JPH0355986A - Ｍｕｓｅ―５２５本コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、テレビジョン方式の変換器に関し、特にＭ
ＵＳＥ方式からＮＴＳＣ方式もしくはＥＤＴＶ方式にテ
レビジョン信号を変換するＭＵＳＥ５２５本コンバータ
に関するものである。

〔従来の技術〕

第１２図は昭和６３年電子情報通信学会春季全国大会で
発表されたＭＵＳＥ−５　２　５本コンバータの構威図
を示す． 図において、入力端子１にはＭＵＳＥベースバンド信号
が入力される．８ビッ｝Ａ／Ｄ変換器２によりＡ／Ｄ変
換された後、ディエンファシス回路３及び音声データ分
離．ＰＬＬ，コントロール信号発生回路９に入力される
．ディエンファシス回路３の出力１０３は水平走査時間
変換，１１２５本→１０５０本走査線変換回路４に入力
される．水平走査時間変換，１１２５本→１０５０本走
査線変換回路４の出力１０４は輝度信号系の処理回路で
あるフィールド内内挿，垂直ＬＰＦ，１０５０本→５２
５本インタレース変換回路６と色信号系の処理回路であ
るフィールド内内挿，ＴＣＩデコード，５２５本インタ
レース変換回路７に各々入力される。前記輝度信号系の
処理回路６の出力１０６は８ビットＤ／Ａ変換器１３ａ
を介して逆マトリックス回路８の一つの入力に入力され
る．一方、前記色信号系処理回路７の出力（色差出力）
１０８．１０９は各々８ビットＤ／Ａ変換器１３ｂ，１
３ｃを介して逆マトリックス回路８の他の入力に各々入
力される．逆マトリックス回路８の出力１１２，１１３
，１１４は各々Ｒ，　Ｇ，　Ｂに変換された信号であり
、出力端子１０，１１．１２を経て後段の回路に出力さ
れる． 次に動作について説明する。

ＭＵＳＥ信号から５２５本の信号へ変換するにはＭＵＳ
Ｅデコーダと同じ内挿を行う方式，フィールド内内挿の
みを行う方式、及び内挿を全く行わない方式が考えられ
る．装置規模を考えると、ＭＵＳＥｏ内挿を行うものは
適しておらず、内挿を全く行わないＭＵＳＥ信号では折
り返し歪みが多く、得られる画質が不十分となる。そこ
で本装置ではフィールド内内挿のみを行う方式とした。

この信号は水平帯域が約１２．２　ＭＨｚである。また
、フレーム間オフセットサブサンプリングによる折り返
し歪みのためにエッジ部分が多少ちらつく。

ところが、ＭＵＳＥの折り返し或分はＯ〜４　ＭＨｚに
は存在しないために、変換後の折り返しはＮＴＳＣ方式
のクロスカラーのように目立つものではない． ハイビジゴン信号を５２５本の信号に変換するためには
アスペクト比の変換と、走査線数の変換を行わなければ
ならない．第１３図に各種の変換方式を示す．真円率．
走査線数変換の点で、■か■の方式が実用的であり、こ
こでは■の方式を採用した．この方式はハイビジッンの
１１２５本から１０５０本アスペクト比４：３の画像を
抜き出して、さらに５２５本に間引く変換で、垂直方向
のフィルタが簡単になる特徴がある． 第１２図に示すＭＵＳＥ−５　２　５本コンバータの構
或では、高速信号処理を避ける工夫としてフィールド内
内挿を５２５本系で行うようにした．また、フィルタの
構或も５２５本系へ間引くためのブリフィルタとフィー
ルド内内挿フィルタとを兼用する構戒とし、回路規模の
低減を図った．〔発明が解決しようとする課題〕 従来のＭＵＳＥ−５　２　５本コンバータ装置は以上の
ように構威されているので、静止画領域では５２５本系
換算で水平帯域が現行ＴＶ並の４．２ＭＨＺしかなく、
モニタの高解像度化が進む中、水平帯域をさらに広げる
必要がある． この発明は上記のような従来のものの問題点を解消する
ためになされたもので、比較的簡単な回路で静止画領域
において５２５本系換算で、水平帯域が理論上約７問２
まで帯域拡大できるＭｔＪＳＥ−５　２　５本コンバー
タ装置を得ることを目的とする． 〔課題を解決するための手段］ この発明に係るＭＵＳＥ−５　２　５本コンバータ装置
は、１１２５本→１０５０本走査線変換回路と、フィー
ルド内内挿回路の間にサンプリング周波数変換回路を追
加したものである。

〔作用〕

この発明におけるＭＵＳＥ−５　２　５本コンバータに
おいてはサンプリング周波数変換回路を追加したことに
より５２５本系換算で最大約７　ＭＨｚまで水平帯域を
拡大できる（ただし、フレーム間オフセットサブサンプ
リング，フィールド間オフセットサブサンプリング及び
インタレースによる折り返し歪みによる画質劣化は無視
する）。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する． 第１図は本発明の一実施例によるＭＵＳＥ−５２５本コ
ンバータを示し、図において、入力端子１にはＭＵＳＥ
ベースハンド信号が入力される．前記入力信号１０１は
８ビッｌ−Ａ／Ｄ変換器２を介してディエンファシス回
路３と音声データ分離，ＰＬＬ，コントロール信号発生
回路９に入力されるディエンファシス回路３の出力１０
３は水平走査時間変換，１１２５本→１０５０本走査線
変換回路４に入力される．水平走査時間変換，１１２５
本→１０５０本走査線変換回路４の出力１０４は輝度信
号処理系であるサンプリング周波数変換回路５と、色信
号処理系であるフィールド内内挿，ＴＣＩデコード，５
２５本インタレース変換回路７に入力される．輝度信号
処理系であるサンプリング周波数変換回路５の出力１０
５はフィールド内内挿．垂直ＬＰＦ，１０５０本→５２
５本インタレース変換回路６に入力される。フィールド
内内挿．垂直ＬＰＦ，１０５０本→５２５本インタレー
ス変換回路６の出力１０６は８ビットＤ／Ａ変換回路１
３ａを介して、逆マトリックス回路８の一つの入力に入
力される．一方、色信号処理系であるフィールド内内挿
．ＴＣＩデコード，５２５本インタレース変換回路７の
出力（色差出力）１０８，１０９は各々８ビットＤ／Ａ
変換器１３ｂ．１３ｅを介して逆マトリックス回路８の
他の入力（２系統）に入力される。逆マトリックス回路
８の出力１１２，１１３，１１４は水平帯域拡大された
Ｒ，Ｇ，Ｂ信号が出力される。

本実施例（第１図）は従来例（第１２図）の回路にサン
プリング周波数変換回路５を追加した装置である。よっ
てサンプリング周波数変換後の回路はサンプリング周波
数変換されたサンプリング周波数で処理される． 以下、サンプリング周波数変換回路について説明する． サンプリング周波数変換回路５に入力される信号は第１
図に示す水平走査時間変換！１１２５本→１０５０本走
査線変換回路４の出力信号である．前記従来例で述べた
ように、ＭＵＳＥベースバンド信号を５２５本系標準方
式に変換するにはライン数．アスペクト比の違いによる
走査時間の違いを補正する必要がある。よってＭＵＳＥ
ベースバンド信号は１走査線当たり４０８画素でサンプ
リング周波数は１６．２　ＭＨｚである。これを５２５
本系標準方式に変換するには１走査線当たり３６０画素
で、サンプリング周波数は１１．３４　ＭＨｚにする必
要がある． また、ＭＵＳＥエンコーダでは４８．６−３２．４　Ｍ
Ｈｚのサンプリング周波数変換を行っている．即ち、デ
コーダでは３２．４→４８．６　ＭＨｚのサンプリング
周波数変換を行う必要があるが、これは内挿された後の
サンプリング周波数変換であり、内挿される前では１６
．２→２４．３　ＭＨｚのサンプリング周波数変換とな
る。よって、本発明によるサンプリング周波数変換は内
挿される前であり、５２５本系換算で１１．３４→１７
．０１　ＭＨｚのサンプリング周波数変換をする。

下記の（１）式に示すように標本化定理によれば、原信
号は標本値により復元でき、次のように表わされる。

ｇ（ｔ）一Σｇ　（ｉＴ）Ｓ　（ｔ−ｉＴ）　　・・・
（１）第２．３．４図に示すように変換前のサンプリン
グ周波数ｆ　ｓ　＝１１．３４　ＭＨｚにおける標本値
をＱ０　１　　Ｑｌ　ｌ　　Ｑｚ　＋　　・・Ｉ　　Ｑ
ＩＯＩ　　ＱｌｌＩ　　Ｑ＋ｚ，　　・・・とし、変換
後のサンプリング周波数ｆ　′ｓ　＝１７．ＯＩ　Ｍｌ
ｌｚにおける標本値をＰ．，Ｐ，，Ｐ．，・・・及びＰ
′。，Ｐ”，，Ｐ′．，・・・とする。Ｑｏ　．Ｑ．．
・・・からＰｏ．Ｐ＋．・・・及びＰ′。，Ｐ′．，・
・・に変換するにはＱ−，ＱＩ，Ｑｔ，・・・をｇ（０
），ｇ（Ｔ）．ｇ　（２Ｔ），・・・（但しＴ　＝　１
／１７．ＯＩＭ）とおき、これを（１）式に代入してｇ
　（ｔ）を求め、これにｐ．，ｐ．，・・・及びＰ′。

，Ｐ’，，・・・の時刻ｔを代入すればよい．しかし、
変換すべきサンプリング周波数が整数比の場合、Ｐｉ及
びＰ′ｉ，Ｑｊは特定の位相関係となるので、もっと簡
単化できる． 即ち、この変換は原理的には１１．３４　ＭＨｚと１７
．０１　ＭＨＺの最小公倍数３４．０２　ＭＨｚによっ
てＰｉを補間すればよいと考えられるが、第２図に示す
ように、５２５本系に水平時間軸変換されたＭＵＳＥベ
ースバンド信号をフィールド間オフセットサンプリング
した形に変換したいので、３４．０２　ＭＨｚ　Ｘ２の
周波数６８．０４　ＭＨｚでＰｉを補関する必要がある
。これを１７．０１　ＭＨｚでフィールド間オフセット
サンプリングしてＱｊとするものである．第３図，第４
図にＴ　＝　１／２２．６８ＭＨｚのときの標本化関数
を６８．０４ＭＨｚでサンプリングした値を図示するよ
うに、Ｓｏ，Ｓ＋　，Ｓｚ，・・・とすれば、上記の特
性の位相関係よりＱｊは次のように分けられる．従って
、ＱｊからＰｉ，Ｐｉ’に変換するためには前記（２）
式に示す６種の補間フィルタを第５図に示すように配置
すればよい． 上記において、総和の項の数を無限大とすれば正しい変
換ができるが、現実には有限である。

方、補間フィルタは周波数領域で考えると、第６図に示
すようなＭＵＳＥ方式の帯域圧縮処理によって生じた高
調波戒分を除去し、ｆ　ｓ　＝１７．ＯＩＭｌｌｚの再
標本化によってベースバンドへ折り返される戒分を取り
除くためのＬＰＦである。原理的には６８．０４　ＭＨ
ｚで動作することから、ｆ　＝５．６７　・ｎ　（ＭＨ
！　）　　（ｎ＝０．　　１，　　２，　−．　　６）
における特性を十分抑えることが必要である． 従って、例えば第７図に示すように１一〇でゲインが１
　．　　ｆ　−５．６７，１１．３４．１７．０１　（
Ｍｌｌｚ　）でゲインが０となるフィルタはｌ３タップ
のトランスバーサルフィルタで実現できる。なお、６種
の補間フィルタのタップ係数を第８図に示す．次に静止
画における水平帯域拡大の理由について述べる。第６図
に示した５２５本系の水平走査時間に時間軸変換された
静止画のＭＵＳＥベースバンド信号を入力信号とし、前
記第７図の特性を持つ６種の補間フィルタ処理をするこ
とで、第９図のように、Ｍ　＝５．６７，１１．３４．
　１７．０１，２２．６８，２８．３５（ＭＨｚ　）に
存在するスペクトルは消滅する。そして、ｆ　ｓ　−１
７．０１　　（ＭＨｚ　）でフィールド間オフセットサ
ンプリングを行うと、第ｌＯ図の斜線部に示す垂直高域
戒分が水平周波数Ｍ＝１２．１５〜２０　［ＭＨｚ　）
まで折り返えされる．これはＭＵＳＥエンコーダの前置
フィルタにより十分帯域制限されているため、忠実に再
生できる．しかし、ＭＵＳＥ−５２５本コンバータでは
フィールド内内挿が前提であるので、静止画領域では時
間方向の折り返し底分を許容しなければならない． よって、実際の画像において水平帯域を拡大すると、静
止画領域ではかえってフリッカなどの時間方向の折り返
し歪みが多くなる可能性もある．動画領域においてもＭ
ＵＳＥエンコーダの動画用前置フィルタにより水平再生
帯域はＭＵＳＥ系で、１６．２　（ＭＨｚ　）　，　　
５　２　５本換算で５．６７　（Ｍｌ｛ｚ　）が最大水
平帯域となる。

この問題は、例えば静止画，動画領域にかかわらず、第
１０図に示す特性の２次元ＬＰＦに通すことで解決する
。このフィルタでは静止画領域ではＭＵＳＥエンコーダ
のフィールド間オフセットサンプリングにより垂直高域
部分に折り返した信号を水平高域部の帯域に戻す働きを
持つ。よって、このフィルタにおいて静止画領域では５
２５本系換算で水平再生帯域が４．２〜５．６７ＭＨｚ
まで帯域拡大する． 最後に第５図で示したサンプリング周波数変換回路の実
際の回路の一実施例を第１１図に示す。

図において、１４は入力端子、１７は出力端子、１０ａ
〜１９ｇは定数乗算器、２０ａ，２０ｂは１サンプル遅
延回路、２１ａ〜２１ｅは加算器、１６ｂ〜１６ｄはＳ
Ｗ回路である。

なお、上記実施例ではＭＵＳＥ−５　２５本（インタレ
ース）コンバータについて説明したが、昭和５９年９月
２０日にテレビジョン学会技術報告会にて発表されたＭ
ＵＳＥ方式受信用標準方式アダプタ装置であってもよく
、上記実施例と同様の効果を奏する。

また、ＭＵＳＥ−５　２　５本ノンインタレースコンバ
ータ装置においても同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば従来のＭＵＳＥ−５２
５本コンバータにサンブリンク周波数変換回路を追加し
たので、静止画領域において水平再生帯域が拡大し、水
平解像度の高い画像が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるＭＵＳＥ〜５２５本
コンバータ装置を示す図、第２図（ａ）はサンプリング
周波数変換前のサンプリングパターンを示す図、第２図
（ｂ）は変換後のサンプリングパターンを示す図、第３
図及び第４図はサンプリング周波数変換の原理を表わし
た図、第５図はサンプリング周波数変換回路の簡単なブ
ロック図、第６図は５２５本の水平走査時間に変換され
た後のＭＵＳＥベースバンド信号の３次元スペクトラム
表示を示す図、第７図はサンプリング周波数変換フィル
タの周波数応答特性を示す図、第８図はサンプリング周
波数変換フィルタのタップ係数を示す図、第９図は静止
画におけるサンプリング周波数変換内挿フィルタ処理後
の３次元スベクトラム表示を示す図、第１０図は静止画
におけるフィールド間オフセットサンプリング処理後の
３次元スペクトラム表示を示す図、第１１図は実際のサ
ンプリング周波数変換回路のプロ・冫ク図、第１２図は
従来のＭＵＳＥ−５２５本コンバータ装置のブロック図
、第１３図はハイビジョンから５２５本方式への変換の
説明図、第１４図（ａ）は２次元ＬＰＦ処理後のサンプ
リングパターンを示す図、第１４図（ｂ）は２次元ＬＰ
Ｆ処理後の３次元スペクトラム表示を示す図である。 図において、１．１４は入力端子、２はＡ／Ｄ変換器、
３はディエンファシス回路、４は水平走査時間変換，１
１２５本→１０５０本走査線変換回路、５はサンプリン
グ周波数変換回路、６はフィールト内内挿．垂直ＬＰＦ
，１０５０　→５２５本インタレース変換回路、７はフ
ィールド内内挿，ＴＣ■デコード，５２５本インタレー
ス変換回路、８は逆マトリックス回路、９は音声データ
分離，ＰＬＬ，コントロール信号発生回路、１０，１１
，１２．１７は出力端子、１　３　ａ　Ｓ−１　３　ｃ
はＤ／Ａ変換器、１５ａ〜１５ｆはサンプリング周波数
変．換フィルタ、１６ａ　〜１６ｄはＳＷ回路、１９ａ
〜ｌ９ｇは定数乗算器、２０ａ，２０ｂは１サンプル遅
延回路、２１ａ〜２１ｅは加算器である．なお図中同一
符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＭＵＳＥベースバンド信号を入力とし、アナログ
   信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器の出力信号を入力とし、入力信号を直線
   位相な信号に変換するディエンファシス回路と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を入力とし、音声信号だけ
   を分離し、デコードする音声データ分離回路と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を入力とし、同期信号デー
   タだけを分離し、クロックを発生するＰＬＬ回路と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を入力とし、コントロール
   信号データだけ分離し、デコードするコントロール信号
   発生回路と、 前記ディエンファシス回路の出力信号を入力とし、ＭＵ
   ＳＥ系の水平走査時間からＮＴＳＣ系の水平走査時間に
   変換し、又走査線１１２５本から１０５０本だけを抜き
   出す水平走査時間変換兼１１２５本→１０５０本走査線
   変換回路と、 該水平走査時間変換兼１１２５本→１０５０本走査線変
   換回路の出力信号を入力とし、サンプリング周波数変換
   する際、折り返し歪みなく変換するための内挿フィルタ
   と、該内挿フィルタの出力信号を入力信号とし、変換し
   たいサンプリング周波数の周期で切換わるスイッチ回路
   とを有するサンプリング周波数変換回路と、 該サンプリング周波数変換回路の出力信号を入力とし、
   ＭＵＳＥエンコーダ処理であるフィード間オフセットサ
   ンプリングによって垂直高域部分に折り返った信号を水
   平高域部分の帯域に戻すフィールド内内挿フィルタと、 該フィールド内内挿フィルタの出力信号を入力とし、１
   ０５０本ノンインタレースから５２５本ノンインタレー
   スに変換する際、折り返し歪みなく変換するための垂直
   ＬＰＦと、 該垂直ＬＰＦの出力信号を入力とし、１０５０本ノンイ
   ンタレースから５２５本ノンインタレースに変換する１
   ０５０本→５２５本インタレース変換回路と、 該１０５０本→５２５本インタレース変換回路の出力信
   号を入力とし、ディジタルデータからアナログ信号に変
   換する輝度信号用Ｄ／Ａ変換器と、前記水平走査時間変
   換兼１１２５本→１０５０本走査線変換回路の出力信号
   を入力信号とし、伝送されてこない画素及び５２５本イ
   ンタレース変換による折り返し歪みを防止するためのフ
   ィールド内内挿フィルタと、 該フィールド内内挿フィルタの出力信号を入力とし、時
   分割多重されている輝度信号及び色差信号を色差信号だ
   けに分離し、又時間軸圧縮されている色差信号を時間軸
   伸長して元に戻すＴＣＩデコード回路と、 該ＴＣＩデコード回路の出力信号を入力とし、線順次さ
   れた色差信号をＲ−Ｙ及びＢ−Ｙ信号ともに５２５本イ
   ンタレースに変換する５２５本インタレース変換回路と
   、 該５２５本インタレース変換回路の出力信号を入力とし
   、ディジタルデータからアナログ信号に変換する２つの
   Ｒ−Ｙ信号用、Ｂ−Ｙ信号用Ｄ／Ａ変換器と、 前記Ｙ信号用Ｄ／Ａ変換器および該Ｒ−Ｙ信号用、Ｂ−
   Ｙ信号用Ｄ／Ａ変換器の出力信号を入力とし、Ｒ、Ｇ、
   Ｂ信号に変換する逆マトリックス回路とを備えたことを
   特徴とするＭＵＳＥ−５２５本コンバータ。