JPH035675B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (1) 発明の分野 本発明は充放電部の段数変化に対し効率的かつ
正確に充電を行ないよつて放電の安定度を向上さ
せた充放電用電源装置に関する。

(2) 従来の技術 一般に、簡単にパルスを得る装置としては、
電源部と充放電用コンデンサとで構成し、充放
電コンデンサの充電、放電によつてパルスを得
るようにしている。特にこの種の装置は、レー
ザー光を得る場合の光励起用装置として広く用
いられている。ところでレーザーは近来、溶
接、切断、溝切り等の加工分野ではその用途も
広い。したがつて各加工用途に応じた照射エネ
ルギーや照射時間をもつたレーザー光が必要と
なり、その手段として従来、前記の充放電コン
デンサの充電電圧や使用段数を変え、各用途に
応じたレーザー光を得ている。つまり照射時間
の長いレーザー光を得るには、充放電コンデン
サの使用段数を増やしその放電時間を長くし
て、光励起時間を長くし、照射時間を短かくす
るには充放電コンデンサの使用段数を減らし、
光励起時間を短かくすれば良いのである。この
場合充放電コンデンサの放電時は充放電コンデ
ンサへの電源部からの充電は停止される様にな
つている。

また充電を行なうに際し、50／60Hzの商用周
波数を用いて充電電源とした場合、交流位相制
御回路を用いて充電電流と充電電圧をフイード
バツクしながら充電を行なうものや、商用電源
を直流に変換し、これを高い周波数のDC−DC
コンバータによつて直流充電を行なつたりする
ものがある。

(3) 従来技術の問題点 前記の従来技術にては充放電コンデンサの使
用段数を大幅に変えた場合電源部よりの充電時間
が大幅に変化し、これに対応を取らせるための充
電制御は非常に困難であつた。したがつて充電の
精度が悪くなり、よつて放電の安定度も悪くなつ
て所望のレーザー光を得られない欠点を根本的に
もつている。

また前記においては前記の根本的欠点を考慮
したものであるが、フイードバツクの時間遅れに
よる制御回路の不安定さのため放電コンデンサの
大容量時および小容量時での過大電流および過充
電はまぬがれなく、充電の精度を上げることが困
難である。さらにDC−DCコンバータの使用にお
いては回路が複雑となり製作上好ましくない。

(4) 発明の目的 本発明は充放電部の容量変化に対しても均一な
高い精度で充電が行なえよつて安定な放電状態を
得られる製作上簡単な充放電用電源装置を提供す
ることにある。

(5) 発明の要点 本発明は充放電部の充電を行なうに際し、充電
を所定の充電サイクルで行ない、各充電サイクル
での充電電圧を逐次検出し比較増幅部にて基準電
圧と比較し、その比較信号に応じて各充電サイク
ルでの充放電部への通電位相を制御して所定の充
電電圧に充電するものである。また充放電部の容
量を変えた場合は、前記通電位相の初期通電位相
をその容量に応じた値に設定することにより上記
目的を達成するものである。

(6) 発明の実施例 次に本発明の一実施例を第１図、第２図および
第３図を用いて説明する。なお、第１図は構成図
を、第２図および第３図は特性図を示す。端子Ｕ
と端子Ｖおよび端子Ｕと端子Ｗは交流電源端子
で、端子Ｕ〜Ｗ間にはラツシユ電流防止用コイル
１と、極性を逆にして並列接続した制御整流素子
２，３（サイリスタなど）と、電源トランス４の
一次側とが直列に接続されている。また前記端子
Ｕ〜Ｖ間には移相トランス５の一次側が接続され
ている。かかる端子Ｕ〜Ｖ間の交流周波数に基づ
き充電サイクルが決まる。そして前記電源トラン
ス４の二次側には整流回路６が接続され、この整
流回路６の出力両端には充放電用コンデンサ７，
８と、抵抗９および１０の直列回路と、放電発光
する放電管１１とがそれぞれ相互並列に接続され
ている。なお前記充放電用コンデンサ７はスイツ
チS₁を介して整流回路６と接続される様になつて
いる。さらに前記放電管１１の近傍には同放電管
１１からのパルス光を受けて光励起されるレーザ
ー物質１２が設置されこのレーザー物質１２の光
軸上に同レーザー物質１２の光を反射する一方が
半鏡面、他方が鏡面の一対の共振ミラー１３が前
記レーザー物質１２を介して向かい合う様に設置
されている。また１４は所定の基準電圧と充電電
圧を比較する比較増幅回路で、この比較増幅回路
１４の入力端の負側端には前記抵抗９と１０の共
通接続部が接続され、正側端には直流電源１５よ
り抵抗１６を介して印加される基準電圧調整用抵
抗１７の摺動部が接続されている。さらにこの基
準電圧調整用抵抗１７の両端には調整用抵抗１７
の印加電圧を短絡するスイツチS₂が接続されてい
る。そして前記比較増幅回路１４の出力側に比較
増幅回路１４の信号に応じて電流制御をするトラ
ンジスタ１８のベース側が接続されている。

一方、前記移相トランス５の二次側の一端には
移相用コンデンサ１９が接続されこの出力側と移
相トランス５の二次側のもう一端の間にはダイオ
ード２０，２１，２２，２３によつて形成された
ブリツジ整流回路の入力端が接続されている。

さらにこのブリツジ整流回路の出力側の一端は
抵抗２４を介して前記トランジスタ１８のコレク
タ側に接続され、もう一端はエミツタ側に接続さ
れている。なお、前記抵抗２４には抵抗２５がス
イツチS₃を介して並列に接続される様になつてお
り、またスイツチS₃と前記スイツチS₁とは連動さ
れている。また、移相トランス５の二次側の中点
と前記移相用コンデンサ１９の出力側との間の電
圧差によつてゲートパルスを出力するゲートパル
ス発生回路２６が移相トランス５の２次側中点お
よび移相用コンデンサ１９の出力側に接続されて
いる。そしてこのゲートパルス発生回路２６の出
力によつて前記制御整流素子２，３は動作を行な
う様になつている。

また、２７はフラツシユランプ１１の放電開始
用のクロツク発振回路で、このクロツク発振回路
２７には前記スイツチS₂の開閉を行なう開閉回路
２８が接続され、この開閉回路２８にはフラツシ
ユランプ１１に外巻されたトリガ電極２９を介し
てフラツシユランプ１１に起動用トリガを与える
トリガ回路３０が接続されている。

次に、以上の様に構成された装置の説明をする
と、まずパルス幅の広いパルス波形を発生させる
場合には、前記スイツチS₁およびS₂は閉じられて
いる。この状態で充電を行なう場合、前記クロツ
ク発振回路２７からクロツク信号は出力されず、
したがつてスイツチS₂は開状態にある。そして端
子UVおよび端子UW間に交流が印加されると、
前記比較増幅回路１４の正側端には前記直流電源
１５によつて設定された基準電圧が入力される。
したがつてこの比較増幅回路１４の出力には正信
号が出力され前記トランジスタ１８を完全オン状
態にする。すなわち前記移相トランス５の二次側
回路はトランジスタ１８を介して閉回路が形成さ
れ主に前記移相コンデンサ１９の容量と前記抵抗
２４および２５の並列抵抗分との時定数に基づい
た信号が移相トランス５の二次側中点と移相コン
デンサ１９の出力側間に生じる。この２点間の信
号が前記ゲートパルス発生回路２６に入力され
る。そしてこのゲートパルス発生回路２６は第２
図に示すθ₁の導通角で前記制御整流素子２，３を
制御する。以上により１サイクルにおいて、前記
電源トランス４の一次側あるいは二次側には第２
図のａの様な電圧波形あるいはｂの様な電流整形
が得られる。なお、正弦波UWは端子Ｕ〜Ｗ間の
電源波形である。このようにして得られた電圧あ
るいは電流は前記移相トランス４の二次側の整流
回路６によつて全波整流され前記充放電コンデン
サ７，８に充電される。以上により充電された電
圧は前記抵抗９，１０の接続点より前記比較増幅
回路１４の負側端にフイードバツクされ、前記と
同様に正側端の基準電圧と比較される。この時負
側端電圧と正側端電圧との差は前記充電サイクル
の時より減少している。そのため比較増幅回路１
４の出力は減少し、前記トランジスタ１８はコレ
クタ電流を減少する。したがつて前記移相トラン
ス５の二次側の時定数は主に前記移相コンデンサ
９、抵抗２４と２５の並列分、さらにトランジス
タ１８のコレクタ電流の減少によつて生じた抵抗
分で決定され、前記ゲートパルス発生回路２６へ
の入力は遅れる。したがつて前記制御整流素子
２，３の導通角は減少する。すなわち前記充放電
コンデンサ７，８への充電量は減少する。以上の
ような作用のくり返しにより所定の電圧までの充
電が行なわれる。なお、このくり返し周期は前記
端子Ｕ〜Ｖ間の交流電源周波数に起因するもので
ある。以上このくり返し過程の充電電圧および充
電電流を第３図の実線V₁および実線I_1-1〜I_1-4に
示す。なお、V_cは所定電圧を、t₁〜t₆は時刻を示
しt₁〜t₂、t₂〜t₃、…、t₅〜t₆の各間は等時間で前
記制御整流素子２，３の導通の１サイクル時間に
相当する。また縦軸Ｉは充電電流を、Ｐは放電電
流を示し、各充電サイクルでの電流I_1-1〜I_1-4の
波高値が異なるのは充電が進むにつれて前記トラ
ンジスタ１８の電流が減少し、充放電コンデンサ
７，８の充電量が各サイクルで逐次増加して、前
記導通角θ₁が小さくなるからである。

以上のようにして充放電コンデンサ７，８の充
電が所定の充電電圧V_cに達すると、前記抵抗９，
１０の接続点より前記直流電源１５によつて設定
された基準電圧に相当する電圧が前記比較増幅回
路１４の負側端に入力される。そしてこの比較増
幅回路１４の出力は０あるいは負となり前記トラ
ンジスタ１８をオフ状態にする。したがつて前記
移相トランス５の二次側回路は開かれ、前記ゲー
トパルス発生回路２６は制御整流素子２，３の順
方向バイアスのタイミングではゲートパルスを出
力せず前記整流制御素子２，３は点弧せず、前記
充放電コンデンサ７，８への充電は停止される。
そしてレーザー光を照射する時には前記クロツク
発振回路２７によりクロツクが出力され前記開閉
回路２８によつて前記スイツチS₂は閉じられ、前
記トリガ回路３０によつて起動用トリガが発せら
れ前記充放電コンデンサ７，８の充電分を前記フ
ラツシユランプ１１へ放電させる。第３図の実線
P₁はその放電電流波形を示しT₁は時間を示す。
このフラツシユランプ１１の放電によつてパルス
幅の広いパルス光が生じ、このパルス光によつて
前記レーザー物質１２は励起され照射時間の長い
レーザー光を発する。

次にパルス幅の狭いパルス波形を発生させる場
合には、前記スイツチS₁およびS₃は開かれる。し
たがつて前記充放電コンデンサ７および抵抗２５
は回路系から切り離される。この状態で前述の幅
の広いパルス波形を発生させる場合と同様の作用
が行なわれる。その結果まず比較増幅回路１４の
出力に正の信号が出力される。この信号はトラン
ジスタ１８を完全にオン状態にさせる信号であ
る。したがつて移相トランス５の二次側回路は閉
じられ、主に移相コンデンサ１９の容量と抵抗２
４の時定数に基づいた信号が前記移相トランス５
の二次側中点と移相コンデンサ１９の出力側との
間に生じる。そして、この２点間の信号がゲート
パルス発生回路２６に入力される。そこでこのゲ
ートパルス発生回路２６は第２図に示すθ₂の導通
角で制御整流素子２，３を制御する。ここに、θ₁
＞θ₂となるのは前記抵抗２４と２５との並列接続
の値に対する抵抗２４の単独の値によつて、、移
相トランス５の二次側回路の時定数が変えられる
からで、つまり抵抗２４の単独使用の方が時定数
が長くなり、ゲートパルス発生回路２６への入力
信号の立ち上がりが遅れ、このゲートパルス発生
回路２６からの前記制御整流素子２，３を導通状
態にさせるゲートパルス信号の送出が遅れるから
である。しかるにこの１サイクルの作用におい
て、前記電源トランス４の一次側あるいは二次側
に第２図のｃの様な電圧波形あるいはｄの様な電
流波形が得られる。これら電圧あるいは電流は前
記整流回路６によつて全波整流され前記充放電コ
ンデンサ８に充電される。そして、次の充電サイ
クルではこの充電電圧が前記抵抗９，１０の接続
点より前記比較増幅回路１４の負側端へフイード
バツクされ、正側端の基準電圧と比較されその差
に応じた正出力を前記トランジスタ１８へ入力す
る。これによりトランジスタ１８の流す電流は前
回充電サイクルより減少する。つまりトランジス
タ１８の抵抗分が増す。したがつて前記移相トラ
ンス５の二次側回路の時定数は長くなり、結果と
して前記制御整流素子２，３の導通角θ₂を減少さ
せる。以上の充電サイクルのくり返しによつて前
記充放電コンデンサ７への充電が行なわれる。そ
の充電電圧波形および充電電流を第３図の点線
V₂および点線I_2-1〜I_2-4に示す。以上の様にして
前記充放電コンデンサ８の充電が所定の充電電圧
V_cに達すると前述の広いパルスを得る時と同様
に充電が停止される。そして前述のレーザー光照
射と同様の作用により短いパルス幅をもつたレー
ザー光が発生する。なおこの時前記フラツシユラ
ンプ１１へ放電される電流波形を第３図の点線
P₂に示す。

以上の様に各充電電圧を各サイクルで逐次フイ
ードバツクし各サイクルでの充電の位相を変え、
充電電流を制御することにより、充放電コンデン
サの容量が変化しても所定の時間で正確な充電が
行なわれるのである。なお、上記実施例では充電
サイクルを交流電源周波数に基づき決めたが、別
途に状況に応じた充電サイクルを設定しても良
い。

また、本発明は上記した実施例に限定されるこ
とはなくその要旨を逸脱しない限り電源を単相、
３相、多相いずれの電源でも良く、また種々のパ
ルス出力を必要とする装置にても応用出来るのは
もちろんである。

(7) 発明の効果 本発明によれば電源部と充放電部で構成される
パルス出力発生装置において、所望のパルス出力
を得るために行なう充放電容量の変化に対し、そ
の充電サイクルを均一化し各サイクルの充電量を
制御することによつていかなる容量にも対処出来
る。すなわち容量が小さい時での短時間に所定電
圧以上まで過充電を行なつてしまうことや容量が
大きい時の長時間充電および充電回路の過大電流
などを考慮する必要がなく、またDC−DCコンバ
ータの様な特別の電源を使用せず通常の商用電源
にて容量変化に関係なく充電電圧の精度が保て
る。したがつて種々のパルス出力を要求される装
置などにおいては最適なパルス出力を得ることが
出来、そのパルス出力も質の良好なものが容易に
得られるのである。特にレーザー光による加工
（例えば溶接など）においては、最適なレーザー
光の提供を可能にし、その加工精度を上げること
が容易に実現出来る。すなわち種々のパルスに要
求される精度を充分に満足させる装置を容易に実
現可能にする充放電用電源装置を提供し得るもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係わる実施例の構成図、第２
図は第１図における１サイクルでの充電電流波
形、充電電圧波形および制御整流素子の導通角を
示す図、第３図は第１図における所定電圧までの
充電電流、充電電圧の充電過程の波形と放電の電
流波形をそれぞれ示す図である。 ２，３……制御整流素子、５……移相トラン
ス、７，８……充放電コンデンサ、１９……移相
コンデンサ、２６……ゲートパルス発生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 充電サイクルを決める手段と、この手段によ
   つて決められた充電サイクルの１サイクル内にお
   ける制御された通電位相で交流電源信号を通電し
   出力する制御整流部と、この制御整流部の通電出
   力を基に充電が行なわれる使用段数可変手段をも
   つた複数の充放電部と、これら充放電部の充電電
   圧を各充電サイクルにて逐次所定の基準電圧と比
   較しその差に応じた信号を出力する比較部と、こ
   の比較部の信号に応じて前記制御整流部の通電位
   相を制御する位相制御部と、前記充放電部の使用
   段数可変手段に応動し前記位相制御部の初期位相
   制御出力を決定する手段と、この手段によつて決
   定された初期通電位相で前記充放電部の充電を開
   始し、前記位相制御部の各充電サイクルの位相制
   御出力に応じて充電を行ない所定の充電電圧に達
   すると、充電を停止し放電体へ放電を行なうこと
   を特徴とした充放電用電源装置。