JPH0354994A - 車室内騒音の低減装置 - Google Patents

車室内騒音の低減装置

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JPH0354994A
JPH0354994A JP1190905A JP19090589A JPH0354994A JP H0354994 A JPH0354994 A JP H0354994A JP 1190905 A JP1190905 A JP 1190905A JP 19090589 A JP19090589 A JP 19090589A JP H0354994 A JPH0354994 A JP H0354994A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、エンジンの回転に同期する単室内騒音（特
にこもり音）を打ち消すような音（この音を「二次音」
と称する）を発生させでこもり音を低減するようにした
能動的な阜室内騒音の低減装置において、二次音を発生
させる過程、詳しくは二次音をひとつの周波敗威分から
なるものとする場合の、二次音の基礎となる信号の発生
方法と、その位相と振幅の処理とに関する． （従米の技術） 二次音を発生させるようにした能動的な車室内騒音低減
装置には、実開昭６２−１２７０５２号公報に示すよう
なものがある． この装置では、低減の対象となるこもり音と同じ周期を
持っ工冫ジンの点火信号（パルス信号）から二次音の基
礎となる矩形波信号が生威される．この場合、矩形波の
デエーティ比は５０％に保つ必要があることから、プロ
セッサユニットにて、一つ前のパルスが入力されてより
大のパルスが入力されるまでの時間を計測し、その時間
の半分の時間を矩形波の立ち下がりまでの時間とすると
いう演算が行われる． また、位相処理の施された矩形波はアナログの正弦波に
変換された後、７ナａグの増ｌｌｌｇ器で４ｉ幅の処理
が行われる．この振幅処理を行うための制御信号もディ
ジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａコンパータ）を通した
後のアナログ信号である．（発明が解決しようとする課
Ｎ） ところで、このような装置では、矩形波のデューティ比
５０％を確保するために、高価なプロセッサユニットが
必要となること、矩形波の振幅処理を行うための制御信
号を通すＤ／Ａコンバータも高価であることなどが、装
置のコストを押し上げている． 一方、矩形波の振幅処理をアナログの増幅器で行うので
は増幅度の線形性や位相特性のパラッキの少なさを保証
することが難しい． この発明はこのような従米の問題点に着目してなされた
もので、こもり音の半周期を持つパルス信号からデュー
ティ比５０％の矩形波を生威するとともに、この矩形波
の位相と振幅の各処理をディジタル信号処理で行うこと
により、高価なプロセッサユニットによる演算を行わず
にデューティ比５０％の矩形波を生虞させるとともに、
Ｄ／Ａコンバータやアナログーディジタル変換器（Ａ／
Ｄコンバータ）を極力少なくシ、シかも特性のパラツキ
や経時変化のおそれをなくすようにした装置を提供する
ことを目的とする． （諌履を解決するための手段） この発明は、エンジンの回転に同期するこもり音に対し
て、車室内に配置した音響アクチェエータから二次音を
発生させることにより、こもり音を打ち消すようにした
単室内騒音の低減装置において、前記こもり音の半周期
を持つパルス信号を出力する手段５１と、このパルス信
号で７　１７ップ７ロクプ回路を起動して矩形波を生虞
する手段５２と、この矩形波信号とサンプリングクロッ
クとの論理積により所定の振幅の矩形波を表現するディ
ジタル信号を生成する手段５３と、このディジタル信号
に対して位相処理を行う手段５４と、この位相処理のさ
れたディジタル信号と振幅を表現する信号との！Ｉ埋積
により適切な振幅を持った矩形波のディジタル信号を生
威する手段５５と、この振幅処理のされたディジタル信
号から高調波威分をカットする手段５６と、高調波威分
のカットされたディジタル信号をアナログ信号に変換す
る手段５７と、このアナログ信号に変換された二次音を
増幅して前記音響７クチェエータ５９に出力する手段５
８とを設けた． （作用） 矩形波生虞手段５２では、こもり音の半周期のパルス信
号にてフリップフロップ回路を起動することにより、高
価なプロセッサユニットによる漬算を行わずにデ１−テ
ィ比５０％の矩形披が得られる． また、ディジタル信号生戊手段５３では、この矩形波と
サンプリングクロフクとのｗＩ埋積により所定の振幅の
矩形波を表現するディジタル信号に変換され、このディ
ジタル信号の位相と振幅の各処理は、位相処理手段５４
と振幅処理手段５５により、ディジタル信号処理にて行
なわれる．（実施例） 第２図は一実施例のシステム図で、ここでは４気筒エン
ジンの場合で説明する．１はクランク角１゜ごとのパル
ス信号（このパルス信号を「１１信号」と称す）と、イ
ンνエクタ３の噴射タイミングを決めるために使用され
るクランク角１８０゜ごとのパルス信号（この信号を「
上死点信号」と称す）を出力するクランク角センサで、
両信号はエンジンコントロールユニット２に送られると
ともに、１゜信号は周波数検出装置１２に送られる．周
波敗検出＠Ｗ１１２は一種のカウンタでｍ成され、単位
時間当たりの１゜信号のパルス数を数えてそのときのエ
ンジン回転速度を求め、このエンジン回転速度を表現す
るディジタル信号を出力する． 上記クランク角センサ１からは、さらに上死点信号の半
分の周ｗ１（クランク角９０゜ごと）を持つパルス信号
（この信号を「９０゜信号」と称す）が出力され、この
９０’信号は矩形波生威装Ｉ！１１に送られる．なお、
クランク角センサ１より９０”信号を出力させることは
必須ではない．たとえば、第６図で示すように、分局器
としての機能を持たせたカウンタ１７を用意し、ここで
上死点信号を受け取ったときと、受け取ったあと所定の
個数の１′信号を受け取るごとに、それぞれひとつのパ
ルス信号を出力させることにより、結果的に９０゜信号
と同等のパルス信号を出力させることもできる．つまり
、第２Ｕ！Ｊではクランク角センサ１が、第６図ではク
ランク角センサ４とカウンタ１７とがそれぞれ第１図の
パルス信号出力手段５１を構戊する． 矩形波生戊装ｆｆｉｌｌは７リップ７ロツプ回路と所定
のディジタル信号を出力する回路とからなり、フリップ
フロップ回路は第３図に示すように９０゜信号の立ち上
がりに同期して矩形波を立ち上げ、または立ち下げる．
また、このｖｃ置１１には図示しないサンプリングクロ
ックが入力されており、ｔＩＳ３図で示した矩形波のレ
ベルがＨ（ハイレベル）にあるときに、そのサンプリン
グクロックに同期して、前記所定のディジタル信号を出
力する．この矩形波生威装置１１は第１図の矩形波生成
手段５２とディジタル信号生成手段５３とを構處するも
のである． エンジンコントロールユニット２からの負荷信号は、イ
ンジェクタ３Ｉ二送られる燃料制御信号である．これは
、燃料制御信号（パルス信号）の持続時間（パルス幅）
がインゾエクタ３の噴射時間に相当、つま９工冫ジン負
荷に対応するからである．この負荷信号は積分回路２１
に入力され、積分回路２１からは、第４図で示すように
、負荷信号（入カパルス）の持続時間に比例した電圧値
が出力がされる．この回路２１は、アナログ回路，デイ
ジタル回路のいずれによっても容易に実現される．積分
回路２１の出力はコンパレータ２２によりディジタル信
号に変換されて出力される．つまり、コンパレータ２２
は、入力電圧値を表現するディジタル信号を出力するた
めに設けられ、コンパレータ２２への入力値が連続的で
あっても出力が表現するレベルは離散的である．ここに
、負荷信号を積分回路２１とコンパレータ２２を通すこ
とによって、エンジンの負荷レベルを表現するディジタ
ル信号が得られるのである． この負荷レベルを表現するディジタル信号と、周波数検
出装置１２からの工冫ノン回転速度を表現するディジタ
ル信号との２つのディジタル信号が入力される記憶装置
２３では、所定の位相情報と振幅情報（いずれもディジ
タル信号）を該装置内の記憶領域から呼び出し、位相器
１３とＡＮＤ　１４に出力する． 位相器１３では、記憶装置２３からの位相情報にしたが
って、矩形波生威装ｉ！１１からの矩形波信号を遅延さ
せる．この矩形波信号はデイノタル信号であるから、上
記位相情報は具体的には遅墓すべきクロック数というこ
とになる． ＡＮＤ１４は、この位相処理の施された矩形波信号に対
して、振幅処理を行う．具体的には論理積を実現する回
路であり、位相器１３からのディジタル信号が、矩形波
がハイレベルにある部分を表現するものであるときに限
り、記憶装置２３からの振幅情報をそのまま出力する．
この振幅情報は、最終的に出力する二次音の振幅をディ
ジタル信号で表現するものである． 位相器１３とＡＮＤ１４は弟１図の位相処理手段５４と
振幅処理手段５５とをそれぞれ構戒する．ＡＮＤ１４か
らの矩形波信号１よ、複数のバンドパスフィルタ（図で
は３つのＢＰＦＩ〜ＢＰＦ３で表記する）のセット１５
に入力される．バンドパスフィルタセνト１５を構戊す
る個々のバンドパス７イルタはＡＮＤ１４からの矩形波
信号より高調波威分をカットするためのもので、第５図
のような通過帯域特性を持つ．図においてｆ１は制御対
象となるこもり音の最低周波数であり、ｒ２はｆ２＜　
２　ｘｒ１を満たし、ｆ３はｒ３＜　２　ｘｒ２を満た
す．　ｒ４についても同様である．兵体的には個々のパ
ンドパスフィルタをＦＩＲ（有１１１１インパルス応答
）フィルタで実現すると、位相特性は所望の特性１二設
定される．つまり、フィルタ切換周波数（ここではｆ２
と『３）における位相特性が切換前後のフィルタで連続
するように個々のフィルタの位相特性を設定することで
、フィルタ切換時に位相のずれを起こさないようにする
ことができるのである．バンドパス７イルタセット１５
からの複数の信号の入力される切換装ＩＩＩ１６では、
周波数検出装置１２からの信号を切換信号として、複数
の入力信号のうちいずれかを選択し、選択した信号だけ
を出力する．つまり、切換装置１Ｇからはそのときのエ
ンジン回転数に対応して発生するこもり音と同じ周波数
或分のみが通過される．バンドバスフィルタセット１５
と切換装ｌ！１６とは第１図の高調波或分カット手段５
６を構或するものである．切換装１［１６からの出力は
，Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ変換手段）３１でアナログ
信号に変換される。ローパスフィルタ（図ではＬＰＦで
表記する）３２はＤ／Ａ″：Ｊンパータ３１での処理で
生ずる高周波或分を取り除くためのものである。
ローパスフィルタ３２を出たアナログ信号の二次音は所
定の増幅率を持つアンプ（増幅手段）３３で増幅され、
ラウドスピーカ（音響アクチュエータ）３４から単室内
に発せられる． 次に、この例の作用を説明すると、矩形波生成装置１１
では、こもり音の半周期である９０゜信号（パルス信号
）にてフリップフロップ回路を起動することにより、デ
ューティ比５０％の矩形波が生戊される．ここに、高価
なプロセッサユニｙ｝による演算を行わずにデューティ
比５０％の矩形波が得られている． また、この矩形波はサンプリングクロックとの論理積に
より所定の振幅の矩形波を表現するディジタル信号に変
換され、このディジタル信号の位相と振幅の各処理は、
位相器１３とＡＮＤ１４により、ディジタル信号処理に
て行なわれる．ここに、アナログ信号処理と相違して、
ディジタル信号処理によれば、特性のパラツキや経時変
化の恐れを無くすことができる。しかも、記憶装置２３
からの情報は、ディジタル信号のまま使用されるのでへ
高価なＤ／Ａコンバータなどを設けることは必要でない
． さらに、バンドパスフィルタセット１５と切換装置１６
によれば、複数のバンドパスフィルタの中から、そのと
きのエンジン回転域に対応したパンドパスフィルタが選
択されることで、工冫ジン回転域に応じた高調波戒分の
除去が高精度に行なわれる．というのも、位相と振幅の
各処理の施されたＡＮＤ１４出力は、多くの高調波ｒ＆
分を持つ．つまり、矩形波の基本周波数（この場合、こ
もり音と同じ周波数）の整数倍の周波敗或分を含んでい
る。ところが、実際に低減すべきこもり音は工冫ノン回
転速度にして最低１２００ＲＰＭぐらいから最高７２　
０　Ｏ　ＲＰＭぐらいの範囲にわたって発生することも
あり、周波数にすると４気筒エンジンでは４０Ｈｚから
２４０Ｈｚ＋７）範囲となるため、単一のバンドパスフ
ィルタあるいはローパスフィルタでは高調波或分を通し
てしまう．こうした事態は通過帯域の相違する複数のバ
ンドパス７イルタを設け、いずれかを選択することで、
解決されているのである． 第７図は他の実施例で、この例は低減のＮｔＩＫとなる
こもり音の周波数範囲が上で述べたほど広くない場合に
対するものである。低滅ＩＪとする周波数の上限値が下
限値の２倍よりもやや高い場合で具体的に述べると，Ａ
ＮＤ１４の出力はＤ／Ａフンバータ３１によりアナログ
信号に変換され、ローバスフィルタ１８に送られる。
ローパスフィルタ１８は第８図に示すよう，な特性を持
つアナログフィルタで、図中のｆｌは第５図のｆｌと同
じく制御Ｎ象となるこもり音の最低周波数であ９、ｆ２
はｆ２＜　２　Ｘｆｌを満たす．一方、ｆ３はｆ３＝２
Ｘｆ＋を満たす．すなわち、周波敗ｆ１を基本周波数に
持つ矩形波を土戊したとき、その倍の周波数ｒ＆分はＬ
ｄＢだけ下げられて出力されるので、Ｌを適切に選べば
単室内に出力されてもスにならないレベルにまで、高調
波或分を抑えること力Ｃできる．また、ｆ２以上の周波
数のこもり音に対しては、ローパスフィルタ１８で下げ
られる分を、記憶装ｌ！２３からの振幅情報にて予めか
さ上げしておけば良い． なお、こうしたローパスフィルタ１８の代わりに、第９
図に示すように、ディジタルローバスフィルタ（図では
ＤＬＰＦで表記する）１９を設けても構わない． 弟１０図は上記各実施例に共通するこの発明の主要な部
分の７ローチャートである． なお、各実施例においては、記憶装置２３から位相情報
や振幅情報を呼び出して位相器１４とＡＮＤ１５に提供
するものを示したが、この部分はこの発明の要部ではな
い．したがって、それらの情報は単室内騒音を検知して
７イードパック制御で求めるようにすることもできる． また、上記いずれの実施例においても、１゜信号は、４
ス筒や６ス簡エンジンの場合、クランク角２゜ごとに出
力される信号で置き換えることもできる．ただし、周波
数検出装置１２や第６図で示したカウンタ１７の特性は
それに見合ったものでなければならないことはいうまで
もない．上死点信号は、４ｊｔ筒の場合１８０゜ごとの
信号であったが、６ス筒工冫ノンならクランク角１２０
゜ごとの信号に、８気筒エンジンならクランク角９０ご
との信号になる．同様にして、９０゜信号については６
ス筒エンジンならクランク角６０゛ごと、８ス簡エンジ
ンならクランク角４５゜ごとに出力されるパルス信号を
採用する． （発明の効果） この発明によれば、こもり音の半周期を持つパルス信号
からデューティ比５０％の矩形波を生成するとともに、
この矩形波の位相と振幅の各処理をディジタル信号処理
で行うことにしたため、高価なプロセッサユニットを必
要とせず、またＤ／Ａ．Ａ／Ｄコンバータの使用を低減
でき、かつ二次音の基礎となる矩形波の位相と振幅の各
処理を高精度に行うことができる．
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明のクレーム対応図、第２図は一実施例
のブロック図、第３図はこの実施例の矩形波生成装置１
１の７リップ７ロ７ブ回路の作動図、第４図はこの実施
例の積分回路２１の特性図、第５図はこの実施例のバン
ドパスフィルタセット１５の周波数特性図である． 第６図、第７図および第９図はそれぞれ他の実施例のブ
ロック図、第８図は第７図のローパスフィルタ１８およ
び第９図のデイジタルローパスフィルタ１９の周波数特
性図、第１０図は前記各実施例に共通する主要部分の７
ローチャートである．１・・・クランク角センサ、１１
・・・矩形波生威装置、１２・・・周波数検出装置、１
３・・・位相器、１４・・・ＡＮＤ１　１５・・・パン
ドパス７イルタセフト、１６・・・切換装置、１７・・
・カウンタ、１８・・・ローパスフィルタ、１９・・・
ディジタルロ−パスフィルタ、２３・・・記憶装置、３
１・・・Ｄ／Ａコンバータ、３３・・・アンプ、３４・
・・スピーカ、５１・・・パルス信号出力手段、５２・
・・矩形波生成手段、５３・・・デイノタル信号生戊手
段、５４・・・位相処理手段、５５・・・振幅処理手段
、５６・・・高調波或分カット手段、５７・・・Ｄ／Ａ
変換手段、５８・・・増幅手段、５９・・・音響アクチ
ュエー夕。 第２１！Ｉ ］） ］ｂ 第 ３ 図 第 ４ 図 入力パルスの＊ｍ時間 第ｓｔｍ 周 波 数 第６ｉ１ １５ １６ 第 ７図 Ｊ１ 第８図 ｆ１ 周　Ｊ１　　数 ｆ２ ｆ３ 第ｌ

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. エンジンの回転に同期するこもり音に対して、車室内に
    配置した音響アクチュエータから二次音を発生させるこ
    とにより、こもり音を打ち消すようにした車室内騒音の
    低減装置において、前記こもり音の半周期を持つパルス
    信号を出力する手段と、このパルス信号でフリップフロ
    ップ回路を起動して矩形波を生成する手段と、この矩形
    波信号とサンプリングクロックとの論理積により所定の
    振幅の矩形波を表現するディジタル信号を生成する手段
    と、このデイジタル信号に対して位相処理を行う手段と
    、この位相処理のされたディジタル信号と振幅を表現す
    る信号との論理積により適切な振幅を持った短形波のデ
    ィジタル信号を生成する手段と、この振幅処理のされた
    ディジタル信号から高調波成分をカットする手段と、高
    調波成分のカットされたディジタル信号をアナログ信号
    に変換する手段と、このアナログ信号に変換された二次
    音を増幅して前記音響アクチュエータに出力する手段と
    を設けたことを特徴とする車室内騒音の低減装置。
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