JPH0778680B2 - 車室内騒音の低減装置 - Google Patents
車室内騒音の低減装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、エンジンの回転に同期する車室内騒音（特
にこもり音）を打ち消すような音（この音を「二次音」
と称する）を発生させてこもり音を低減するようにした
能動的な車室内騒音の低減装置において、二次音を発生
させる過程、詳しくは二次音をひとつの周波数成分から
なるものとする場合の、二次音の基礎となる信号の発生
方法と、その位相と振幅の処理とに関する。
にこもり音）を打ち消すような音（この音を「二次音」
と称する）を発生させてこもり音を低減するようにした
能動的な車室内騒音の低減装置において、二次音を発生
させる過程、詳しくは二次音をひとつの周波数成分から
なるものとする場合の、二次音の基礎となる信号の発生
方法と、その位相と振幅の処理とに関する。
（従来の技術） 二次音を発生させるようにした能動的な車室内騒音低減
装置には、実開昭62−127052号公報に示すようなものが
ある。
装置には、実開昭62−127052号公報に示すようなものが
ある。
この装置では、低減の対象となるこもり音と同じ周期を
持つエンジンの点火信号（パルス信号）から二次音の基
礎となる矩形波信号が生成される。この場合、矩形波の
デューティ比は50％に保つ必要があることから、プロセ
ッサユニットにて、一つ前のパルスが入力されてより次
のパルスが入力されるまでの時間を計測し、その時間の
半分の時間を矩形波の立ち下がりまでの時間とするとい
う演算が行われる。
持つエンジンの点火信号（パルス信号）から二次音の基
礎となる矩形波信号が生成される。この場合、矩形波の
デューティ比は50％に保つ必要があることから、プロセ
ッサユニットにて、一つ前のパルスが入力されてより次
のパルスが入力されるまでの時間を計測し、その時間の
半分の時間を矩形波の立ち下がりまでの時間とするとい
う演算が行われる。
また、位相処理の施された矩形波はアナログの正弦波に
変換された後、アナログの増幅器で振幅の処理が行われ
る。この振幅処理を行うための制御信号もディジタル−
アナログ変換器（D/Aコンバータ）を通した後のアナロ
グ信号である。
変換された後、アナログの増幅器で振幅の処理が行われ
る。この振幅処理を行うための制御信号もディジタル−
アナログ変換器（D/Aコンバータ）を通した後のアナロ
グ信号である。
（発明が解決しようとする課題） ところで、このような装置では、矩形波のデューティ比
50％を確保するために、高価なプロセッサユニットが必
要となること、矩形波の振幅処理を行うための制御信号
を通すD/Aコンバータも高価であることなどが、装置の
コストを押し上げている。
50％を確保するために、高価なプロセッサユニットが必
要となること、矩形波の振幅処理を行うための制御信号
を通すD/Aコンバータも高価であることなどが、装置の
コストを押し上げている。
一方、矩形波の振幅処理をアナログの増幅器で行うので
は増幅度の線形性や位相特性のバラツキの少なさを保証
することが難しい。
は増幅度の線形性や位相特性のバラツキの少なさを保証
することが難しい。
この発明はこのような従来の問題点に着目してなされた
もので、こもり音の半周期を持つパルス信号からデュー
ティ比50％の矩形波を生成するとともに、この矩形波の
位相と振幅の各処理をディジタル信号処理で行うことに
より、高価なプロセッサユニットによる演算を行わずに
デューティ比50％の矩形波を生成させるとともに、D/A
コンバータやアナログ−ディジタル変換器（A/Dコンバ
ータ）を極力少なくし、しかも特性のバラツキや経時変
化のおそれをなくすようにした装置を提供することを目
的とする。
もので、こもり音の半周期を持つパルス信号からデュー
ティ比50％の矩形波を生成するとともに、この矩形波の
位相と振幅の各処理をディジタル信号処理で行うことに
より、高価なプロセッサユニットによる演算を行わずに
デューティ比50％の矩形波を生成させるとともに、D/A
コンバータやアナログ−ディジタル変換器（A/Dコンバ
ータ）を極力少なくし、しかも特性のバラツキや経時変
化のおそれをなくすようにした装置を提供することを目
的とする。
（課題を解決するための手段） この発明は、エンジンの回転に同期するこもり音に対し
て、車室内に配置した音響アクチュエータから二次音を
発生させることにより、こもり音を打ち消すようにした
車室内騒音の低減装置において、前記こもり音の半周期
を持つパルス信号を出力する手段51と、このパルス信号
でフリップフロップ回路を起動して矩形波を生成する手
段52と、この矩形波信号とサンプリングクロックとの論
理積により所定の振幅の矩形波を表現するディジタル信
号を生成する手段53と、このディジタル信号に対して位
相処理を行う手段54と、この位相処理のされたディジタ
ル信号と振幅を表現する信号との論理積により適切な振
幅を持った矩形波のディジタル信号を生成する手段55
と、この振幅処理のされたディジタル信号から高調波成
分をカットする手段56と、高調波成分のカットされたデ
ィジタル信号をアナログ信号に変換する手段57と、この
アナログ信号に変換された二次音を増幅して前記音響ア
クチュエータ59に出力する手段58とを設けた。
て、車室内に配置した音響アクチュエータから二次音を
発生させることにより、こもり音を打ち消すようにした
車室内騒音の低減装置において、前記こもり音の半周期
を持つパルス信号を出力する手段51と、このパルス信号
でフリップフロップ回路を起動して矩形波を生成する手
段52と、この矩形波信号とサンプリングクロックとの論
理積により所定の振幅の矩形波を表現するディジタル信
号を生成する手段53と、このディジタル信号に対して位
相処理を行う手段54と、この位相処理のされたディジタ
ル信号と振幅を表現する信号との論理積により適切な振
幅を持った矩形波のディジタル信号を生成する手段55
と、この振幅処理のされたディジタル信号から高調波成
分をカットする手段56と、高調波成分のカットされたデ
ィジタル信号をアナログ信号に変換する手段57と、この
アナログ信号に変換された二次音を増幅して前記音響ア
クチュエータ59に出力する手段58とを設けた。
（作用） 矩形波生成手段52では、こもり音の半周期のパルス信号
にてフリップフロップ回路を起動することにより、高価
なプロセッサユニットによる演算を行わずにデューティ
比50％の矩形波が得られる。
にてフリップフロップ回路を起動することにより、高価
なプロセッサユニットによる演算を行わずにデューティ
比50％の矩形波が得られる。
また、ディジタル信号生成手段53では、この矩形波とサ
ンプリングクロックとの論理積により所定の振幅の矩形
波を表現するディジタル信号に変換され、このディジタ
ル信号の位相と振幅の各処理は、位相処理手段54と振幅
処理手段55により、ディジタル信号処理にて行われる。
ンプリングクロックとの論理積により所定の振幅の矩形
波を表現するディジタル信号に変換され、このディジタ
ル信号の位相と振幅の各処理は、位相処理手段54と振幅
処理手段55により、ディジタル信号処理にて行われる。
（実施例） 第２図は一実施例のシステム図で、ここでは４気筒エン
ジンの場合で説明する。１はクランク角１°ごとのパル
ス信号（このパルス信号を「１°信号」と称す）と、イ
ンジェクタ３の噴射タイミングを決めるために使用され
るクランク角180°ごとのパルス信号（この信号を「上
死点信号」と称す）を出力するクランク角センサで、両
信号はエンジンコントロールユニット２に送られるとと
もに、１°信号は周波数検出装置12に送られる。
ジンの場合で説明する。１はクランク角１°ごとのパル
ス信号（このパルス信号を「１°信号」と称す）と、イ
ンジェクタ３の噴射タイミングを決めるために使用され
るクランク角180°ごとのパルス信号（この信号を「上
死点信号」と称す）を出力するクランク角センサで、両
信号はエンジンコントロールユニット２に送られるとと
もに、１°信号は周波数検出装置12に送られる。
周波数検出装置12は一種のカウンタで構成され、単位時
間当たりの１°信号のパルス数を数えてそのときのエン
ジン回転速度を求め、このエンジン回転速度を表現する
ディジタル信号を出力する。
間当たりの１°信号のパルス数を数えてそのときのエン
ジン回転速度を求め、このエンジン回転速度を表現する
ディジタル信号を出力する。
上記クランク角センサ１からは、さらに上死点信号の半
分の周期（クランク角90°ごと）を持つパルス信号（こ
の信号を「90°信号」と称す）が出力され、この90°信
号は矩形波生成装置11に送られる。なお、クランク角セ
ンサ１より90°信号を出力させることは必須ではない。
たとえば、第６図で示すように、分周器としての機能を
持たせたカウンタ17を用意し、ここで上死点信号を受け
取ったときと、受け取ったあと所定の個数の１°信号を
受け取るごとに、それぞれひとつのパルス信号を出力さ
せることにより、結果的に90°信号と同等のパルス信号
を出力させることもできる。つまり、第２図ではクラン
ク角センサ１が、第６図ではクランク角センサ４とカウ
ンタ17とがそれぞれ第１図のパルス信号出力手段51を構
成する。
分の周期（クランク角90°ごと）を持つパルス信号（こ
の信号を「90°信号」と称す）が出力され、この90°信
号は矩形波生成装置11に送られる。なお、クランク角セ
ンサ１より90°信号を出力させることは必須ではない。
たとえば、第６図で示すように、分周器としての機能を
持たせたカウンタ17を用意し、ここで上死点信号を受け
取ったときと、受け取ったあと所定の個数の１°信号を
受け取るごとに、それぞれひとつのパルス信号を出力さ
せることにより、結果的に90°信号と同等のパルス信号
を出力させることもできる。つまり、第２図ではクラン
ク角センサ１が、第６図ではクランク角センサ４とカウ
ンタ17とがそれぞれ第１図のパルス信号出力手段51を構
成する。
矩形波生成装置11はフリップフロップ回路と所定のディ
ジタル信号を出力する回路とからなり、フリップフロッ
プ回路は第３図に示すように90°信号の立ち上がりに同
期して矩形波を立ち上げ、または立ち下げる。また、こ
の装置11には図示しないサンプリングクロックが入力さ
れており、第３図で示した矩形波のレベルがＨ（ハイレ
ベル）にあるときに、そのサンプリングクロックに同期
して、前記所定のディジタル信号を出力する。この矩形
波生成装置11は第１図の矩形波生成手段52とディジタル
信号生成手段53とを構成するものである。
ジタル信号を出力する回路とからなり、フリップフロッ
プ回路は第３図に示すように90°信号の立ち上がりに同
期して矩形波を立ち上げ、または立ち下げる。また、こ
の装置11には図示しないサンプリングクロックが入力さ
れており、第３図で示した矩形波のレベルがＨ（ハイレ
ベル）にあるときに、そのサンプリングクロックに同期
して、前記所定のディジタル信号を出力する。この矩形
波生成装置11は第１図の矩形波生成手段52とディジタル
信号生成手段53とを構成するものである。
エンジンコントロールユニット２からの負荷信号は、イ
ンジェクタ３に送られる燃料制御信号である。これは、
燃料制御信号（パルス信号）の持続時間（パルス幅）が
インジェクタ３の噴射時間に相当、つまりエンジン負荷
に対応するからである。
ンジェクタ３に送られる燃料制御信号である。これは、
燃料制御信号（パルス信号）の持続時間（パルス幅）が
インジェクタ３の噴射時間に相当、つまりエンジン負荷
に対応するからである。
この負荷信号は積分回路21に入力され、積分回路21から
は、第４図で示すように、負荷信号（入力パルス）の持
続時間に比例した電圧値が出力がされる。この回路21
は、アナログ回路，ディジタル回路のいずれによっても
容易に実現される。
は、第４図で示すように、負荷信号（入力パルス）の持
続時間に比例した電圧値が出力がされる。この回路21
は、アナログ回路，ディジタル回路のいずれによっても
容易に実現される。
積分回路21の出力はコンパレータ22によりディジタル信
号に変換されて出力される。つまり、コンパレータ22
は、入力電圧値を表現するディジタル信号を出力するた
めに設けられ、コンパレータ22への入力値が連続的であ
っても出力が表現するレベルは離散的である。ここに、
負荷信号を積分回路21とコンパレータ22を通すことによ
って、エンジンの負荷レベルを表現するディジタル信号
が得られるのである。
号に変換されて出力される。つまり、コンパレータ22
は、入力電圧値を表現するディジタル信号を出力するた
めに設けられ、コンパレータ22への入力値が連続的であ
っても出力が表現するレベルは離散的である。ここに、
負荷信号を積分回路21とコンパレータ22を通すことによ
って、エンジンの負荷レベルを表現するディジタル信号
が得られるのである。
この負荷レベルを表現するディジタル信号と、周波数検
出装置12からのエンジン回転速度を表現するディジタル
信号との２つのディジタル信号が入力される記憶装置23
では、所定の位相情報と振幅情報（いずれもディジタル
信号）を該装置内の記憶領域から呼び出し、位相器13と
AND14に出力する。
出装置12からのエンジン回転速度を表現するディジタル
信号との２つのディジタル信号が入力される記憶装置23
では、所定の位相情報と振幅情報（いずれもディジタル
信号）を該装置内の記憶領域から呼び出し、位相器13と
AND14に出力する。
位相器13では、記憶装置23から位相情報にしたがって、
矩形波生成装置11からの矩形波信号を遅延させる。この
矩形波信号はディジタル信号であるから、上記位相情報
は具体的には遅延すべきクロック数ということになる。
矩形波生成装置11からの矩形波信号を遅延させる。この
矩形波信号はディジタル信号であるから、上記位相情報
は具体的には遅延すべきクロック数ということになる。
AND14は、この位相処理の施された矩形波信号に対し
て、振幅処理を行う。具体的には論理積を実現する回路
であり、位相器13からのディジタル信号が、矩形波がハ
イレベルにある部分を表現するものであるときに限り、
記憶装置23からの振幅情報をそのまま出力する。この振
幅情報は、最終的に出力する二次音の振幅をディジタル
信号で表現するものである。
て、振幅処理を行う。具体的には論理積を実現する回路
であり、位相器13からのディジタル信号が、矩形波がハ
イレベルにある部分を表現するものであるときに限り、
記憶装置23からの振幅情報をそのまま出力する。この振
幅情報は、最終的に出力する二次音の振幅をディジタル
信号で表現するものである。
位相器13とAND14は第１図の位相処理手段54と振幅処理
手段55とをそれぞれ構成する。
手段55とをそれぞれ構成する。
AND14からの矩形波信号は、複数のバンドパスフィルタ
（図では３つのBPF1〜BPF3で表記する）のセット15に入
力される。バンドパスフィルタセット15を構成する個々
のバンドパスフィルタはAND14からの矩形波信号より高
調波成分をカットするためのもので、第５図のような通
過帯域特性を持つ。図においてf1は制御対象となるこも
り音の最低周波数であり、f2はf2＜２×f1を満たし、f3
はf3＜２×f2を満たす。f4についても同様である。具体
的には個々のバンドパスフィルタをFIR（有限インパル
ス応答）フィルタで実現すると、位相特性は所望の特性
に設定される。つまり、フィルタ切換周波数（ここでは
f2とf3）における位相特性が切換前後のフィルタで連続
するように個々のフィルタの位相特性を設定すること
で、フィルタ切換時に位相のずれを起こさないようにす
ることができるのである。
（図では３つのBPF1〜BPF3で表記する）のセット15に入
力される。バンドパスフィルタセット15を構成する個々
のバンドパスフィルタはAND14からの矩形波信号より高
調波成分をカットするためのもので、第５図のような通
過帯域特性を持つ。図においてf1は制御対象となるこも
り音の最低周波数であり、f2はf2＜２×f1を満たし、f3
はf3＜２×f2を満たす。f4についても同様である。具体
的には個々のバンドパスフィルタをFIR（有限インパル
ス応答）フィルタで実現すると、位相特性は所望の特性
に設定される。つまり、フィルタ切換周波数（ここでは
f2とf3）における位相特性が切換前後のフィルタで連続
するように個々のフィルタの位相特性を設定すること
で、フィルタ切換時に位相のずれを起こさないようにす
ることができるのである。
バンドパスフィルタセット15からの複数の信号の入力さ
れる切換装置16では、周波数検出装置12からの信号を切
換信号として、複数の入力信号のうちいずれかを選択
し、選択した信号だけを出力する。つまり、切換装置16
からはそのときのエンジン回転数に対応して発生するこ
もり音と同じ周波数成分のみが通過される。バンドパス
フィルタセット15と切換装置16とは第１図の高調波成分
カット手段56を構成するものである。
れる切換装置16では、周波数検出装置12からの信号を切
換信号として、複数の入力信号のうちいずれかを選択
し、選択した信号だけを出力する。つまり、切換装置16
からはそのときのエンジン回転数に対応して発生するこ
もり音と同じ周波数成分のみが通過される。バンドパス
フィルタセット15と切換装置16とは第１図の高調波成分
カット手段56を構成するものである。
切換装置16からの出力は、D/Aコンバータ（D/A変換手
段）31でアナログ信号に変換される。ローパスフィルタ
（図ではLPFで表記する）32はD/Aコンバータ31での処理
で生ずる高周波成分を取り除くためのものである。
段）31でアナログ信号に変換される。ローパスフィルタ
（図ではLPFで表記する）32はD/Aコンバータ31での処理
で生ずる高周波成分を取り除くためのものである。
ローパスフィルタ32を出たアナログ信号の二次音は所定
の増幅率を持つアンプ（増幅手段）33で増幅され、ラウ
ドスピーカ（音響アクチュエータ）34から車室内に発せ
られる。
の増幅率を持つアンプ（増幅手段）33で増幅され、ラウ
ドスピーカ（音響アクチュエータ）34から車室内に発せ
られる。
次に、この例の作用を説明すると、矩形波生成装置11で
は、こもり音の半周期である90°信号（パルス信号）に
てフリップフロップ回路を起動することにより、デュー
ティ比50％の矩形波が生成される。ここに、高価なプロ
セッサユニットによる演算を行わずにデューティ比50％
の矩形波が得られている。
は、こもり音の半周期である90°信号（パルス信号）に
てフリップフロップ回路を起動することにより、デュー
ティ比50％の矩形波が生成される。ここに、高価なプロ
セッサユニットによる演算を行わずにデューティ比50％
の矩形波が得られている。
また、この矩形波はサンプリングクロックとの論理積に
より所定の振幅の矩形波を表現するディジタル信号に変
換され、このディジタル信号の位相と振幅の各処理は、
位相器13とAND14により、ディジタル信号処理にて行な
われる。ここに、アナログ信号処理と相違して、ディジ
タル信号処理によれば、特性のバラツキや経時変化の恐
れを無くすことができる。しかも、記憶装置23からの情
報は、ディジタル信号のまま使用されるので、高価なD/
Aコンバータなどを設けることは必要でない。
より所定の振幅の矩形波を表現するディジタル信号に変
換され、このディジタル信号の位相と振幅の各処理は、
位相器13とAND14により、ディジタル信号処理にて行な
われる。ここに、アナログ信号処理と相違して、ディジ
タル信号処理によれば、特性のバラツキや経時変化の恐
れを無くすことができる。しかも、記憶装置23からの情
報は、ディジタル信号のまま使用されるので、高価なD/
Aコンバータなどを設けることは必要でない。
さらに、バンドパスフィルタセット15と切換装置16によ
れば、複数のバンドパスフィルタの中から、そのときの
エンジン回転域に対応したバンドパスフィルタが選択さ
れることで、エンジン回転域に応じた高調波成分の除去
が高精度に行なわれる。というのも、位相と振幅の各処
理の施されたAND14出力は、多くの高調波成分を持つ。
つまり、矩形波の基本周波数（この場合、こもり音と同
じ周波数）の整数倍の周波数成分を含んでいる。ところ
が、実際に低減すべきこもり音はエンジン回転速度にし
て最低1200RPMぐらいから最高7200RPMぐらいの範囲にわ
たって発生することもあり、周波数にすると４気筒エン
ジンでは40Hzから240Hzの範囲となるため、単一のバン
ドパスフィルタあるいはローパスフィルタでは高調波成
分を通してしまう。こうした事態は通過帯域の相違する
複数のバンドパスフィルタを設け、いずれかを選択する
ことで、解決されているのである。
れば、複数のバンドパスフィルタの中から、そのときの
エンジン回転域に対応したバンドパスフィルタが選択さ
れることで、エンジン回転域に応じた高調波成分の除去
が高精度に行なわれる。というのも、位相と振幅の各処
理の施されたAND14出力は、多くの高調波成分を持つ。
つまり、矩形波の基本周波数（この場合、こもり音と同
じ周波数）の整数倍の周波数成分を含んでいる。ところ
が、実際に低減すべきこもり音はエンジン回転速度にし
て最低1200RPMぐらいから最高7200RPMぐらいの範囲にわ
たって発生することもあり、周波数にすると４気筒エン
ジンでは40Hzから240Hzの範囲となるため、単一のバン
ドパスフィルタあるいはローパスフィルタでは高調波成
分を通してしまう。こうした事態は通過帯域の相違する
複数のバンドパスフィルタを設け、いずれかを選択する
ことで、解決されているのである。
第７図は他の実施例で、この例は低減の対象となるこも
り音の周波数範囲が上で述べたほど広くない場合に対す
るものである。低減対象とする周波数の上限値が下限値
の２倍よりもやや高い場合で具体的に述べると、AND14
の出力はD/Aコンバータ31によりアナログ信号に変換さ
れ、ローパスフィルタ18に送られる。
り音の周波数範囲が上で述べたほど広くない場合に対す
るものである。低減対象とする周波数の上限値が下限値
の２倍よりもやや高い場合で具体的に述べると、AND14
の出力はD/Aコンバータ31によりアナログ信号に変換さ
れ、ローパスフィルタ18に送られる。
ローパスフィルタ18は第８図に示すような特性を持つア
ナログフィルタで、図中のf1は第５図のf1と同じく制御
対象となるこもり音の最低周波数であり、f2はf2＜２×
f1を満たす。一方、f3はf3＝２×f1を満たす。すなわ
ち、周波数f1を基本周波数に持つ矩形波を生成したと
き、その倍の周波数成分はLdBだけ下げられて出力され
るので、Ｌを適切に選べば車室内に出力されても気にな
らないレベルにまで、高調波成分を抑えることができ
る。また、f2以上の周波数のこもり音に対しては、ロー
パスフィルタ18で下げられる分を、記憶装置23からの振
幅情報にて予めかさ上げしておけば良い。
ナログフィルタで、図中のf1は第５図のf1と同じく制御
対象となるこもり音の最低周波数であり、f2はf2＜２×
f1を満たす。一方、f3はf3＝２×f1を満たす。すなわ
ち、周波数f1を基本周波数に持つ矩形波を生成したと
き、その倍の周波数成分はLdBだけ下げられて出力され
るので、Ｌを適切に選べば車室内に出力されても気にな
らないレベルにまで、高調波成分を抑えることができ
る。また、f2以上の周波数のこもり音に対しては、ロー
パスフィルタ18で下げられる分を、記憶装置23からの振
幅情報にて予めかさ上げしておけば良い。
なお、こうしたローパスフィルタ18の代わりに、第９図
に示すように、ディジタルローパスフィルタ（図ではDL
PFで表記する）19を設けても構わない。
に示すように、ディジタルローパスフィルタ（図ではDL
PFで表記する）19を設けても構わない。
第10図は上記各実施例に共通するこの発明の主要な部分
のフローチャートである。
のフローチャートである。
なお、各実施例においては、記憶装置23から位相情報や
振幅情報を呼び出して位相器14とAND15に提供するもの
を示したが、この部分はこの発明の要部ではない。した
がって、それらの情報は車室内騒音を検知してフィード
バック制御で求めるようにすることもできる。
振幅情報を呼び出して位相器14とAND15に提供するもの
を示したが、この部分はこの発明の要部ではない。した
がって、それらの情報は車室内騒音を検知してフィード
バック制御で求めるようにすることもできる。
また、上記いずれの実施例においても、１°信号は、４
気筒や６気筒エンジンの場合、クランク角２°ごとに出
力される信号で置き換えることもできる。ただし、周波
数検出装置12や第６図で示したカウンタ17の特性はそれ
に見合ったものでなければならないことはいうまでもな
い。上死点信号は、４気筒の場合180°ごとの信号であ
ったが、６気筒エンジンならクランク角120°ごとの信
号に、８気筒エンジンならクランク角90°ごとの信号に
なる。同様にして、90°信号については６気筒エンジン
ならクランク角60°ごと、８気筒エンジンならクランク
角45°ごとに出力されるパルス信号を採用する。
気筒や６気筒エンジンの場合、クランク角２°ごとに出
力される信号で置き換えることもできる。ただし、周波
数検出装置12や第６図で示したカウンタ17の特性はそれ
に見合ったものでなければならないことはいうまでもな
い。上死点信号は、４気筒の場合180°ごとの信号であ
ったが、６気筒エンジンならクランク角120°ごとの信
号に、８気筒エンジンならクランク角90°ごとの信号に
なる。同様にして、90°信号については６気筒エンジン
ならクランク角60°ごと、８気筒エンジンならクランク
角45°ごとに出力されるパルス信号を採用する。
（発明の効果） この発明によれば、こもり音の半周期を持つパルス信号
からデューティ比50％の矩形波を生成するとともに、こ
の矩形波の位相と振幅の各処理をディジタル信号処理で
行うことにしたため、高価なプロセッサユニットを必要
とせず、またD/A,A/Dコンバータの使用を低減でき、か
つ二次音の基礎となる矩形波の位相と振幅の各処理を高
精度に行うことができる。
からデューティ比50％の矩形波を生成するとともに、こ
の矩形波の位相と振幅の各処理をディジタル信号処理で
行うことにしたため、高価なプロセッサユニットを必要
とせず、またD/A,A/Dコンバータの使用を低減でき、か
つ二次音の基礎となる矩形波の位相と振幅の各処理を高
精度に行うことができる。
第１図はこの発明のクレーム対応図、第２図は一実施例
のブロック図、第３図はこの実施例の矩形波生成装置11
のフリップフロップ回路の作動図、第４図はこの実施例
の積分回路21の特性図、第５図はこの実施例のバンドパ
スフィルタセット15の周波数特性図である。 第６図、第７図および第９図はそれぞれ他の実施例のブ
ロック図、第８図は第７図のローパスフィルタ18および
第９図のディジタルローパスフィルタ19の周波数特性
図、第10図は前記各実施例に共通する主要部分のフロー
チャートである。 １……クランク角センサ、11……矩形波生成装置、12…
…周波数検出装置、13……位相器、14……AND、15……
バンドパスフィルタセット、16……切換装置、17……カ
ウンタ、18……ローパスフィルタ、19……ディジタルロ
ーパスフィルタ、23……記憶装置、31……D/Aコンバー
タ、33……アンプ、34……スピーカ、51……パルス信号
出力手段、52……矩形波生成手段、53……ディジタル信
号生成手段、54……位相処理手段、55……振幅処理手
段、56……高調波成分カット手段、57……D/A変換手
段、58……増幅手段、59……音響アクチュエータ。
のブロック図、第３図はこの実施例の矩形波生成装置11
のフリップフロップ回路の作動図、第４図はこの実施例
の積分回路21の特性図、第５図はこの実施例のバンドパ
スフィルタセット15の周波数特性図である。 第６図、第７図および第９図はそれぞれ他の実施例のブ
ロック図、第８図は第７図のローパスフィルタ18および
第９図のディジタルローパスフィルタ19の周波数特性
図、第10図は前記各実施例に共通する主要部分のフロー
チャートである。 １……クランク角センサ、11……矩形波生成装置、12…
…周波数検出装置、13……位相器、14……AND、15……
バンドパスフィルタセット、16……切換装置、17……カ
ウンタ、18……ローパスフィルタ、19……ディジタルロ
ーパスフィルタ、23……記憶装置、31……D/Aコンバー
タ、33……アンプ、34……スピーカ、51……パルス信号
出力手段、52……矩形波生成手段、53……ディジタル信
号生成手段、54……位相処理手段、55……振幅処理手
段、56……高調波成分カット手段、57……D/A変換手
段、58……増幅手段、59……音響アクチュエータ。
Claims (1)
- 【請求項１】エンジンの回転に同期するこもり音に対し
て、車室内に配置した音響アクチュエータから二次音を
発生させることにより、こもり音を打ち消すようにした
車室内騒音の低減装置において、前記こもり音の半周期
を持つパルス信号を出力する手段と、このパルス信号で
フリップフロップ回路を起動して矩形波を生成する手段
と、この矩形波信号とサンプリングクロックとの論理積
により所定の振幅の矩形波を表現するディジタル信号を
生成する手段と、このディジタル信号に対して位相処理
を行う手段と、この位相処理のされたディジタル信号と
振幅を表現する信号との論理積により適切な振幅を持っ
た矩形波のディジタル信号を生成する手段と、この振幅
処理のされたディジタル信号から高調波成分をカットす
る手段と、高調波成分のカットされたディジタル信号を
アナログ信号に変換する手段と、このアナログ信号に変
換された二次音を増幅して前記音響アクチュエータに出
力する手段とを設けたことを特徴とする車室内騒音の低
減装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1190905A JPH0778680B2 (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | 車室内騒音の低減装置 |
| DE69029230T DE69029230T2 (de) | 1989-07-24 | 1990-07-24 | System zur Verringerung des Lärmpegels in Fahrzeugkabinen |
| US07/556,541 US5111507A (en) | 1989-07-24 | 1990-07-24 | System for reducing noise level in vehicular cabin |
| EP90308078A EP0410685B1 (en) | 1989-07-24 | 1990-07-24 | System for reducing noise level in vehicular cabin |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1190905A JPH0778680B2 (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | 車室内騒音の低減装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0354994A JPH0354994A (ja) | 1991-03-08 |
| JPH0778680B2 true JPH0778680B2 (ja) | 1995-08-23 |
Family
ID=16265670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1190905A Expired - Lifetime JPH0778680B2 (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | 車室内騒音の低減装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5111507A (ja) |
| EP (1) | EP0410685B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0778680B2 (ja) |
| DE (1) | DE69029230T2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR930007959B1 (ko) * | 1990-12-19 | 1993-08-25 | 주식회사 금성사 | 에어컨디셔너의 소음 저감장치 및 방법 |
| JPH04296897A (ja) * | 1991-03-27 | 1992-10-21 | Tsudakoma Corp | 織機の騒音減衰装置 |
| JPH06330763A (ja) * | 1993-05-21 | 1994-11-29 | Nippondenso Co Ltd | エンジン騒音制御装置 |
| US5692052A (en) * | 1991-06-17 | 1997-11-25 | Nippondenso Co., Ltd. | Engine noise control apparatus |
| US5404409A (en) * | 1991-07-31 | 1995-04-04 | Fujitsu Ten Limited | Adaptive filtering means for an automatic sound controlling apparatus |
| JP2530779B2 (ja) * | 1991-09-05 | 1996-09-04 | 株式会社日立製作所 | 騒音低減装置 |
| US5237617A (en) * | 1991-10-17 | 1993-08-17 | Walter Miller | Sound effects generating system for automobiles |
| JP2921232B2 (ja) * | 1991-12-27 | 1999-07-19 | 日産自動車株式会社 | 能動型不快波制御装置 |
| JP2876874B2 (ja) * | 1992-03-04 | 1999-03-31 | 日産自動車株式会社 | 車両用能動型騒音制御装置 |
| US5485523A (en) * | 1992-03-17 | 1996-01-16 | Fuji Jukogyo Kabushiki Kaisha | Active noise reduction system for automobile compartment |
| DE69327885T2 (de) * | 1992-05-26 | 2000-10-05 | Fujitsu Ten Ltd., Kobe | Lärm-Kontroll-Gerät |
| JPH06149268A (ja) * | 1992-11-02 | 1994-05-27 | Fuji Heavy Ind Ltd | 車室内騒音低減装置 |
| JP3410129B2 (ja) * | 1992-12-25 | 2003-05-26 | 富士重工業株式会社 | 車室内騒音低減装置 |
| JP3099217B2 (ja) * | 1994-04-28 | 2000-10-16 | 株式会社ユニシアジェックス | 自動車用アクティブ騒音制御装置 |
| US5526292A (en) * | 1994-11-30 | 1996-06-11 | Lord Corporation | Broadband noise and vibration reduction |
| US5754662A (en) * | 1994-11-30 | 1998-05-19 | Lord Corporation | Frequency-focused actuators for active vibrational energy control systems |
| US5677960A (en) * | 1995-05-11 | 1997-10-14 | Victor Company Of Japan, Ltd. | On-vehicle sound control apparatus |
| US6654467B1 (en) * | 1997-05-07 | 2003-11-25 | Stanley J. York | Active noise cancellation apparatus and method |
| RU2275520C2 (ru) * | 2003-02-03 | 2006-04-27 | Тольяттинский государственный университет | Способ и устройство комплексного снижения шума транспортного средства |
| JP4016966B2 (ja) * | 2004-04-13 | 2007-12-05 | 東海ゴム工業株式会社 | 能動型防振装置の駆動方法 |
| US10593317B1 (en) * | 2018-12-20 | 2020-03-17 | Harman International Industries, Incorporated | Reducing audibility of sensor noise floor in a road noise cancellation system |
| US11217221B2 (en) * | 2019-10-03 | 2022-01-04 | GM Global Technology Operations LLC | Automotive noise mitigation |
| CN116499578B (zh) * | 2022-01-19 | 2025-07-18 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 实时提取发动机振动信号的方法、装置、系统及电子设备 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6056938B2 (ja) * | 1977-06-13 | 1985-12-12 | 株式会社鷺宮製作所 | 自動消振装置 |
| JPS57208891A (en) * | 1981-06-17 | 1982-12-22 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Control system of motor driven machine |
| JPS599699A (ja) * | 1982-07-07 | 1984-01-19 | 日産自動車株式会社 | 自動車の車室内音場制御装置 |
| FR2531023B1 (fr) * | 1982-08-02 | 1987-04-30 | Peugeot | Dispositif d'attenuation du bruit dans l'habitacle d'un vehicule automobile |
| GB2126837B (en) * | 1982-08-19 | 1986-07-23 | British Aerospace | Noise suppression |
| US4689821A (en) * | 1985-09-23 | 1987-08-25 | Lockheed Corporation | Active noise control system |
| JPS6374400A (ja) * | 1986-09-18 | 1988-04-04 | Toyota Motor Corp | 車両のこもり音抑制装置 |
-
1989
- 1989-07-24 JP JP1190905A patent/JPH0778680B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-24 US US07/556,541 patent/US5111507A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-24 DE DE69029230T patent/DE69029230T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-24 EP EP90308078A patent/EP0410685B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69029230T2 (de) | 1997-04-24 |
| US5111507A (en) | 1992-05-05 |
| EP0410685A2 (en) | 1991-01-30 |
| DE69029230D1 (de) | 1997-01-09 |
| EP0410685B1 (en) | 1996-11-27 |
| EP0410685A3 (en) | 1992-09-23 |
| JPH0354994A (ja) | 1991-03-08 |
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