JPH0353871B2

JPH0353871B2 -

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Publication number: JPH0353871B2
Application number: JP56170009A
Authority: JP
Priority date: 1981-10-26
Filing date: 1981-10-26
Publication date: 1991-08-16
Also published as: JPS5872376A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、制御電気弁を単相ブリツジ状に結線
されたサーボアンプのパルス幅変調方法に関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a pulse width modulation method for a servo amplifier in which control electric valves are connected in the form of a single-phase bridge.

[Conventional technology]

単相PWM（パルス幅変調）DCサーボアンプの
構成を表わす略線図を第１図に示す。 Figure 1 shows a schematic diagram showing the configuration of a single-phase PWM (pulse width modulation) DC servo amplifier.

サーボアンプ１０３は制御開閉素子X₁，₁，
X₂，₂がブリツジ状にしてなり、これに電源１
０１と負荷１０２が接続されている。Ｅは電源電
圧、ｅは負荷への出力電圧、ｉは出力電流であ
り、制御開閉素子X₁，₁，X₂，₂への制御出力
信号x₁，₁，x₂，₂としたとき（x₁，x₂）のとり
得る状態は、（０，０），（１，０），（１，１），（０，１）の４
モードである。ここに、１はオン、０はオフ状態
を示し、 x₁＝０なら₁＝１， x₁＝１なら₁＝０であり x₂＝０なら₂＝１， x₂＝１なら₂＝０である。 The servo amplifier 103 has control switching elements X ₁ , ₁ ,
X ₂ and ₂ form a bridge, and power supply 1 is connected to this.
01 and a load 102 are connected. E is the power supply voltage, e is the output voltage to the load, i is the output current, and when the control output signals to the control switching elements X ₁ , ₁ , X ₂ , ₂ are x ₁ , ₁ , x ₂ , ₂ ( The possible states of x ₁ , x ₂ ) are (0, 0), (1, 0), (1, 1), (0, 1).
mode. Here, 1 indicates on state and 0 indicates off state, if x ₁ = 0 then ₁ = 1, if x ₁ = 1 then ₁ = 0, if x ₂ = 0 then ₂ = 1, if x ₂ = 1 then ₂ = 0 It is.

なお、ここでいう襷掛けPWMとは、第１図に
示す単相ブリツジ状に結線された一方のアームで
縦続接続した制御開閉素子X₁，₁と、他方のア
ームで縦続接続した制御開閉素子X₂，₂との素
子の開閉の相互関係が次ぎのようになされる
PWMである。 Note that the cross-connected PWM here refers to the control switching elements X 1, 1 connected in cascade on one arm, and the control switching elements X ₁ , ₁ connected in cascade on the other arm, which are connected in the form of a single-phase bridge as shown in Figure 1. The interrelationship between opening and closing of the element with X ₂ and ₂ is as follows.
It is PWM.

x₁と₂を同時にオン，オフし、x₂と₁を同時に
オン，オフするとともに、しかもx₁，₁は相互に
オン，オフしてこのサーボアンプを駆動する
PWMであり、従つて状態で表すと（１，０），
（０，１）の２つの状態しかとらない手段で、そ
こで同時にオンする２個のX₁，₂およびX₂，₁
を対角線状に直線で結ぶとあたかも襷掛け状を呈
する制御方式である。 x ₁ and ₂ are turned on and off at the same time, x ₂ and ₁ are turned on and off at the same time, and x ₁ and ₁ are turned on and off mutually to drive this servo amplifier.
PWM, and therefore expressed in state (1, 0),
It is a means that takes only two states (0, 1), and there two X ₁ , ₂ and X ₂ , ₁ that are turned on at the same time
When connected diagonally with straight lines, this control method appears as if it were a straddle.

第２図、第３図はいわゆる襷掛けPWMの原理
を表わす信号系の構成ブロツク図、電圧波形図で
ある。 FIGS. 2 and 3 are block diagrams of signal system configurations and voltage waveform diagrams representing the principle of so-called cross-over PWM.

e_Tは基準対称三角波電圧で、これと入力信号電
圧e₀とを比較器４に加えて両者を比較し、e_T＜e_O
なら（x₁，x₂）＝（１，０），e_T＞e_Oなら（x₁，x₂）
＝（０，１）を出力させるものである。 e _T is a reference symmetrical triangular wave voltage, and this and the input signal voltage e ₀ are added to the comparator 4 and compared, e _T < e _O
If (x ₁ , x ₂ ) = (1, 0), if e _T > e _O then (x ₁ , x ₂ )
=(0,1) is output.

そして、x₂はx₁の出力を位相反転器１７を経て
得ればよい。 Then, x ₂ may be obtained by passing the output of x ₁ through the phase inverter 17.

このようにすると、第１図のサーボアンプ１０
３の出力電圧ｅは（x₁，x₂）＝（１，０）のとき＋Ｅ，（x₁，x₂）＝
（０，１）のとき−Ｅとなり、この平均値は＝Ｅ（T₁₀−T₀₁）／Ｔ＝Ｅ｛e_O＋E_T） −（E_T−e_O）｝／2E_T＝Ee_O／E_T となる。 In this way, the servo amplifier 10 in FIG.
The output voltage e of 3 is +E when (x ₁ , x ₂ ) = (1, 0), (x ₁ , x ₂ ) =
(0,1), it becomes -E, and this average value is = E (T ₁₀ - T ₀₁ )/T = E {e _O + E _T ) - (E _T - e _O )}/2E _T = Ee _O / E _T becomes.

ここに、Ｔは基準三角波e_Tの周期、 E_Tはその振幅、 T₁₀は（x₁，x₂）＝（１，０）の期間、 T₀₁は（x₁，x₂）＝（０，１）の期間である。 Here, T is the period of the reference triangular wave e _T , E _T is its amplitude, T ₁₀ is the period of (x ₁ , x ₂ ) = (1, 0), and T ₀₁ is (x ₁ , x ₂ ) = (0 , 1).

入力信号電圧e_Oを−E_Tから＋E_Tまで変化させれ
ば、出力電圧（出力電圧ｅの平均電圧）は−Ｅ
から＋Ｅまで変化させることができる。 If the input signal voltage e _O is changed from _-ET to + _ET , the output voltage (average voltage of output voltage e) will be -E
It can be changed from to +E.

この方式は素子X₁と₂が同時にオンするか、
素子₁とX₂がオンする襷掛けの２つのモード
（x₁，x₂）＝（１，０）または（０，１）しか用い
ず、（１，１）や（０，０）のモードを使用しな
い方式である。 In this method, elements X ₁ and ₂ turn on at the same time, or
Only two modes ( _{x 1} _, x ₂ ) ₌ (1,0) or (0,1) are used, and the (1,1) and (0,0) modes are used. This is a method that does not use

負荷２が誘導負荷のときは電流波形（出力電流
ｉ）は第４図のように脈動する。 When the load 2 is an inductive load, the current waveform (output current i) pulsates as shown in FIG.

第５図、第６図はいわゆるフリーホイール
PWM方式の原理を示す信号系の構成ブロツク
図、電圧波形図である。 Figures 5 and 6 are so-called freewheels.
2 is a block diagram of the configuration of a signal system and a voltage waveform diagram showing the principle of the PWM method. FIG.

ところで、ここでいうフリーホイールPWM方
式とは、先の襷掛けPWM［いわゆるフイードバ
ツクモードのみ］とは異なり、４つの状態を作り
出すような駆動方式である。所要の出力を得るた
めの制御信号が基準となる基準対称三角波電圧と
比較するPWA変調の殆どはこの方式をとり、何
故フリーホイールPWMと呼んだかは、第１図に
示す単相ブリツジ状に結線された一方のアームの
x₁，₁と、他方のアームのx₂，₂との素子の開閉
の相互関係が、襷掛けPWMモードの２つのモー
ドに加えて、x₁とx₂が同時にオンしx1，x₂同時
にオフする第三のモードと、₁と₂が同時にオ
ンしx₁，x₂同時にオフする第四のモードのからな
る２つのモードからなる４つのモードを持つ制御
方式である。 By the way, the freewheel PWM system referred to here is a drive system that creates four states, unlike the above-mentioned cross-over PWM (only so-called feedback mode). Most PWA modulations use this method, in which the control signal to obtain the required output is compared with a standard symmetrical triangular voltage. of one arm
The interrelationship of the opening and closing of the elements between x ₁ _, ₁ and x 2, ₂ on the other arm is such that in addition to the two modes of the cross PWM mode, x ₁ and x ₂ are turned on at the same time, and x 1 and x ₂ are turned on at the same time. This control system has four modes: a third mode in which it is turned off, and a fourth mode in which _x1 and _x2 are turned on at the same time and _x1 and _x2 are turned off at the same time.

因みに、第三のモードと第四のモードのときは
電源とは無関係となり、負荷からx₁，₁，x₂，₂
の制御開閉素子の順方向とは逆方向に電流が流れ
る側路をなすように制御開閉素子に並列に接続さ
れたダイオード［負荷エネルギについてフリーホ
イールの効果が働く］の１つと、x₁，₁，x₂，₂
のいずれか１つとが形成する閉回路を、負荷に蓄
積されたエネルギである循環電流が流れるとい
う、負荷エネルギが素子とダイオードで短絡され
たモードでいわゆるフリーホイール現象がみら
れ、フリーホイールモードとしては（０，０），
（１，１）である。 Incidentally, in the third and fourth modes, there is no relation to the power supply, and x ₁ , ₁ , x ₂ , ₂
one of the diodes connected in parallel to the control switching element so that the current flows in the opposite direction to the forward direction of the control switching element [with a freewheeling effect on the load energy], and x ₁ , ₁ , x ₂ , ₂
A so-called freewheeling phenomenon occurs in a mode where the load energy is short-circuited between the element and the diode, in which circulating current, which is the energy stored in the load, flows through a closed circuit formed by one of the elements. is (0,0),
(1, 1).

入力信号電圧e_Oをそのままと位相反転器７を経
たものとの入力信号電圧を２つ（e₁，e₂）を用い
て、これを比較器５，６で基準対称三角波電圧e_T
と比較する。 Using two input signal voltages (e ₁ , e ₂ ), the input signal voltage e _O as it is and the one that has passed through the phase inverter 7, this is converted into a reference symmetric triangular wave voltage e _T by comparators 5 and 6.
Compare with.

e_T＜e₁ならx₁＝１， e_T＞e₁ならx₁＝０， e_T＜e₂ならx₂＝１， e_T＞e₂ならx₂＝０とする。 If e _T < e ₁ , x ₁ = 1; if e _T > e ₁ , x ₁ = 0; if e _T < e ₂ , x ₂ = 1; if e _T > e ₂ , x ₂ = 0.

e₁，e₂は一般には一つの入力信号電圧e₀より、
e₁＝e₀，e₂＝−e₀としてつくられる。ここで多く
の場合は、入力をe₀1つとし、基準電圧としてe_T
と−e_Tの２つを用いているが、同じことである。 e ₁ and e ₂ are generally calculated from one input signal voltage e ₀ ,
It is created as e ₁ = e ₀ and e ₂ = −e ₀ . Here, in most cases, there is one input e ₀ and e _T as the reference voltage.
and -e _T are used, but they mean the same thing.

出力電圧ｅの平均値ｅはｅ＝Ｅ（T₁₀−T₀₁）／Ｔ＝Ee₀／E_Tとなるが、
ｅの出力波形は e₀＞０なら＋Ｅまたは０， e₀＜０なら−Ｅまたは０となり、周期Ｔの中に＋Ｅと−Ｅの波形が一緒に
入ることはない。 The average value e of the output voltage e is e = E (T ₁₀ - T ₀₁ )/T = Ee ₀ / _ET , but
The output waveform of e will be +E or 0 if e ₀ >0, and -E or 0 if e ₀ <0, and the +E and -E waveforms will not be included together in the period T.

（x₁，x₂）＝（１，１）あるいは（０，０）モー
ドはｅ＝０となり、フリーホイールモードと呼ば
れる。 In the (x ₁ , x ₂ )=(1,1) or (0,0) mode, e=0 and is called freewheel mode.

第７図にこの出力電圧ｅ波形と電流ｉ波形を示
す。第４図に比べると電圧、電流脈動周波数が２
倍になり、振幅も小さくなつていることがわか
る。 FIG. 7 shows the output voltage e waveform and current i waveform. Compared to Figure 4, the voltage and current pulsation frequency is 2.
It can be seen that the amplitude has doubled and the amplitude has become smaller.

[Problem to be solved by the invention]

このような従来方式には次のような問題点があ
る。 This conventional method has the following problems.

実際の動作はx₁＝１，₁＝１のような短絡モー
ドを避けるために、素子X₁オフ後素子₁オンの
切替え時に、素子X₁のターンオフ時間だけ素子
X₁のオンを遅らせる制御を行なう。このため、
x₁＝０，₁＝０の開放モードが生ずる。誘導負荷
では開放モードになつても、電流は制御開閉素子
に並列に設けられ、それとは逆方向性に接続され
たフイードバツクダイオードを通つて流れ続ける
ので断続しない。制御開閉素子としてのパワート
ランジスタのターンオフ時間のバラツキを見込ん
で一律に例えば20μs（マイクロセコンド）のオン
デイレイを与えるが、これは襷掛け方式では問題
にならない。 In actual operation _, in order to avoid _a short-circuit mode such as x ₁ = 1, ₁ = 1, when switching element ₁ on after element
Performs control to delay turning on of _X1 . For this reason,
An open mode occurs where x ₁ =0, ₁ =0. Even when the inductive load is in the open mode, the current continues to flow through the feedback diode, which is connected in parallel with the control switching element and in the opposite direction, so that the current does not discontinue. In consideration of variations in the turn-off time of the power transistor as a control switching element, a uniform on-delay of, for example, 20 μs (microseconds) is provided, but this is not a problem with the cross-over method.

これに対しフリーホイール方式では、第７図よ
り分かるように、期間T₁₀は20μs以下の信号を与
えても発生しないし、また一度T₁₀が生じると素
子のターンオフ時間以内にこれを制御することは
できない。従つて少なくとも20×2μs担当の入力
信号に不感帯を生じさせる。基準対称三角波e_Tの
周期Ｔとして200μs（PWMキヤリヤ周波数5KHz）
を用いると、これは±10％の電圧不感帯に相当す
る。しかして、一般的に制御開閉素子の代表格で
あるパワートランジスタは、オフ信号を入れても
すぐにはオフできないキヤリヤのストレージ
（storage）時間tstgというものがあるから、単相
ブリツジ状に結線されたアームに加える信号を交
互にオン・オフさせると、ターンオフ時間tonが
約1μs程度と短いので、ストレージ時間tstgの時
間帯［数10μs］は短絡してしまう。 On the other hand, in the freewheel method, as can be seen from Figure 7, the period T ₁₀ does not occur even if a signal of 20 μs or less is applied, and once T ₁₀ occurs, it must be controlled within the turn-off time of the element. I can't. Therefore, a dead zone is created in the input signal for at least 20×2 μs. The period T of the reference symmetrical triangular wave e _T is 200μs (PWM carrier frequency 5KHz)
Using , this corresponds to a voltage dead band of ±10%. However, power transistors, which are typically a typical control switching element, are wired in a single-phase bridge because they have a carrier storage time tstg that prevents them from turning off immediately even if an off signal is input. When the signal applied to the arm is turned on and off alternately, the turn-off time ton is as short as about 1 μs, so a short circuit occurs during the storage time tstg [several tens of μs].

従つて、パワートランジスタの駆動信号にはス
トレージ時間tstgのバラツキの安全サイドを選ん
で、オンデイレイ（on delay）時間を設けてあ
る。 Therefore, an on-delay time is provided for the drive signal of the power transistor by selecting the safe side of the variation in the storage time tstg.

ところが、パワートランジスタにはストレージ
時間tstgの短いものもあり、結果としてアームの
パワートランジスタが交互にオン・オフしている
のではなく、微小時間は１つのアームの上・下の
両方のパワートランジスタともオフしているモー
ドができてしまう。この微小時間を不感帯とい
い、PWMキヤリヤ周波数電圧の周期に対応する
パーセントで表したものを電圧不感帯としてい
る。 However, some power transistors have a short storage time tstg, and as a result, the arm power transistors are not turned on and off alternately, but the minute time is for both the upper and lower power transistors of one arm. This creates a mode that is turned off. This minute time is called a dead zone, and the voltage dead zone is expressed as a percentage corresponding to the period of the PWM carrier frequency voltage.

つまり、以上の説明を要約すると、襷掛け方式
は不感帯がないが電流の脈動が大きく、平滑リア
クトル、直流コンデンが大きくなり、また負荷の
モータの騒音やサーボロツク時の発熱を大きくす
る欠点がある。 In other words, to summarize the above explanation, the cross-over system has no dead zone, but has the drawbacks of large current pulsations, large smoothing reactor and DC condenser, and increased noise of the load motor and heat generation during servo lock.

フリーホイール方式は全くこの逆で不感帯が大
きくなる難点がある。 The freewheel method is exactly the opposite, and has the disadvantage of a large dead zone.

ここにおいて本発明は、これら従来技術の不具
合を除去した方法を提供することをその目的とす
る。 An object of the present invention is to provide a method that eliminates these disadvantages of the prior art.

[Means to solve the problem]

上記目的を達成するために、本発明は単相ブリツジ状に結線され電源に対し相互に並
列にかつ相隣るように接続された第１の制御開閉
素子および第２の制御開閉素子への制御出力信号
をX₁およびX₂とするとき、１つの規準対称三角波電圧e_Tと、１つの入力信号電圧e₀に一定の正バイアス電圧
＋E_D1と負バイアス電圧−E_D2を加えて成る２つの
信号電圧 e₁＝e₀＋E_D1 e₂＝e₀−E_D2 を比較器に入力し、この出力を制御出力信号x₁，x₂ かつそのオン，オフを１，０とし e_T＞e₁なら（x₁，x₂）＝（０，１） e_T＜e₁なら（x₁，x₂）＝（１，０）とするとともに、 e_T′＝de_T／dt，ｔは時間とすれば e₂＜e_T＜e₁で、かつe_T′＞０なら（x₁，x₂）＝
（１，１） e₂＜e_T＜e₁で、かつe_T′＜０なら（x₁，x₂）＝
（０，０）を出力させることを特徴とするサーボアンプのパルス幅変調方
法であり、さらには前記正バイアス電圧＋E_D1′、前記負バイアス電
圧−E_D2を負荷の要求に合せて制御する前項記載のサーボアンプのパルス幅変調方法であ
る。 In order to achieve the above object, the present invention provides control for a first control switching element and a second control switching element connected in a single-phase bridge shape and connected to a power source in parallel and adjacent to each other. When the output signals are X ₁ and X ₂ , one standard symmetrical triangular voltage e _T and one input signal voltage e ₀ plus two constant positive bias voltage +E _D1 and negative bias voltage −E _D2 are used. Input the signal voltage e ₁ = e ₀ + E _D1 e ₂ = e ₀ − E _D2 to the comparator, and use this output as the control output signal x ₁ , x ₂ and their on/off as 1, 0, e _T > e ₁ Then, (x ₁ , x ₂ ) = (0, 1) If e _T < e ₁ , then (x ₁ , x ₂ ) = (1, 0), and e _T ′ = de _T /dt, t is the time. Then, if e ₂ < e _T < e ₁ and e _T ′> 0, then (x ₁ , x ₂ ) =
(1, 1) If e ₂ < e _T < e ₁ and e _T ′ < 0, then (x ₁ , x ₂ )=
This is a pulse width modulation method for a servo amplifier, which is characterized by outputting (0,0), and further comprises controlling the positive bias voltage +E _D1 ′ and the negative bias voltage −E _D2 in accordance with load requirements. This is the pulse width modulation method of the servo amplifier described.

[Effect]

本発明は、上記の方法であるから、前記正バイアス電圧＋E_D1′前記負バイアス電圧
−E_D2を負荷システムの要求に合せて制御し、電
流脈動率、不感帯幅、ゲイン等の最適化が図れ
る。 Since the present invention is the above method, it is possible to control the positive bias voltage + E _D1 ' and the negative bias voltage - E _D2 in accordance with the requirements of the load system, thereby optimizing the current pulsation rate, dead band width, gain, etc. .

〔Example〕

第８図と第９図は、本発明の一実施例の回路構
成を示すブロツク図とその電圧波形図である。 FIGS. 8 and 9 are a block diagram showing the circuit configuration of an embodiment of the present invention and its voltage waveform diagram.

E_D1，E_D2はバイアス電圧、８，９は加算器、
５，６，１０比較器、１１，１６は位相反転器、
１２〜１５はアンド（論理積）回路である。 E _D1 and E _D2 are bias voltages, 8 and 9 are adders,
5, 6, 10 comparators, 11, 16 are phase inverters,
12 to 15 are AND (logical product) circuits.

第５図、第６図の従来のフリーホイールPWM
方式では e₁＝e₀， e₂＝−e₀としたが、本発明ではこれを e₁＝e₀＋E_D1′ e₂＝e₀−E_D2とする。 Conventional freewheel PWM in Figures 5 and 6
In the method, e ₁ = e ₀ and e ₂ = −e ₀ , but in the present invention, e ₁ = e ₀ +E _D1 ′ e ₂ = e ₀ −E _D2 .

また、基準対称三角波電圧e_Tの時間微分e_T′＝
de_T／d_tを導入している。 Also, _{the time differential of the reference symmetric triangular wave voltage e T} _is
We have introduced de _T /d _t .

そして、制御出力信号（x₁，x₂）は e_T＞e₁なら（０，１） e_T＜e₂なら（１，０） e₂＜e_T＜e₁でかつe_T′＞０なら（１，１） e₂＜e_T＜e₁でかつe_T′＜０なら（０，０）とする。 Then, the control output signal (x ₁ , x ₂ ) is (0, 1 if e _T > e ₁ ) (1, 0 if e _T < e ₂ ) e ₂ < e _T < e ₁ and e _T ′> 0 Then, (1, 1) If e ₂ < e _T < e ₁ and e _T ′ < 0, then (0, 0).

ここで、時間微分e_T′＝dE_T／d_tを導入した所以
は、基準対称三角波電圧e_Tの傾斜が増加方向［時
間微分e_T′＞０］と減少方向［時間微分e_T′＜０］
で、その２つのうちのいずれのフリーホイールモ
ードを行うかを選択するためである。 Here, the reason for introducing the time differential e _T ′=dE _T /d _t is that the slope of the reference symmetric triangular wave voltage e _T is in the increasing direction [time differential e _T ′>0] and in the decreasing direction [time differential e _T ′< 0]
This is to select which of the two freewheel modes to perform.

出力電圧ｅはT₁₀では＋Ｅ，T₀₁では−Ｅ，T₁₁
とT₀₀では０であり、出力電圧平均値ｅ＝Ｅ（T₁₀−T₀₁）／Ｔと表わ
される。 The output voltage e is +E at T ₁₀ , -E at T ₀₁ , and T ₁₁
and T ₀₀ is 0, and the output voltage average value e = E (T ₁₀ −T ₀₁ )/T.

この方式では、１周期の中に４つのモードが全
部存在する。 In this method, all four modes exist within one cycle.

E_D1＝E_D2＝E_Dのときｅ＝Ｅ｛e₀−E_D＋E_T） −（E_T−e₀−E_D）｝／2E_T ＝Ee₀／E_T ただし、 e₀＋E_D＜E_T′e₀−E_D＞−E_T…… （１式）である。 When E _D1 = E _D2 = E _D , e = E {e ₀ −E _D +E _T ) −(E _T −e ₀ −E _D )}/2E _T = Ee ₀ /E _T However, e ₀ +E _D < E _T ′e ₀ −E _D ＞ _−ET ... (1 equation).

e₀＋E_D＞E_T…… （２式）となると、フリーホイール方式と同じ動作にな
り、ｅ＝Ｅ（e₀−E_D＋E_T）／2H_T≦Ｅであり、 e₀−E_D＜−E_T…… （３式）となると、同様に＝Ｅ（e₀−E_D＋E_T）／2E_T≦−Ｅである。 e ₀ + E _D > E _T ... (2 equation), the operation is the same as the freewheel method, and e = E (e ₀ - _{E D} + E _T )/2H _T ≦E, and e ₀ - E _D <-E _T ... (Formula 3), then =E (e ₀ -E _D +E _T )/2E _T ≦-E.

第１０図は、この実施例の出力電圧ｅ、出力電
流ｉの波形の一例を示す。 FIG. 10 shows an example of the waveforms of the output voltage e and output current i in this embodiment.

そして第１０Ａ図は、本発明の作用・効果とし
ての出力電圧のリツプル・音・振動の軽減する手
段としていかに有効かを示す説明図で、入力信号
電圧e₀＝０の場合のタイムチヤートである。 FIG. 10A is an explanatory diagram showing how effective the present invention is as a means for reducing ripples, noise, and vibrations in the output voltage as a function and effect, and is a time chart when the input signal voltage e ₀ =0. .

第１０Ａ図ａは、従来の襷掛PWM方式の出力
電圧波形で、つまりE_D＝０のときである。 FIG. 10A shows the output voltage waveform of the conventional folding PWM method, that is, when E _D =0.

襷掛PWM方式の出力電圧は完全に矩形波にな
るので、リツプルが大きくなり、音も振動も大き
くなる。 The output voltage of the folding PWM method is a completely rectangular wave, so the ripple becomes large and the sound and vibrations become large.

このため、第１０Ａ図ｂ〜第１０Ａ図ｂに表す
本発明の制御方法は、基準対称三角波電圧と比較
する信号をバイアス電圧E_Dにより２つに分けて
軽減するのである。バイアス電圧E_Dの大きさを
徐々に変化させたときの出力電圧波形を示す。 For this reason, the control method of the present invention shown in FIGS. 10A-b to 10A-b divides the signal to be compared with the reference symmetrical triangular wave voltage into two parts using the bias voltage E _D and reduces the signal. The output voltage waveform is shown when the magnitude of bias voltage E _D is gradually changed.

第１０Ａ図ｂは、E_D／E_T＝0.5のさいである。 FIG. 10A b is for E _D /E _T =0.5.

第１０Ａ図ｃは、E_D／E_T＝1.0のさいで出力電
圧は零になり、E_D／E_Tの値がこれ以上すなわち、第１０Ａ図ｃの表すE_D／E_T＞1.0では、いわゆ
る不感帯になるのは言うまでもない。 Figure 10A c shows that the output voltage becomes zero when E _D / _ET = 1.0, and when the value of E _D / _ET is greater than this, that is, E _D /E _T >1.0 shown in Figure 10A c, Needless to say, this creates a so-called dead zone.

さらにこの不感帯域を波形演算図で示したのが
第１０Ｂ図である。 Further, FIG. 10B shows this dead band in a waveform calculation diagram.

縦軸は電圧、横軸は時間を表している。 The vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.

バイアス電圧E_D＞基準対称三角波電圧ピーク
値E_Tになると、入力信号電圧e₀が多少変化しても
電圧（e₀＋E_D），（e₀−E_D）は基準対称三角波電圧
eTと交わることがない。 When the bias voltage E _D > the reference symmetric triangular wave voltage peak value E _T , the voltages (e ₀ + E D ) and (e ₀ − E _D ₎ remain the reference symmetric triangular wave voltage even if the input signal voltage e ₀ changes slightly.
There is no interaction with eT.

E_T＞（e₀＋E_D）［すなわち、E_T−E_D＞e₀］または（e₀−E_D）＞−E_T ［すなわちe₀＞E_T−E_D］になつて初めて交わる。つまり、E_D−E_Tの分が
不感帯になる。 They intersect only when E _T > (e ₀ + E _D ) [i.e., E _T −E _D > e ₀ ] or (e ₀ − E _D ) > − E _T [i.e., e ₀ > E _{T − E} _D ]. In other words, E _D − E _T becomes a dead zone.

したがつて、E_D／E_T＜1/2では不感帯がない。 Therefore, there is no dead zone when E _D /E _T <1/2.

また、e₀／ETに対するｅの特性を E_D／E_Tをパラメータにして表わすと第１１図の
ようになる。 Further, when the characteristic of e with respect to e ₀ /ET is expressed using E _D / _ET as a parameter, it becomes as shown in FIG. 11.

E_D／E_T＝０からE_D／E_T＝1.5まで特性直線１１
１〜１１６とており、前記（１式）〜（３式）も
図示している。 Characteristic straight line 11 from E _D /E _T =0 to E _D /E _T =1.5
1 to 116, and the above (1 formula) to (3 formula) are also illustrated.

E_D／E_T＝０（直線１１１）は襷掛方式と同じで
あり、E_D／E_T＝１（直線１１５）はフリーホイー
ル方式と同じである。ただし、ゲイン、PWM周
波数はともに本発明は半分である。 E _D /E _T =0 (straight line 111) is the same as the straddling method, and E _D /E _T =1 (straight line 115) is the same as the freewheel method. However, both the gain and the PWM frequency are half in the present invention.

ここに、０＜E_D／E_T＜１に共通のバイアス電
圧E_Dを選ぶことにより、従来方式の両者の中間
の特性が生せることが分る。 Here, it can be seen that by selecting a common bias voltage E _D such that 0<E _D /E _T <1, characteristics intermediate between the two conventional systems can be produced.

E_D／E_T＞１とすれば、不感帯を大きくとるこ
ともできる。 If E _D /E _T >1, the dead zone can be increased.

しかして、本発明の他の実施例としては、前記
バイアス電圧（＋E_D1′−E_D2）をシステムの要求
に合わせて制御し、電流脈動率、不感帯幅、ゲイ
ン等の最適化を計ることができる。 Therefore, in another embodiment of the present invention, the bias voltage (+E _D1 '-E _D2 ) may be controlled in accordance with system requirements to optimize the current pulsation rate, dead band width, gain, etc. can.

すなわち、 ○イバイアス電圧E_Dを適応制御し、サーボロツ
ク時の騒音低減や省エネ化に役立てることがで
きる。例えばラフな位置決めで、負荷から力が
かからないサーボロツク時にはE_D／E_T＞１と
して、わざと不感帯を大きくし、アンプ出力電
圧を完全に零にすることもできる。この状態は
（x₁，x₂）＝（０，０）または（１，１）のフリーホイールモードだから、モ
ータ（負荷１０２）端子は短絡され、ダイナミ
ツク制動がかかる。 In other words, it is possible to adaptively control the bias voltage _ED and use it to reduce noise and save energy during servo lock. For example, during rough positioning and servo lock when no force is applied from the load, it is possible to set E _D /E _T >1 to intentionally widen the dead zone and make the amplifier output voltage completely zero. Since this state is a freewheel mode where (x ₁ , x ₂ )=(0,0) or (1,1), the motor (load 102) terminals are short-circuited and dynamic braking is applied.

○ロ不平衡バイアスE_D1≠E_D2を利用すれば、正転
のみまたは逆転のみしかできない状態をつくり
出すことができる。これは保護用、インタロツ
ク等に利用できる。○B By using the unbalanced bias E _D1 ≠ E _D2 , it is possible to create a state where only forward rotation or only reverse rotation is possible. This can be used for protection, interlock, etc.

○ハサーボアンプの特性を入力信号とは無関係に
バイアス電圧によつて自由に制御できるので、
制御の自由度が増え、デイジタル制御やマイコ
ン制御に多くの可能性がでてくる。○C Since the characteristics of the servo amplifier can be freely controlled by the bias voltage regardless of the input signal,
The degree of freedom in control increases, opening up many possibilities for digital control and microcomputer control.

〔Effect of the invention〕

かくして、本発明によれば、電圧不感帯の分だ
け予め入力信号電圧にバイアス電圧を加えるよう
にするのであるから、電圧不感帯がなくなり、リ
ツプルはキヤリア周波数に反比例するのであるか
ら、例えばバイアス電圧を基準対称三角波電圧の
半分（E_D／E_T＝1/2）とすれば、襷掛け方式に比
べて周波数つまりキヤリア周波数と出力周波数を
比較すると、電流脈動率は襷掛け方式の半分以下
になり、スイツチング周波数は同じである。 Thus, according to the present invention, since the bias voltage is added in advance to the input signal voltage by the amount of the voltage dead zone, there is no voltage dead zone, and since the ripple is inversely proportional to the carrier frequency, for example, the bias voltage is set as the reference. If the symmetrical triangular wave voltage is half ( _ED / E _T = 1/2), the current pulsation rate will be less than half that of the cross-over method, when comparing the frequency, that is, the carrier frequency and the output frequency, compared to the cross-over method. The switching frequency is the same.

しかも加わる電磁エネルギは（電流リツプルの
自乗）に比例し、脈動電流成分が音になると考え
られるので、電流脈動率が1/2になるから電磁エ
ネルギは1/4になる。 Moreover, the electromagnetic energy added is proportional to (the square of the current ripple), and the pulsating current component is considered to be the sound, so since the current pulsation rate becomes 1/2, the electromagnetic energy becomes 1/4.

[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明が適用される制御系のブロツク
図、第２図は従来の襷掛方式の信号系図、第３図
はその信号電圧波形図、第４図はその出力電圧、
電流の波形図、第５図は従来のフリーホイール方
式の信号系図、第６図はその信号電圧波形図、第
７図はその出力電圧、電流の波形図、第８図は本
発明の一実施例のブロツク図、第９図はその信号
電圧波形図、第１０図はその出力電圧、電流の波
形図、第１０Ａ図は本発明の作用・効果の説明
図、第１０Ｂ図は本発明における不感帯の説明
図、第１１図はそのバイアス電圧と基準三角波電
圧の比をパラメータとした特性図である。１０１……電源、１０２……負荷、１０３……
サーボアンプ、４〜６，１０……比較器、７，１
１，１６，１７……位相反転器、８，９……加算
器、１２〜１５……論理積回路、Ｅ……電源電
圧、X₁，₁，X₂，₂……制御開閉素子、x₁，
x₁，x₂，₂……それへの制御出力信号、ｅ……負
荷への出力電圧、ｉ……負荷の出力電流、T₀₁，
T₁₁，T₁₀，T₀₀……モード（x₁，x₂）＝（０，１），
（１，１），（１，０），（０，０）の期間［１はオ
ン，０はオフ］、e₀……入力信号電圧、E_D1，E_D2，
E_D……バイアス電圧（E_D1＝E_D2＝E_D）、e_T……基
準対称三角波電圧、E_T……その振幅。 Fig. 1 is a block diagram of a control system to which the present invention is applied, Fig. 2 is a signal system diagram of a conventional cross-over system, Fig. 3 is a signal voltage waveform diagram thereof, and Fig. 4 is its output voltage,
Current waveform diagram, Figure 5 is a signal system diagram of the conventional freewheel system, Figure 6 is its signal voltage waveform diagram, Figure 7 is its output voltage and current waveform diagram, and Figure 8 is an implementation of the present invention. A block diagram of the example, FIG. 9 is a signal voltage waveform diagram, FIG. 10 is an output voltage and current waveform diagram, FIG. 10A is an explanatory diagram of the action and effect of the present invention, and FIG. 10B is a dead zone in the present invention. FIG. 11 is a characteristic diagram in which the ratio between the bias voltage and the reference triangular wave voltage is used as a parameter. 101...Power supply, 102...Load, 103...
Servo amplifier, 4 to 6, 10... Comparator, 7, 1
1, 16, 17... Phase inverter, 8, 9... Adder, 12-15... AND circuit, E... Power supply voltage, _X1 , ₁ , _X2 , ₂ ... Control switching element, x ₁ ,
x ₁ , x ₂ , ₂ ... Control output signal thereto, e ... Output voltage to the load, i ... Output current of the load, T ₀₁ ,
T ₁₁ , T ₁₀ , T ₀₀ ...Mode (x ₁ , x ₂ ) = (0, 1),
(1,1), (1,0), (0,0) period [1 is on, 0 is off], e ₀ ... input signal voltage, E _D1 , E _D2 ,
E _D ...Bias voltage (E _D1 = E _D2 = E _D ), e _T ...Reference symmetric triangular wave voltage, E _T ... Its amplitude.

Claims

[Claims] 1. A control output signal to a first control switching element and a second control switching element connected in a single-phase bridge shape and connected to a power source in parallel and adjacent to each other. ₁ and X ₂ , one standard symmetrical triangular voltage e _T and two signal voltages e 1 consisting of one input signal voltage e ₀ plus constant positive bias voltage ₊ E _D1 and negative bias voltage - E _D2 = e ₀ + _E _D1 e ₂ = e ₀ −E _D2 is input to the comparator _, and this output is used as the control _output signal x ₁ _, , x ₂ ) = (0, 1) If e _T < e ₁ , then (x ₁ , x ₂ ) = (1, 0), and e _T ′ = de _T /dt, where t is time, e ₂ If <e _T <e ₁ and e _T ′>0 then (x ₁ , x ₂ )=
(1, 1) If e ₂ < e _T < e ₁ and e _T ′ < 0, then (x ₁ , x ₂ )=
A servo amplifier pulse width modulation method characterized by outputting (0,0). 2. The pulse width modulation method for a servo amplifier according to claim 1, wherein the positive bias voltage + _ED1 ' and the negative bias voltage _-ED2 are controlled in accordance with load requirements.