JPH0353814B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0353814B2 JPH0353814B2 JP60086865A JP8686585A JPH0353814B2 JP H0353814 B2 JPH0353814 B2 JP H0353814B2 JP 60086865 A JP60086865 A JP 60086865A JP 8686585 A JP8686585 A JP 8686585A JP H0353814 B2 JPH0353814 B2 JP H0353814B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- analog
- equation
- digital
- function
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
この発明は、アナログ信号の入力回路に設けら
れているフイルタにより遅延された波形をアナロ
グ・デジタル変換したのちに補償するようにした
フイルタ回路のデジタル演算補正方式に関する。
れているフイルタにより遅延された波形をアナロ
グ・デジタル変換したのちに補償するようにした
フイルタ回路のデジタル演算補正方式に関する。
一般にアナログ入力信号を量子化する場合に、
この入力信号に含まれる高調波の影響を除去する
ため、中心周波数がサンプリング周波数の半分以
下となるようにしている低域通過フイルタを設置
することが望ましいといわれている。また商用周
波数などの交流信号の実効値を検出するにあたつ
ては、２乗演算回路あるいは全波清流回路とこれ
の平滑化回路との組合わせなどが用いられるが、
その波形のリツプル分を除去するために、この場
合にも低域通過フイルタが使用される。 第６図はデジタル演算装置のアナログ入力部の
従来例を示すブロツク図であつて、アナログ信号
が入力端子１から入力し、それぞれの端子ごとに
設けられているアナログフイルタ２によりノイズ
や高周波などの高周波成分が除去されたのちにマ
ルチプレクサ７とサンプルホールド回路８を経て
アナログ・デジタル変換器４によりデジタル量に
変換され、さらにデジタル演算装置１０に入力さ
れるようになつている。 このアナログフイルタ２に前述の低域通過フイ
ルタを使用してその中心周波数を低く設定するの
であるがアナログフイルタ２の時定数が大である
ため、高周波など不要な高周波数成分が除去され
るのと同時に本来検出したい基本波成分の過渡応
答に時間遅れを生ずることになるので、このよう
なアナログフイルタ２を通過して入力されるアナ
ログ信号を使用すればシステムのレスポンスを損
なうなどの不都合を生ずる。それ故、従来はこの
低域通過フイルタの中心周波数を定めるにあたつ
て、除去したい周波数帯域とそのときのフイルタ
時定数により定まるシステムの応答時間との兼ね
あいを考慮するのであるが、このアナログフイル
タのみでは基本波成分に対して高速なレスポンス
を有することと高周波の除去という相反する２つ
の条件を同時に満足させることはできない。 一方デジタル計測・制御分野では、アナログフ
イルタの代わりに量子化データを用いるデジタル
フイルタも実現しているが、中心周波数とレスポ
ンスとの兼ねあいに関してはアナログフイルタと
同様の問題点を有する。また交流実効値を検出す
る場合にアナログ回路を使用せずに、交流波形の
サンプルデータからデジタル演算により算出する
こともできるが、これには高速なサンプリングと
演算を必要とするので、他の制御演算との両立が
困難となる。とくに交流電圧波形の実効値あるい
は平均値などの検出を全波整流回路あるいは実効
値演算回路とフイルタとで行い、その量子化デー
タを用いてPID制御を行うようなシステムでは、
アナログフイルタの時定数が当該システムの過渡
特性に大きな影響を与える。これは数流波形のリ
ツプル分を除去するためにフイルタ時定数を大に
する必要があるからである。 上述のように従来技術では、デジタルシステム
に入力されるアナログ信号にアナログフイルタを
設けて高い周波数成分を除去しようとすると、こ
のフイルタ機能と同時にシステムのレスポンスを
遅らせてしまい、これを解決する有効な手段がな
いという問題点を有している。
この入力信号に含まれる高調波の影響を除去する
ため、中心周波数がサンプリング周波数の半分以
下となるようにしている低域通過フイルタを設置
することが望ましいといわれている。また商用周
波数などの交流信号の実効値を検出するにあたつ
ては、２乗演算回路あるいは全波清流回路とこれ
の平滑化回路との組合わせなどが用いられるが、
その波形のリツプル分を除去するために、この場
合にも低域通過フイルタが使用される。 第６図はデジタル演算装置のアナログ入力部の
従来例を示すブロツク図であつて、アナログ信号
が入力端子１から入力し、それぞれの端子ごとに
設けられているアナログフイルタ２によりノイズ
や高周波などの高周波成分が除去されたのちにマ
ルチプレクサ７とサンプルホールド回路８を経て
アナログ・デジタル変換器４によりデジタル量に
変換され、さらにデジタル演算装置１０に入力さ
れるようになつている。 このアナログフイルタ２に前述の低域通過フイ
ルタを使用してその中心周波数を低く設定するの
であるがアナログフイルタ２の時定数が大である
ため、高周波など不要な高周波数成分が除去され
るのと同時に本来検出したい基本波成分の過渡応
答に時間遅れを生ずることになるので、このよう
なアナログフイルタ２を通過して入力されるアナ
ログ信号を使用すればシステムのレスポンスを損
なうなどの不都合を生ずる。それ故、従来はこの
低域通過フイルタの中心周波数を定めるにあたつ
て、除去したい周波数帯域とそのときのフイルタ
時定数により定まるシステムの応答時間との兼ね
あいを考慮するのであるが、このアナログフイル
タのみでは基本波成分に対して高速なレスポンス
を有することと高周波の除去という相反する２つ
の条件を同時に満足させることはできない。 一方デジタル計測・制御分野では、アナログフ
イルタの代わりに量子化データを用いるデジタル
フイルタも実現しているが、中心周波数とレスポ
ンスとの兼ねあいに関してはアナログフイルタと
同様の問題点を有する。また交流実効値を検出す
る場合にアナログ回路を使用せずに、交流波形の
サンプルデータからデジタル演算により算出する
こともできるが、これには高速なサンプリングと
演算を必要とするので、他の制御演算との両立が
困難となる。とくに交流電圧波形の実効値あるい
は平均値などの検出を全波整流回路あるいは実効
値演算回路とフイルタとで行い、その量子化デー
タを用いてPID制御を行うようなシステムでは、
アナログフイルタの時定数が当該システムの過渡
特性に大きな影響を与える。これは数流波形のリ
ツプル分を除去するためにフイルタ時定数を大に
する必要があるからである。 上述のように従来技術では、デジタルシステム
に入力されるアナログ信号にアナログフイルタを
設けて高い周波数成分を除去しようとすると、こ
のフイルタ機能と同時にシステムのレスポンスを
遅らせてしまい、これを解決する有効な手段がな
いという問題点を有している。
この目的は、高周波成分の除去というアナログ
フイルタ本来の機能を生かしつつデジタル計測・
制御装置のレスポンスや過渡特性を良好にするこ
とができるフイルタ回路のデジタル演算補正方式
を提供することを目的とする。
フイルタ本来の機能を生かしつつデジタル計測・
制御装置のレスポンスや過渡特性を良好にするこ
とができるフイルタ回路のデジタル演算補正方式
を提供することを目的とする。
この発明は、アナログ信号入回路に設けられて
いるアナログフイルタに内包されている遅延要素
に対し、このアナログ信号を量子化して得られる
サンプルデータを用いて上記の遅延要素を補償し
ようとするものであつて、このアナログフイルタ
の伝達関数を求め、量子化されたサンプルデータ
にこの伝達関数の逆関数にもとづくデジタル演算
を行わせることにより、このアナログフイルタに
よる時間遅れを補償しようとするものである。
いるアナログフイルタに内包されている遅延要素
に対し、このアナログ信号を量子化して得られる
サンプルデータを用いて上記の遅延要素を補償し
ようとするものであつて、このアナログフイルタ
の伝達関数を求め、量子化されたサンプルデータ
にこの伝達関数の逆関数にもとづくデジタル演算
を行わせることにより、このアナログフイルタに
よる時間遅れを補償しようとするものである。
第１図は本発明の原理を示すブロツク図であ
り、この第１図にもとずき、まず本発明の原理を
以下に説明する。 第１図において入力端子１に入力されるアナロ
グ信号はアナログフイルタ２を経てフイルタ出力
端子３にあらわれる。このフイルタ出力信号はア
ナログ・デジタル変換器４によりデジタル量に変
換され、これを補正演算回路５において補正演算
処理を施したのち補正出力端子６から取り出そう
とするのである。この第１図に示す構成における
信号および変換をラプラス関数とこれを用いた伝
達関数であらわすと下記のごとくなる。 Vi（ｓ）…入力端子１へのアナログ入力信号 Va（ｓ）…フイルタ出力端子３にあらわれるアナ
ログフイルタ出力信号 Vp（ｓ）…補正出力端子６にあらわれる補正出力
信号 Ｆ（ｓ）…アナログフイルタ２の伝達関数 Ｄ（ｓ）…補正演算回路５の伝達関数 上記の表示を用いて下記の関係式が得られる。 Va（ｓ）＝Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ） ……(1) Vp（ｓ）＝Ｄ（ｓ）・Vaｓ ＝Ｄ（ｓ）・〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕 ……(2) アナログ・デジタル変換器４から出力されてデ
ジタル演算装置に入力されるデータは、真の入力
信号Vi（ｓ）の代わりにアナログフイルタ出力信
号Va（ｓ）を観測しているので、通常はこのVa
（ｓ）を用いてデジタル演算をするのであるが、
このVa（ｓ）には(1)式に示すようにアナログフイ
ルタの伝達関数Ｆ（ｓ）が含まれていて不都合で
あることは既に記述のとおりである。そこでこの
デジタル演算装置に入力される信号Va（ｓ）を補
正すべく補正演算回路５を設けてその伝達関数Ｄ
（ｓ）なる演算を施すことにより(2)式により示さ
れる補正出力信号Vp（ｓ）を得る。ここでＤ（ｓ）
なる伝達関数は下記の(3)式に示す関係となるよう
に選択するならば(2)式と(3) Ｄ（ｓ）・Ｆ（ｓ）＝１ ……(3) 式とから下記の(4)式を得る。 Vp（ｓ）＝Vi（ｓ） ……(4) すなわち理論上アナログフイルタ２を取り除い
たことになる。 本発明においては補正演算回路５の伝達関数Ｄ
（ｓ）を適切に選定することによりアナログ入力
信号Vi（ｓ）の基本波成分を再現するようにして、
アナログフイルタ２の遅延要素を補償する。 上述の内容を時間領域での過渡応答で考える
と、ラプラス積分によりアナログフイルタ出力fa
（ｔ）は(1)式から下記の(5)式となるが、過渡応答
のさい fa（ｔ）＝１／2πj∫〓+∞〓-∞Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）・
e-stdt……(5) にアナログフイルタ２の伝達関数Ｆ（ｓ）がフイ
ルタ出力を歪ませていることがこの(5)式からわか
る。これに対して(3)式の関係にある伝達関数Ｄ
（ｓ）をフイルタ出力に施すことにより補正出力
fp（ｔ）として(2)式から下記の(6)式が得られる。 fp（ｔ）＝１／2πj∫〓+∞〓-∞Ｄ（ｓ）・Ｆ
（ｓ）・Vi（ｓ）・e-stdt＝１／2πj∫〓+∞〓-∞Vi（
ｓ）・e-stdt＝fi（ｔ）……(6) この(6)式からあきらかなように補正出力fp（ｔ）
は過渡応答においても入力fi（ｔ）と等しい。す
なわちアナログフイルタ２の遅延要素をなくすこ
とができる。 アナログフイルタ２の伝達関数Ｆ（ｓ）は事前
に知ることができるから補正演算回路５の伝達関
数（以下では補正関数と省略する）Ｄ（ｓ）も明
確にすることができる。ただしこの補正関数Ｄ
（ｓ）により補正値fi（ｔ）が理論式どうりにフイ
ルタ入力値fi（ｔ）に完全に一致して再生される
ならば、アナログフイルタ２の設置目的であると
ころの除去すべき高調波やリツプル分までも強調
することになるので、この補正関数Ｄ（ｓ）はそ
の効果を十分に検討しつつ選定しなければならな
い。 次に補正関数Ｄ（ｓ）をデジタル演算で実現す
る方法を以下に説明する。一般にアナログフイル
タ２の伝達関数Ｆ（ｓ）は下記(7)式に示すように
ｓの有理関数で表現でき、ｓの次数が高いほど鋭
い遮 Ｆ（ｓ）＝bp・sm＋b1・sm-1＋b2・
sm-2＋…＋bn／sn＋a1・sn-1＋a2・sn-1＋…＋ao……(7
) 断特性が得られる。ここで(7)式におけるa1、a2…
aoとb0，b1，b2…bnとは定数であり、ｓはｓ＝
ｊ・2π・ｆ＝jωである。 補正関数Ｄ（ｓ）もｓの有理関数であつて下記
の(8)式であらわすことができる。 Ｄ（ｓ）＝A0・Sn＋A1・Sn-1＋A2・Sn-2
＋…＋Ao／Sm＋B1・Sm-1＋B2・Sm-2…＋Bn……(8) ここでA0，A1，A2…AoとB1，B2…Bnとは定
数である。この(7)式と(8)式を用いるとき、補正関
数Ｄ（ｓ）が高次であると前述(2)式の操作は困難
とはなるが、その操作について若干の例を記載す
る。 (イ) 定数B1，B2…Bnが零の場合：この場合(8)式
は下記の(9)式に書き改めることができる。この
(9)式と(2)式から(10)式が得られる。 Ｄ（ｓ）＝A0・Sn-m＋A1・Sn-m-1＋A2 ・Sn-m-2＋…＋Ao・S-m ……(9) Vp(s)＝Ｄ(s)・〔F(s)・Vi(s)〕＝A0・Sn-m・Fa（ｓ）
＋A1・Sn-m-1・Fa（ｓ）＋…＋Ao・S-m・Fa（ｓ）……(
10) 一般にSi・Fa（ｓ）あるいはS-i・Fa（ｓ）と
いう形は関数fa（ｔ）の微分または積分を意味
しているから、この(10)式はフイルタ出力fa（ｔ）
に微分・積分を行つたものの和であることを意
味しているが、これは下記の（11）〜（13）式
に示すラプラス変換にもとづいている。 S-n・Ｆ（ｓ）→∫〓0dτ1∫〓1 0dτ2 …∫〓n-1 0ｆ（τo）・dτo ……（11） Sn・Ｆ（ｓ）＋o-1 〓k=0 Sn-k-1・f(k) （0+）→dn／dtnｆ（ｔ） ……（12） Sn・Ｆ（ｓ）→dn／dtnｆ（ｔ）−o-1 〓 〓k=0 f(k)（0+）・１／（ｎ−ｋ−１）！・t(n-k-2)……
（13） それ故補正関数Ｄ（ｓ）が(9)式の多項式で表
現できる場合には(10)〜（13）式に従つてフイル
タ出力fa（ｔ）に微積分演算を施すことにより
補正が実現できる。 (ロ) 補正関数Ｄ（ｓ）が部分分数に分解できる場
合：この場合(8)式は下記の（14）式で表現でき
る。 Ｄ（ｓ）＝H1（ｓ）／Ｓ−α1＋H2（ｓ）／Ｓ−α2＋…
＋Hn（ｓ）／Ｓ−αn ……（14） ここでα1，α2…αnは定数でありH1（ｓ），H2
（ｓ），…Hn（ｓ）はＳの多項式である。この
（14）式と(2)式とから下記の（15）式を得る。 Vp（ｓ）＝Ｄ（ｓ）・〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕
＝n 〓 〓i=1 Hi（ｓ）／Ｓ−αi〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕……（15
） この（15）式におけるAi（ｓ）・〔Ｆ（ｓ）・Vi
（ｓ）〕はAi（ｓ）がｓの多項式であることから、
フイルタ出力fi（ｓ）に微積分を施せば求められ
るものであるのを前述の(イ)の例で示している。そ
こで下記の（16），（17）式を用いて（18）式を得
る。 Ai(s)・〔F(s)・Vi(s)〕逆ラプラス変換 ――――――――→ fb（ｔ）
……（16） Ｆ（ｓ）・Ｇ（ｓ）逆ラプラス変換 ――――――――→ ∫t p ｆ（ｔ−τ）・ｇ（τ）dτ ……（17）n 〓i=1 Hi／Ｓ−αi〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕→ n 〓i=1 ∫t pe〓
り、この第１図にもとずき、まず本発明の原理を
以下に説明する。 第１図において入力端子１に入力されるアナロ
グ信号はアナログフイルタ２を経てフイルタ出力
端子３にあらわれる。このフイルタ出力信号はア
ナログ・デジタル変換器４によりデジタル量に変
換され、これを補正演算回路５において補正演算
処理を施したのち補正出力端子６から取り出そう
とするのである。この第１図に示す構成における
信号および変換をラプラス関数とこれを用いた伝
達関数であらわすと下記のごとくなる。 Vi（ｓ）…入力端子１へのアナログ入力信号 Va（ｓ）…フイルタ出力端子３にあらわれるアナ
ログフイルタ出力信号 Vp（ｓ）…補正出力端子６にあらわれる補正出力
信号 Ｆ（ｓ）…アナログフイルタ２の伝達関数 Ｄ（ｓ）…補正演算回路５の伝達関数 上記の表示を用いて下記の関係式が得られる。 Va（ｓ）＝Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ） ……(1) Vp（ｓ）＝Ｄ（ｓ）・Vaｓ ＝Ｄ（ｓ）・〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕 ……(2) アナログ・デジタル変換器４から出力されてデ
ジタル演算装置に入力されるデータは、真の入力
信号Vi（ｓ）の代わりにアナログフイルタ出力信
号Va（ｓ）を観測しているので、通常はこのVa
（ｓ）を用いてデジタル演算をするのであるが、
このVa（ｓ）には(1)式に示すようにアナログフイ
ルタの伝達関数Ｆ（ｓ）が含まれていて不都合で
あることは既に記述のとおりである。そこでこの
デジタル演算装置に入力される信号Va（ｓ）を補
正すべく補正演算回路５を設けてその伝達関数Ｄ
（ｓ）なる演算を施すことにより(2)式により示さ
れる補正出力信号Vp（ｓ）を得る。ここでＤ（ｓ）
なる伝達関数は下記の(3)式に示す関係となるよう
に選択するならば(2)式と(3) Ｄ（ｓ）・Ｆ（ｓ）＝１ ……(3) 式とから下記の(4)式を得る。 Vp（ｓ）＝Vi（ｓ） ……(4) すなわち理論上アナログフイルタ２を取り除い
たことになる。 本発明においては補正演算回路５の伝達関数Ｄ
（ｓ）を適切に選定することによりアナログ入力
信号Vi（ｓ）の基本波成分を再現するようにして、
アナログフイルタ２の遅延要素を補償する。 上述の内容を時間領域での過渡応答で考える
と、ラプラス積分によりアナログフイルタ出力fa
（ｔ）は(1)式から下記の(5)式となるが、過渡応答
のさい fa（ｔ）＝１／2πj∫〓+∞〓-∞Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）・
e-stdt……(5) にアナログフイルタ２の伝達関数Ｆ（ｓ）がフイ
ルタ出力を歪ませていることがこの(5)式からわか
る。これに対して(3)式の関係にある伝達関数Ｄ
（ｓ）をフイルタ出力に施すことにより補正出力
fp（ｔ）として(2)式から下記の(6)式が得られる。 fp（ｔ）＝１／2πj∫〓+∞〓-∞Ｄ（ｓ）・Ｆ
（ｓ）・Vi（ｓ）・e-stdt＝１／2πj∫〓+∞〓-∞Vi（
ｓ）・e-stdt＝fi（ｔ）……(6) この(6)式からあきらかなように補正出力fp（ｔ）
は過渡応答においても入力fi（ｔ）と等しい。す
なわちアナログフイルタ２の遅延要素をなくすこ
とができる。 アナログフイルタ２の伝達関数Ｆ（ｓ）は事前
に知ることができるから補正演算回路５の伝達関
数（以下では補正関数と省略する）Ｄ（ｓ）も明
確にすることができる。ただしこの補正関数Ｄ
（ｓ）により補正値fi（ｔ）が理論式どうりにフイ
ルタ入力値fi（ｔ）に完全に一致して再生される
ならば、アナログフイルタ２の設置目的であると
ころの除去すべき高調波やリツプル分までも強調
することになるので、この補正関数Ｄ（ｓ）はそ
の効果を十分に検討しつつ選定しなければならな
い。 次に補正関数Ｄ（ｓ）をデジタル演算で実現す
る方法を以下に説明する。一般にアナログフイル
タ２の伝達関数Ｆ（ｓ）は下記(7)式に示すように
ｓの有理関数で表現でき、ｓの次数が高いほど鋭
い遮 Ｆ（ｓ）＝bp・sm＋b1・sm-1＋b2・
sm-2＋…＋bn／sn＋a1・sn-1＋a2・sn-1＋…＋ao……(7
) 断特性が得られる。ここで(7)式におけるa1、a2…
aoとb0，b1，b2…bnとは定数であり、ｓはｓ＝
ｊ・2π・ｆ＝jωである。 補正関数Ｄ（ｓ）もｓの有理関数であつて下記
の(8)式であらわすことができる。 Ｄ（ｓ）＝A0・Sn＋A1・Sn-1＋A2・Sn-2
＋…＋Ao／Sm＋B1・Sm-1＋B2・Sm-2…＋Bn……(8) ここでA0，A1，A2…AoとB1，B2…Bnとは定
数である。この(7)式と(8)式を用いるとき、補正関
数Ｄ（ｓ）が高次であると前述(2)式の操作は困難
とはなるが、その操作について若干の例を記載す
る。 (イ) 定数B1，B2…Bnが零の場合：この場合(8)式
は下記の(9)式に書き改めることができる。この
(9)式と(2)式から(10)式が得られる。 Ｄ（ｓ）＝A0・Sn-m＋A1・Sn-m-1＋A2 ・Sn-m-2＋…＋Ao・S-m ……(9) Vp(s)＝Ｄ(s)・〔F(s)・Vi(s)〕＝A0・Sn-m・Fa（ｓ）
＋A1・Sn-m-1・Fa（ｓ）＋…＋Ao・S-m・Fa（ｓ）……(
10) 一般にSi・Fa（ｓ）あるいはS-i・Fa（ｓ）と
いう形は関数fa（ｔ）の微分または積分を意味
しているから、この(10)式はフイルタ出力fa（ｔ）
に微分・積分を行つたものの和であることを意
味しているが、これは下記の（11）〜（13）式
に示すラプラス変換にもとづいている。 S-n・Ｆ（ｓ）→∫〓0dτ1∫〓1 0dτ2 …∫〓n-1 0ｆ（τo）・dτo ……（11） Sn・Ｆ（ｓ）＋o-1 〓k=0 Sn-k-1・f(k) （0+）→dn／dtnｆ（ｔ） ……（12） Sn・Ｆ（ｓ）→dn／dtnｆ（ｔ）−o-1 〓 〓k=0 f(k)（0+）・１／（ｎ−ｋ−１）！・t(n-k-2)……
（13） それ故補正関数Ｄ（ｓ）が(9)式の多項式で表
現できる場合には(10)〜（13）式に従つてフイル
タ出力fa（ｔ）に微積分演算を施すことにより
補正が実現できる。 (ロ) 補正関数Ｄ（ｓ）が部分分数に分解できる場
合：この場合(8)式は下記の（14）式で表現でき
る。 Ｄ（ｓ）＝H1（ｓ）／Ｓ−α1＋H2（ｓ）／Ｓ−α2＋…
＋Hn（ｓ）／Ｓ−αn ……（14） ここでα1，α2…αnは定数でありH1（ｓ），H2
（ｓ），…Hn（ｓ）はＳの多項式である。この
（14）式と(2)式とから下記の（15）式を得る。 Vp（ｓ）＝Ｄ（ｓ）・〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕
＝n 〓 〓i=1 Hi（ｓ）／Ｓ−αi〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕……（15
） この（15）式におけるAi（ｓ）・〔Ｆ（ｓ）・Vi
（ｓ）〕はAi（ｓ）がｓの多項式であることから、
フイルタ出力fi（ｓ）に微積分を施せば求められ
るものであるのを前述の(イ)の例で示している。そ
こで下記の（16），（17）式を用いて（18）式を得
る。 Ai(s)・〔F(s)・Vi(s)〕逆ラプラス変換 ――――――――→ fb（ｔ）
……（16） Ｆ（ｓ）・Ｇ（ｓ）逆ラプラス変換 ――――――――→ ∫t p ｆ（ｔ−τ）・ｇ（τ）dτ ……（17）n 〓i=1 Hi／Ｓ−αi〔Ｆ（ｓ）・Vi（ｓ）〕→ n 〓i=1 ∫t pe〓
Claims (1)
- １ フイルタを通過したアナログ信号を入力し、
これを量子化して処理するシステムにおいて、量
子化されたサンプルデータに前記フイルタの伝達
関数の逆関数に基づくデジタル演算を施すことを
特徴とするフイルタ回路のデジタル演算補正方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8686585A JPS61244126A (ja) | 1985-04-23 | 1985-04-23 | フイルタ回路のデジタル演算補正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8686585A JPS61244126A (ja) | 1985-04-23 | 1985-04-23 | フイルタ回路のデジタル演算補正方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61244126A JPS61244126A (ja) | 1986-10-30 |
| JPH0353814B2 true JPH0353814B2 (ja) | 1991-08-16 |
Family
ID=13898709
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8686585A Granted JPS61244126A (ja) | 1985-04-23 | 1985-04-23 | フイルタ回路のデジタル演算補正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61244126A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0454916A1 (en) * | 1990-04-30 | 1991-11-06 | Yamato Scale Company, Limited | Device for compensating for time-dependent error due to creep and like of measuring apparatus |
| JP2006341246A (ja) * | 2005-05-13 | 2006-12-21 | Kanayama Kasei Kk | 発泡樹脂成型品に対する塗布方法および塗布装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54139447A (en) * | 1978-04-21 | 1979-10-29 | Hitachi Ltd | A/d conversion system |
| CA1171136A (en) * | 1979-07-11 | 1984-07-17 | Michal Ivsin | Calibration system for analog-to-digital conversions |
| US4354177A (en) * | 1980-11-07 | 1982-10-12 | Fairchild Camera & Instr. Corp. | Method and apparatus for calibrating an analog-to-digital converter for a digital-to-analog converter test system |
-
1985
- 1985-04-23 JP JP8686585A patent/JPS61244126A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61244126A (ja) | 1986-10-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100250708B1 (ko) | 전력 시스템용 신호처리 시스템 및 디지털 보호 릴레이 장치 | |
| JP3171256B2 (ja) | 生体の測定信号から基線変動を除去する装置 | |
| JPH0320969B2 (ja) | ||
| JPS62117486A (ja) | デイジタルビデオ信号におけるエラ−を検出しカバ−する方法 | |
| JPH0353814B2 (ja) | ||
| JP4638981B2 (ja) | 信号処理装置 | |
| JP3180190B2 (ja) | ディジタル信号処理方法及びその装置 | |
| JP3272865B2 (ja) | 電力系統ディジタル保護制御装置のａ／ｄ変換方法 | |
| JPH01227740A (ja) | 心電図信号用電源周波数ノイズ除去方式 | |
| JP4242346B2 (ja) | 変調された信号の包絡線の決定方法 | |
| JPH07318590A (ja) | 周期信号の妨害成分を除去するための方法及び装置、並びに電子静電容量変圧器への応用 | |
| US5212658A (en) | Filter for obtaining a useful signal, constant with respect to time, from a noisy measuring signal | |
| JPS62291562A (ja) | クロマトグラフのデ−タ処理方法 | |
| JPH0121361Y2 (ja) | ||
| JP3125225B2 (ja) | デジタル／アナログ変換器 | |
| RU2082270C1 (ru) | Способ разграничения броска тока намагничивания и тока короткого замыкания | |
| JPS60244866A (ja) | 三相交流の電圧検出装置 | |
| JPH05155543A (ja) | 速度帰還信号のフィルタリング方法 | |
| JPS5912622Y2 (ja) | 高調波測定器 | |
| JPS60229623A (ja) | デイジタル保護継電装置 | |
| JPH01227619A (ja) | 距離測定方式 | |
| SU584258A1 (ru) | Быстродействующий экстремум-детектор цифрового экстремального моста переменного тока | |
| JPS6315811B2 (ja) | ||
| JPS58208671A (ja) | デイジタル実効値演算における周波数変動誤差補正方法 | |
| JPH01160109A (ja) | デジタルフィルタ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |