änderung der ist-drehzahl eines mehrphasen-asynchronmotors, und zur ausführung des verfahrens geeignetes motorensystem |
| FR2644950B1 (fr) * | 1989-03-21 | 1991-05-17 | Alsthom Gec | Systeme de commande vectorielle pour moteur electrique asynchrone a cage |
| JPH03270685A (ja) * | 1990-03-16 | 1991-12-02 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
| US5032771A (en) * | 1990-08-09 | 1991-07-16 | Allen-Bradley Company, Inc. | Slip control based on sensing voltage fed to an induction motor |
| US5191273A (en) * | 1990-11-28 | 1993-03-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Operating control device and method for wound-rotor induction machine |
| FI93061C (fi) * | 1992-12-16 | 1995-02-10 | Kone Oy | Menetelmä ja laitteisto epätahtikoneen jättämän kompensoimiseksi |
| US5844397A (en) * | 1994-04-29 | 1998-12-01 | Reda Pump | Downhole pumping system with variable speed pulse width modulated inverter coupled to electrical motor via non-gap transformer |
| US5909098A (en) * | 1996-05-02 | 1999-06-01 | Reda Pump | Downhole pumping system with variable speed pulse-width modulated inverter coupled to electrical motor via non-gap transformer |
| DE69905036T2 (de) * | 1999-09-01 | 2004-01-22 | Ramarathnam, Ramachandran | Elektrohandwerkzeug |
| RU2226739C2 (ru) * | 2002-02-18 | 2004-04-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Самарская государственная архитектурно-строительная академия | Регулируемый электропривод переменного тока |
| US20030184249A1 (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-02 | Seagate Technology Llc | Limited current sliding mode control for low RPM spindle motor speed regulation |
| RU2257663C2 (ru) * | 2003-06-23 | 2005-07-27 | Открытое акционерное общество "Уральский приборостроительный завод" | Устройство управления асинхронным электродвигателем |
| JP4449882B2 (ja) * | 2005-10-14 | 2010-04-14 | 株式会社デンソー | 車両用発電制御装置 |
| RU2358382C2 (ru) * | 2006-06-13 | 2009-06-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Самарский государственный технический университет | Следящий электропривод с асинхронным электродвигателем |
| US7911168B2 (en) * | 2007-02-27 | 2011-03-22 | Ricoh Company, Limited | Method and device for controlling motor, and image forming apparatus |
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| DE102014220516A1 (de) * | 2014-08-22 | 2016-02-25 | Continental Teves Ag & Co. Ohg | Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3896356A (en) * | 1973-01-24 | 1975-07-22 | Gen Electric | Method and control system for improved stability of an induction motor via independent voltage, synchronous frequency, and slip frequency control at an operating point |
| US4041361A (en) * | 1975-10-14 | 1977-08-09 | General Electric Company | Constant torque induction motor drive system |
| JPS6019235B2 (ja) * | 1976-06-08 | 1985-05-15 | 株式会社東芝 | 誘導電動機の制御装置 |
| JPS5396423A (en) | 1977-02-01 | 1978-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| JPS6042709B2 (ja) * | 1978-09-29 | 1985-09-24 | 株式会社東芝 | 誘導電動機制御装置 |
| JPS5928146B2 (ja) * | 1978-11-04 | 1984-07-11 | ファナック株式会社 | 誘導電動機の駆動制御方式 |
-
1981
- 1981-11-16 JP JP56182304A patent/JPS5886888A/ja active Granted
-
1982
- 1982-11-15 US US06/441,624 patent/US4437051A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-11-15 EP EP82110523A patent/EP0082303B1/en not_active Expired
- 1982-11-15 DE DE8282110523T patent/DE3271272D1/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4437051A (en) | 1984-03-13 |
| JPS5886888A (ja) | 1983-05-24 |
| EP0082303A1 (en) | 1983-06-29 |
| EP0082303B1 (en) | 1986-05-21 |
| DE3271272D1 (en) | 1986-06-26 |
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