JPH0353871B2

JPH0353871B2 -

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Publication number: JPH0353871B2
Application number: JP56170009A
Authority: JP
Priority date: 1981-10-26
Filing date: 1981-10-26
Publication date: 1991-08-16
Also published as: JPS5872376A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、制御電気弁を単相ブリツジ状に結線
されたサーボアンプのパルス幅変調方法に関す
る。

〔従来の技術〕

単相PWM（パルス幅変調）DCサーボアンプの
構成を表わす略線図を第１図に示す。

サーボアンプ１０３は制御開閉素子X₁，₁，
X₂，₂がブリツジ状にしてなり、これに電源１
０１と負荷１０２が接続されている。Ｅは電源電
圧、ｅは負荷への出力電圧、ｉは出力電流であ
り、制御開閉素子X₁，₁，X₂，₂への制御出力
信号x₁，₁，x₂，₂としたとき（x₁，x₂）のとり
得る状態は、（０，０），（１，０），（１，１），（０，１）の４
モードである。ここに、１はオン、０はオフ状態
を示し、 x₁＝０なら₁＝１， x₁＝１なら₁＝０であり x₂＝０なら₂＝１， x₂＝１なら₂＝０である。

なお、ここでいう襷掛けPWMとは、第１図に
示す単相ブリツジ状に結線された一方のアームで
縦続接続した制御開閉素子X₁，₁と、他方のア
ームで縦続接続した制御開閉素子X₂，₂との素
子の開閉の相互関係が次ぎのようになされる
PWMである。

x₁と₂を同時にオン，オフし、x₂と₁を同時に
オン，オフするとともに、しかもx₁，₁は相互に
オン，オフしてこのサーボアンプを駆動する
PWMであり、従つて状態で表すと（１，０），
（０，１）の２つの状態しかとらない手段で、そ
こで同時にオンする２個のX₁，₂およびX₂，₁
を対角線状に直線で結ぶとあたかも襷掛け状を呈
する制御方式である。

第２図、第３図はいわゆる襷掛けPWMの原理
を表わす信号系の構成ブロツク図、電圧波形図で
ある。

e_Tは基準対称三角波電圧で、これと入力信号電
圧e₀とを比較器４に加えて両者を比較し、e_T＜e_O
なら（x₁，x₂）＝（１，０），e_T＞e_Oなら（x₁，x₂）
＝（０，１）を出力させるものである。

そして、x₂はx₁の出力を位相反転器１７を経て
得ればよい。

このようにすると、第１図のサーボアンプ１０
３の出力電圧ｅは（x₁，x₂）＝（１，０）のとき＋Ｅ，（x₁，x₂）＝
（０，１）のとき−Ｅとなり、この平均値は＝Ｅ（T₁₀−T₀₁）／Ｔ＝Ｅ｛e_O＋E_T） −（E_T−e_O）｝／2E_T＝Ee_O／E_T となる。

ここに、Ｔは基準三角波e_Tの周期、 E_Tはその振幅、 T₁₀は（x₁，x₂）＝（１，０）の期間、 T₀₁は（x₁，x₂）＝（０，１）の期間である。

入力信号電圧e_Oを−E_Tから＋E_Tまで変化させれ
ば、出力電圧（出力電圧ｅの平均電圧）は−Ｅ
から＋Ｅまで変化させることができる。

この方式は素子X₁と₂が同時にオンするか、
素子₁とX₂がオンする襷掛けの２つのモード
（x₁，x₂）＝（１，０）または（０，１）しか用い
ず、（１，１）や（０，０）のモードを使用しな
い方式である。

負荷２が誘導負荷のときは電流波形（出力電流
ｉ）は第４図のように脈動する。

第５図、第６図はいわゆるフリーホイール
PWM方式の原理を示す信号系の構成ブロツク
図、電圧波形図である。

ところで、ここでいうフリーホイールPWM方
式とは、先の襷掛けPWM［いわゆるフイードバ
ツクモードのみ］とは異なり、４つの状態を作り
出すような駆動方式である。所要の出力を得るた
めの制御信号が基準となる基準対称三角波電圧と
比較するPWA変調の殆どはこの方式をとり、何
故フリーホイールPWMと呼んだかは、第１図に
示す単相ブリツジ状に結線された一方のアームの
x₁，₁と、他方のアームのx₂，₂との素子の開閉
の相互関係が、襷掛けPWMモードの２つのモー
ドに加えて、x₁とx₂が同時にオンしx1，x₂同時
にオフする第三のモードと、₁と₂が同時にオ
ンしx₁，x₂同時にオフする第四のモードのからな
る２つのモードからなる４つのモードを持つ制御
方式である。

因みに、第三のモードと第四のモードのときは
電源とは無関係となり、負荷からx₁，₁，x₂，₂
の制御開閉素子の順方向とは逆方向に電流が流れ
る側路をなすように制御開閉素子に並列に接続さ
れたダイオード［負荷エネルギについてフリーホ
イールの効果が働く］の１つと、x₁，₁，x₂，₂
のいずれか１つとが形成する閉回路を、負荷に蓄
積されたエネルギである循環電流が流れるとい
う、負荷エネルギが素子とダイオードで短絡され
たモードでいわゆるフリーホイール現象がみら
れ、フリーホイールモードとしては（０，０），
（１，１）である。

入力信号電圧e_Oをそのままと位相反転器７を経
たものとの入力信号電圧を２つ（e₁，e₂）を用い
て、これを比較器５，６で基準対称三角波電圧e_T
と比較する。

e_T＜e₁ならx₁＝１， e_T＞e₁ならx₁＝０， e_T＜e₂ならx₂＝１， e_T＞e₂ならx₂＝０とする。

e₁，e₂は一般には一つの入力信号電圧e₀より、
e₁＝e₀，e₂＝−e₀としてつくられる。ここで多く
の場合は、入力をe₀1つとし、基準電圧としてe_T
と−e_Tの２つを用いているが、同じことである。

出力電圧ｅの平均値ｅはｅ＝Ｅ（T₁₀−T₀₁）／Ｔ＝Ee₀／E_Tとなるが、
ｅの出力波形は e₀＞０なら＋Ｅまたは０， e₀＜０なら−Ｅまたは０となり、周期Ｔの中に＋Ｅと−Ｅの波形が一緒に
入ることはない。

（x₁，x₂）＝（１，１）あるいは（０，０）モー
ドはｅ＝０となり、フリーホイールモードと呼ば
れる。

第７図にこの出力電圧ｅ波形と電流ｉ波形を示
す。第４図に比べると電圧、電流脈動周波数が２
倍になり、振幅も小さくなつていることがわか
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

このような従来方式には次のような問題点があ
る。

実際の動作はx₁＝１，₁＝１のような短絡モー
ドを避けるために、素子X₁オフ後素子₁オンの
切替え時に、素子X₁のターンオフ時間だけ素子
X₁のオンを遅らせる制御を行なう。このため、
x₁＝０，₁＝０の開放モードが生ずる。誘導負荷
では開放モードになつても、電流は制御開閉素子
に並列に設けられ、それとは逆方向性に接続され
たフイードバツクダイオードを通つて流れ続ける
ので断続しない。制御開閉素子としてのパワート
ランジスタのターンオフ時間のバラツキを見込ん
で一律に例えば20μs（マイクロセコンド）のオン
デイレイを与えるが、これは襷掛け方式では問題
にならない。

これに対しフリーホイール方式では、第７図よ
り分かるように、期間T₁₀は20μs以下の信号を与
えても発生しないし、また一度T₁₀が生じると素
子のターンオフ時間以内にこれを制御することは
できない。従つて少なくとも20×2μs担当の入力
信号に不感帯を生じさせる。基準対称三角波e_Tの
周期Ｔとして200μs（PWMキヤリヤ周波数5KHz）
を用いると、これは±10％の電圧不感帯に相当す
る。しかして、一般的に制御開閉素子の代表格で
あるパワートランジスタは、オフ信号を入れても
すぐにはオフできないキヤリヤのストレージ
（storage）時間tstgというものがあるから、単相
ブリツジ状に結線されたアームに加える信号を交
互にオン・オフさせると、ターンオフ時間tonが
約1μs程度と短いので、ストレージ時間tstgの時
間帯［数10μs］は短絡してしまう。

従つて、パワートランジスタの駆動信号にはス
トレージ時間tstgのバラツキの安全サイドを選ん
で、オンデイレイ（on delay）時間を設けてあ
る。

ところが、パワートランジスタにはストレージ
時間tstgの短いものもあり、結果としてアームの
パワートランジスタが交互にオン・オフしている
のではなく、微小時間は１つのアームの上・下の
両方のパワートランジスタともオフしているモー
ドができてしまう。この微小時間を不感帯とい
い、PWMキヤリヤ周波数電圧の周期に対応する
パーセントで表したものを電圧不感帯としてい
る。

つまり、以上の説明を要約すると、襷掛け方式
は不感帯がないが電流の脈動が大きく、平滑リア
クトル、直流コンデンが大きくなり、また負荷の
モータの騒音やサーボロツク時の発熱を大きくす
る欠点がある。

フリーホイール方式は全くこの逆で不感帯が大
きくなる難点がある。

ここにおいて本発明は、これら従来技術の不具
合を除去した方法を提供することをその目的とす
る。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は単相ブリツジ状に結線され電源に対し相互に並
列にかつ相隣るように接続された第１の制御開閉
素子および第２の制御開閉素子への制御出力信号
をX₁およびX₂とするとき、１つの規準対称三角波電圧e_Tと、１つの入力信号電圧e₀に一定の正バイアス電圧
＋E_D1と負バイアス電圧−E_D2を加えて成る２つの
信号電圧 e₁＝e₀＋E_D1 e₂＝e₀−E_D2 を比較器に入力し、この出力を制御出力信号x₁，x₂ かつそのオン，オフを１，０とし e_T＞e₁なら（x₁，x₂）＝（０，１） e_T＜e₁なら（x₁，x₂）＝（１，０）とするとともに、 e_T′＝de_T／dt，ｔは時間とすれば e₂＜e_T＜e₁で、かつe_T′＞０なら（x₁，x₂）＝
（１，１） e₂＜e_T＜e₁で、かつe_T′＜０なら（x₁，x₂）＝
（０，０）を出力させることを特徴とするサーボアンプのパルス幅変調方
法であり、さらには前記正バイアス電圧＋E_D1′、前記負バイアス電
圧−E_D2を負荷の要求に合せて制御する前項記載のサーボアンプのパルス幅変調方法であ
る。

〔作用〕

本発明は、上記の方法であるから、前記正バイアス電圧＋E_D1′前記負バイアス電圧
−E_D2を負荷システムの要求に合せて制御し、電
流脈動率、不感帯幅、ゲイン等の最適化が図れ
る。

〔実施例〕

第８図と第９図は、本発明の一実施例の回路構
成を示すブロツク図とその電圧波形図である。

E_D1，E_D2はバイアス電圧、８，９は加算器、
５，６，１０比較器、１１，１６は位相反転器、
１２〜１５はアンド（論理積）回路である。

第５図、第６図の従来のフリーホイールPWM
方式では e₁＝e₀， e₂＝−e₀としたが、本発明ではこれを e₁＝e₀＋E_D1′ e₂＝e₀−E_D2とする。

また、基準対称三角波電圧e_Tの時間微分e_T′＝
de_T／d_tを導入している。

そして、制御出力信号（x₁，x₂）は e_T＞e₁なら（０，１） e_T＜e₂なら（１，０） e₂＜e_T＜e₁でかつe_T′＞０なら（１，１） e₂＜e_T＜e₁でかつe_T′＜０なら（０，０）とする。

ここで、時間微分e_T′＝dE_T／d_tを導入した所以
は、基準対称三角波電圧e_Tの傾斜が増加方向［時
間微分e_T′＞０］と減少方向［時間微分e_T′＜０］
で、その２つのうちのいずれのフリーホイールモ
ードを行うかを選択するためである。

出力電圧ｅはT₁₀では＋Ｅ，T₀₁では−Ｅ，T₁₁
とT₀₀では０であり、出力電圧平均値ｅ＝Ｅ（T₁₀−T₀₁）／Ｔと表わ
される。

この方式では、１周期の中に４つのモードが全
部存在する。

E_D1＝E_D2＝E_Dのときｅ＝Ｅ｛e₀−E_D＋E_T） −（E_T−e₀−E_D）｝／2E_T ＝Ee₀／E_T ただし、 e₀＋E_D＜E_T′e₀−E_D＞−E_T…… （１式）である。

e₀＋E_D＞E_T…… （２式）となると、フリーホイール方式と同じ動作にな
り、ｅ＝Ｅ（e₀−E_D＋E_T）／2H_T≦Ｅであり、 e₀−E_D＜−E_T…… （３式）となると、同様に＝Ｅ（e₀−E_D＋E_T）／2E_T≦−Ｅである。

第１０図は、この実施例の出力電圧ｅ、出力電
流ｉの波形の一例を示す。

そして第１０Ａ図は、本発明の作用・効果とし
ての出力電圧のリツプル・音・振動の軽減する手
段としていかに有効かを示す説明図で、入力信号
電圧e₀＝０の場合のタイムチヤートである。

第１０Ａ図ａは、従来の襷掛PWM方式の出力
電圧波形で、つまりE_D＝０のときである。

襷掛PWM方式の出力電圧は完全に矩形波にな
るので、リツプルが大きくなり、音も振動も大き
くなる。

このため、第１０Ａ図ｂ〜第１０Ａ図ｂに表す
本発明の制御方法は、基準対称三角波電圧と比較
する信号をバイアス電圧E_Dにより２つに分けて
軽減するのである。バイアス電圧E_Dの大きさを
徐々に変化させたときの出力電圧波形を示す。

第１０Ａ図ｂは、E_D／E_T＝0.5のさいである。

第１０Ａ図ｃは、E_D／E_T＝1.0のさいで出力電
圧は零になり、E_D／E_Tの値がこれ以上すなわち、第１０Ａ図ｃの表すE_D／E_T＞1.0では、いわゆ
る不感帯になるのは言うまでもない。

さらにこの不感帯域を波形演算図で示したのが
第１０Ｂ図である。

縦軸は電圧、横軸は時間を表している。

バイアス電圧E_D＞基準対称三角波電圧ピーク
値E_Tになると、入力信号電圧e₀が多少変化しても
電圧（e₀＋E_D），（e₀−E_D）は基準対称三角波電圧
eTと交わることがない。

E_T＞（e₀＋E_D）［すなわち、E_T−E_D＞e₀］または（e₀−E_D）＞−E_T ［すなわちe₀＞E_T−E_D］になつて初めて交わる。つまり、E_D−E_Tの分が
不感帯になる。

したがつて、E_D／E_T＜1/2では不感帯がない。

また、e₀／ETに対するｅの特性を E_D／E_Tをパラメータにして表わすと第１１図の
ようになる。

E_D／E_T＝０からE_D／E_T＝1.5まで特性直線１１
１〜１１６とており、前記（１式）〜（３式）も
図示している。

E_D／E_T＝０（直線１１１）は襷掛方式と同じで
あり、E_D／E_T＝１（直線１１５）はフリーホイー
ル方式と同じである。ただし、ゲイン、PWM周
波数はともに本発明は半分である。

ここに、０＜E_D／E_T＜１に共通のバイアス電
圧E_Dを選ぶことにより、従来方式の両者の中間
の特性が生せることが分る。

E_D／E_T＞１とすれば、不感帯を大きくとるこ
ともできる。

しかして、本発明の他の実施例としては、前記
バイアス電圧（＋E_D1′−E_D2）をシステムの要求
に合わせて制御し、電流脈動率、不感帯幅、ゲイ
ン等の最適化を計ることができる。

すなわち、 ○イバイアス電圧E_Dを適応制御し、サーボロツ
ク時の騒音低減や省エネ化に役立てることがで
きる。例えばラフな位置決めで、負荷から力が
かからないサーボロツク時にはE_D／E_T＞１と
して、わざと不感帯を大きくし、アンプ出力電
圧を完全に零にすることもできる。この状態は
（x₁，x₂）＝（０，０）または（１，１）のフリーホイールモードだから、モ
ータ（負荷１０２）端子は短絡され、ダイナミ
ツク制動がかかる。

○ロ不平衡バイアスE_D1≠E_D2を利用すれば、正転
のみまたは逆転のみしかできない状態をつくり
出すことができる。これは保護用、インタロツ
ク等に利用できる。

○ハサーボアンプの特性を入力信号とは無関係に
バイアス電圧によつて自由に制御できるので、
制御の自由度が増え、デイジタル制御やマイコ
ン制御に多くの可能性がでてくる。

〔発明の効果〕

かくして、本発明によれば、電圧不感帯の分だ
け予め入力信号電圧にバイアス電圧を加えるよう
にするのであるから、電圧不感帯がなくなり、リ
ツプルはキヤリア周波数に反比例するのであるか
ら、例えばバイアス電圧を基準対称三角波電圧の
半分（E_D／E_T＝1/2）とすれば、襷掛け方式に比
べて周波数つまりキヤリア周波数と出力周波数を
比較すると、電流脈動率は襷掛け方式の半分以下
になり、スイツチング周波数は同じである。

しかも加わる電磁エネルギは（電流リツプルの
自乗）に比例し、脈動電流成分が音になると考え
られるので、電流脈動率が1/2になるから電磁エ
ネルギは1/4になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用される制御系のブロツク
図、第２図は従来の襷掛方式の信号系図、第３図
はその信号電圧波形図、第４図はその出力電圧、
電流の波形図、第５図は従来のフリーホイール方
式の信号系図、第６図はその信号電圧波形図、第
７図はその出力電圧、電流の波形図、第８図は本
発明の一実施例のブロツク図、第９図はその信号
電圧波形図、第１０図はその出力電圧、電流の波
形図、第１０Ａ図は本発明の作用・効果の説明
図、第１０Ｂ図は本発明における不感帯の説明
図、第１１図はそのバイアス電圧と基準三角波電
圧の比をパラメータとした特性図である。１０１……電源、１０２……負荷、１０３……
サーボアンプ、４〜６，１０……比較器、７，１
１，１６，１７……位相反転器、８，９……加算
器、１２〜１５……論理積回路、Ｅ……電源電
圧、X₁，₁，X₂，₂……制御開閉素子、x₁，
x₁，x₂，₂……それへの制御出力信号、ｅ……負
荷への出力電圧、ｉ……負荷の出力電流、T₀₁，
T₁₁，T₁₀，T₀₀……モード（x₁，x₂）＝（０，１），
（１，１），（１，０），（０，０）の期間［１はオ
ン，０はオフ］、e₀……入力信号電圧、E_D1，E_D2，
E_D……バイアス電圧（E_D1＝E_D2＝E_D）、e_T……基
準対称三角波電圧、E_T……その振幅。

Claims

【特許請求の範囲】１単相ブリツジ状に結線され電源に対し相互に
並列にかつ相隣るように接続された第１の制御開
閉素子および第２の制御開閉素子への制御出力信
号をX₁およびX₂とするとき、１つの規準対称三角波電圧e_Tと、１つの入力信号電圧e₀に一定の正バイアス電圧
＋E_D1と負バイアス電圧−E_D2を加えて成る２つの
信号電圧 e₁＝e₀＋E_D1 e₂＝e₀−E_D2 を比較器に入力し、この出力を制御出力信号x₁，x₂ かつそのオン，オフを１，０とし e_T＞e₁なら（x₁，x₂）＝（０，１） e_T＜e₁なら（x₁，x₂）＝（１，０）とするとともに、 e_T′＝de_T／dt，ｔは時間とすれば e₂＜e_T＜e₁で、かつe_T′＞０なら（x₁，x₂）＝
（１，１） e₂＜e_T＜e₁で、かつe_T′＜０なら（x₁，x₂）＝
（０，０）を出力させることを特徴とするサーボアンプのパルス幅変調方
法。２前記正バイアス電圧＋E_D1′、前記負バイアス
電圧−E_D2を負荷の要求に合せて制御する特許請求の範囲第１項記載のサーボアンプのパル
ス幅変調方法。