JPS5872345A - 充放電用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （１）　　発明の分野 本発明は充放電部の段数変化に対し効率的かつ正確に充
電を行ないよって放電の安定度を向上させた充放電用電
源装置に関する。

（２）　　従来技術 ■、一般に、簡単にパルスを得る装置としては、電源部
と充放電用コンデンサとで構成し、充放電コンデンサの
充電、放電によってパルスを得るようにしている０％に
この株の装置１Ｕ、レーザー光を得る場合の光励起用装
置として広く用いられている。ところでレーザーは近来
、溶接、切断、溝切シ等の加工分野ではその用途も広い
。

したがって各加工用途に応じた照射エネルギーや照射時
間をもったレーザー光が必賛となり、その手段として従
来、前記の充放電コンデンサの充ｔｔ圧や使用段数を変
え、各用途に応じたレーザー光を得ている。つまり照射
時間の長いレーザー光を得るには、充放電コンデンサの
使用段数を増やしその放電時間を長くして、光励起時間
を長くし、照射時間を短かくするには充放電コンデンサ
の使用段数を減らし、光励起時間を短かくすれば良いの
である。この場合充放電コンデンサの放電時は充放電コ
ンデンサへの電源部からの充ｗは停止される様罠なって
いる。

■、また充電を行なうに際し、５０／６０Ｈｚの商用周
波数を用いて充電電源とした場合、交流位相制御回路を
用いて充ｔ％流と充電電圧をフィードバックしながら充
電を行なうものや、商用電源を直流に変換し、これを高
い周波数のＤＣ−ＤＣコンバータによりて直流充電を行
なったりするものがある。

（３）従来技術の問題点 前記■の従来技術にては充放電コンデンサの使用段数を
大幅に変えた場合電源部よシの充電時間が大幅に変化し
、こねに対応を取らせるための充電制御１は非常に困難
であった。したがって充電の精度か悪くなシ、よって放
電の安定度も悪くなって所望のレーザー光を得られない
欠点を根本的にもりている。

また前記■においては前記の根本的欠点を考慮したもの
であるが、フィードバックの時間遅レニヨる制御回路の
不安定さのため放電コンデンサの大容量時および小容量
時での過大−流および過充電Ｆｉまぬかれなく、充電の
精度を上げることが困難である。さらにＤＣ−ＤＣコン
バータの使用においては回ｉ８が複雑となシ製作上好ま
しくない。

（４）発明の目的 本発明は充放電部の容ｉ変化に対しても均一な高い精度
で充電が行なえよって安定な放電状ｌｌを得られる製作
上簡羊な充放覧用ＩｔＩＬ源装置を提供することにある
。

（５）発明の要点 本発明は充放電部の充電を行なうに際し、充電を所定の
充電サイクルで行ない、各充電サイクルでの充電電圧を
逐次検出し比較増幅Ｍ　Ｋて基準電圧と比較し、その比
較信号に応じて各充電サイクルでの充放電部への通覧位
相を制御して／’／Ｔ定の充１１Ｌ電圧に充電するもの
であ゛る。また充放電部の容量を変えた場合は、前記通
電位相の初期通電位相をその容量に応じた値に設定する
ことによ）上記目的を達成するものである。

（６）発明の夾施例　　　　　　− 次に本発明の一実施例″を′第１図、第２図および第３
図を用いて＆明する。なお、第１図は構成図を、第２図
および第３図は特性図を示す。

端子Ｕと端子■および端子Ｕと端子ｗＦｉ交”流電源端
子で、端子Ｕ−Ｗ’間にはラッ゛シ＆電流防止用コイル
１と、極性を逆にして′並列′接続した制御整流素子２
，３（す１イリス゛りな′ど）と、電源トランス４の一
次側とが直列に接続されている。

また前記端子Ｕ’−Ｖ間には移相トランス５の′−一次
側接続されている。かかる端子Ｕ−Ｖ間の交流周波数に
基づき充電サイクルが決まる。そして前記ｔＬ休体ラン
スイの二次側には整流回路６が接続さね、この整流回路
６の田力両端には光放電用コンデンサ７．８と、抵抗９
および１０の直列回路と、放電発光する放電管１１とが
それぞれ相互並列に接続されている。なお前記充放電用
コンデン？７はスイッチＳ１を介して整流回路６と接続
される様になっている。さらに前記放電管１１の近傍に
は開放電管１１からのノ臂ルス光を受けて光励起される
レーザー物質１２が設置されこのレーザー物質１２の光
軸上に同レーザー物質１２の光を反射する置方が半鏡藺
、他方が鏡面の一対の共振ミラー１３が前記レーザー物
質１２°を介して向かい合う様に設置されている。まｆ
ｃ１４は所定の基準を圧と充電電圧を比較する比較増幅
回路で、この比較増幅回路１４の入力端の負側端には前
記抵抗９と１０の共通接続部が接続され、上側端には直
流電源１５．より抵抗１６を介して印加される基準電圧
調整用抵抗１７の摺動部が接続されている。さらにこの
基準電圧調整用抵抗１７の両端には調整用抵抗１７の印
加電圧を短絡するスイッチＳＬが接続されている。そし
て前記比較増幅回路１４の出力側に比較増幅回路１４の
信号に応じて１１流制−をするトランジスタ１８のペー
ス側か接続されている。

一方、ｍｊ記移相トランス５の二次側の一端には移相用
コンデンサ１９が接続されこの出力側と移相トランス５
の二次側のもう一端の間にはダイオード２０，２１．２
２．２３によって形成されたプリツー／整流回路の入力
端が接続されている。

さらにこのブリッジｌＩ流回路の出力側の一端は抵抗２
４を介して前記トランジスタ１８のコレクタ側に接続さ
ね、もう−錫はエミッタ側に接続さｈている。なお、前
記抵抗２４に祉抵抗２５がスイッチＳｌを介して並列に
＊ａされる様になっており、またスイッチＳＳ　と前記
スイッチＳ１とは連動さねている。また、移相トランス
５の二次側の中点と前記移相用コンデンサ１９の出力側
との間の電圧差によってダートパルスを出力するダート
パルス発生回路２６が移相トラフ１５０２次側中点およ
び移相用コンデンサ１９の出力側に接続されている。そ
してこのゲートパルス発生回路２６の出力によって前記
制御整流素子２，３は動作を行なう様になっている。

また、ｚｖＦｉ＊ラッシーランプ１１の放電開始用のク
ロ・ツク発振回路で、このクロック発振回路２７にＦｉ
創記スイッチＳ−の開閉を行なう開閉回路２８が接続さ
れ、この開閉回路２８にはフラッジエランプ１１に外巻
されたトリガ電極２９管介してフラッジエランｆｉｌに
起動用トリガを与えるトリガ回路３０が接続されている
。

次に、以上の様に構成された装置の説明をすると、まず
パルス幅の広いノ臂ルス波形を発生させる場合には、前
記スイッチＳ１および５ｓｒｉ閉じられている。この状
態で充電を行なう場合、前記クロック発振回路２７から
クロック信号に出力されず、シタがってスイッチＳｓＵ
開状態にある。そして端子ＵＶおよび端子ＵＷ間に交流
が印加されると、前記比較増幅回路１４の正　　□側端
には前記直流電源１５によって設定された基準１圧が入
力される。したかつてこの比較増幅回路１４の出力には
正信号が出力され前記トランジスタ１８を完全オン状態
にする。すなわち前記移相トラン≠スｔ５の二次側回路
はトランジスタ１８を介して閉回路が形成され主に前記
移相コンデンサ１９の容量と前記抵抗２４および２５の
並列抵抗分との時定数に基づいた信号が移相トランス５
の二次側中点と移相コンデンサ１９の出力側間に生じる
。この２点間の信号が前記）ｆ　−）　／４’ルス発生
回路２６に入力される。そしてこのグートノ母ルス発生
回路２６は第２図にボすθｌの導通角で削整制御整流素
子２゜３を制御する。以上によシ１サイクルにおいて、
前記電源トランス４の一次＠あるいは二次側には第２図
の１の様な電圧波形あるいはｂの様な電流整形が得られ
る。なお、正弦波ＵＷは端子Ｕ−Ｗ間の電源波形である
。このようにして得られた電圧あるいに電流Ｆｉ削削整
移相トランスの二次側の整流回路６によって全波整流さ
れ前記充放電コンデンサ７．８に充電される０以上によ
シ充電され比電圧は前記抵抗９，１０の接続点より前記
比較増幅回路１４の負側端にフィードバックされ、前記
と同様に正側端の基準電圧と比較される。この時負側ル
寛圧と正側端気圧との差は前記充電サイクルの時より減
少している。そのため比較増幅回路１４の出力は減少し
、前記トランジスタ１８はコレクタ電流を減少する。し
たがって前記移相トランス５の二次側の時定数は主に前
記移相コンデンサ９、抵抗２４と２５の並列分、さらに
トランジスタ１８のコレクタ電流の減少によって生じた
抵抗分で素子２，３の導通角は減少する。すなわち前記
充放電コンデンサｒ、ｔｔへの充電量は減少する。

以上のような作用の〈シ返しにより所定の電圧までの充
電が行なわれる。なお、このくり返し周期は前記端子Ｕ
−４間の交流電源周波数に起因するものである６以上こ
のくり返し過程の充電電圧および充電電流を第３図の実
線■ｌお上び実線！１−４〜■１−４に示す、なお、■
。は所定電圧を、ｔｓ＝ｔｓｔｉ時刻を示しｔ！〜ｔｌ
　；ｔｌ〜ｔｌ　　、・・・＋ｔ＠”−ｔ＠の各−ｊは
等時間で前記制御整流素子２，３の導通０１サイクル時
間に相当する。また縦軸■は充電電流を、ｐＨ放電電流
を示し、各充電サイクルでの電流！、−１〜■、−４の
波高値が異なるのは充電が進むにつれて前記トランジス
タ１８の電流が減少し、充放電コンデンサ７．８の充電
量が各サイクルで逐次増加して、前記導通角θ宜か小さ
くなるからである。

以上のようにして充放電コンデンサ７．８の充電が所定
の充電電圧ｖｃに達すると、前記抵抗９．１０の参続点
より前記直流電源１５によって設定された基準電圧に相
当する電圧が前記比較増幅回路１４の負側端に入力され
る。そしてこの比較増幅回路１４の出力Ｆｉｏあるいは
負とガシ前記トランジスタ１８をオフ状態にする。

したがって前記移相トランス５の二次側回路は開かね、
前記）ｆ　−）　ノ４ルス発生回路２６ｆｄ制御整ｔｌ
ＬｌｌＥ子ｚ　、　ｓの順方向バイアスのタイミングで
Ｆ１’−）パルスを出力せず前記整流制御素子２．３社
点弧せず、前記充放電コンデンサ７゜Ｉへの充電は停止
される。そしてレーザー光を照射する時には前記クロッ
ク発振回路２１によ）クロックが出力され前記開閉回路
２８によって前記スイッチ８１は閉じられ、前記トリガ
回路Ｊ０によりて起動用トリガが発せられ前記充放電コ
ンデンサ１．８の充電分を前記７ラツシ具ランプ１１へ
放電させる。第３図の実＊　Ｐ　ｓはその放電電流波形
を示しＴｓＦｉ時間を示す。

このフラッシェランプ１１の放電によって゛パルス幅の
広いパルス光が生じ、このノ４ルス光によりて前記レー
ザー物質１２は励起され照射時間ノ長イレーザー党を発
する。

次に１４ルス幅の狭いパルス波形を発生させる場合には
、前記スイッチＳ１およびＳＳは開かれる。したがって
前記充放電コンデンサ７および抵抗２５は回路系から切
シ離される。この状態で前述の幅の広いパルス波形を発
生させる場１合と同様の作用が行なわれる。その結果ま
す比較増幅回路１４の出力に正の信号が出力される。

この信号は′トランジスタ１８を完全にオン状態にさせ
る信号である。したがって移相トランス５の二次側回路
は閉じられ、・主に移相コンデンサ１９の容量と抵抗２
４の時定数に基づいた信号が前記移相トランス５の二次
側中点と移相コンデンサ１９の出力−側との間に生じる
。そして、この２点間の信号がｆ−）パルス発生回路２
６に入力される。そこでこのｆ−トノ４ルス発生回１１
１２６は第２図に示す０！の導通角で制御整流素子２，
３を制御する。ここに、θ１〉０１となるのは前記抵抗
２４と２５との並列接続の値に対する抵抗２４の単独の
値によって、移相トランス５の二次側回路の時定数が変
えられるからで、つまり抵抗２４の単独使用の方が時定
数が長くなり、ダート／′？ルス発生回路２６への入力
信号の立ち上がシがｆ！！わ、このｅ−）パルス発生回
路２６からの前記制御整流素子Ｚ、Ｓを導通状態にさせ
るダートパルス信号の送出が遅れるからである。しかる
にこの１サイクルの作用において、前記電源トランス４
の一次側あるいは二次側にｗＪ２図のＣの様な電圧波形
あるい［ｄＯ様な電流波形が得られる。これら電圧ある
いは電流は前記整流回路６によって全波整流され前記充
放電コンデンサ８に充電される。そして、次の充電サイ
クルではこの充電電圧が前記抵抗９．１０の接続点より
前記比較増幅回路１４ｏ負側端ヘフイードバツクさね、
正側端の基準電圧と比較されその差に応じた正出力を前
記トランジスタ１８へ入力する。これによりトランジス
タ１８の流す電流は前回充電サイクルよシ減少する。つ
まシトランジスタ１８の抵抗分が増す。したがりて前記
移相トランス５の二次側回路の時定数は長くなり、結果
として前記制御整流素子２，３の導通角０重を減少させ
る。

以上の充電サイクルのくり返しによって前記充放電コン
デンサ７への充電が行なわれる。そのにして前記充放電
コンデンサ８の充電が所定の充電電圧ｖｃに達すると前
述の広いパルスを得る時と同様に充電が停止される。そ
、して前述のレーデ−光照射と同様の作用により短いパ
ルス幅をもつたレーザー光が発生する。なおこの時前記
フラッジ−ランプ１１へ放電される電流波形を第３図の
点線Ｐ傘に示す。

以上の様に各充を電圧を各サイクルで逐次フィードバッ
クし各サイクルでの充電の位相を変え、充電電流を制御
することによル、充放電コンデンサの容量が変化しても
所定の時間で正確な充電が行なわれるのである。なお、
上記実施例では充電サイクルを交流電源周波数に基づき
決めたが、別途に状況に応じた充電サイクルを設定して
も良い。

また、本発明は上記した実施例に限定されることはなく
その要旨を逸脱しない限り電源を単相、３相、多相いず
れの電源でも良く、また種？ 参のパルス出力を必要とする装置にても応用出来るのは
もちろんである。

本発明によれば電源部と充放電部で構成されるノクルス
田力発生装置において、所望の・臂ルス出力を得るため
に行なう充放電容量の変化に対し、その充電サイクルを
均一化し各サイクルの充電量を制御することによってい
かなる容量にも対処出来る。すなわち容量が小さい時で
の短時間に所定電圧以上まで過充電を行なってしまうこ
とや容量が大きい時の長時間充電および充電回路の過大
電流などを考慮する必要がなく、ｔ７’ｊＤｃ−ＤＣコ
ンバータの様な特別の電源を使用せず通常の商用電源に
て容量変化に関係なく充電電圧の精度が保てる。したが
りて柚々の／４ルス出力を要求される装置などにおいて
は最適なパルス出力を得ることが出来、その・母ルス出
力も質の良好なものが容易に得られるのである。％にレ
ーザー光による加工（例えば溶接など）においては、最
適なレーデ−光の提供を可能にし、その加工精度を上げ
ることか容易に夾現出来る。すなわち種々のパルスに要
求される精度を充分に満足させる装置を容易に実現可能
にする充放亀用電源装置を提供し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係わる実施例のＴｈ成図、第２図は第
１図における１サイクルでの充電電流波形、充電電圧波
形および制御整流素子の導通角を示す図、第３図は第１
図における所定電圧までの充電−流、充％Ｌｔ圧の充電
過程の波形と放電の電流波形をそれぞれ示す図である。 ２．３・・・制御整流素子、５・・・移相トランス、７
．８・・・充放電コンデンサ、１９・・・移相コンデン
サ、２６・・・グートノ臂ルス発生回路。 １人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦 第１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 丸亀サイクルを決める手段と、この手段によって決めら
   れた充電サイクルの１サイクル内における制御された通
   電位相で交流電源信号を通電し出力する制御整流部と、
   この制御整流部の通電出力を基に充電が行なわれる使用
   段数可変手段をもった複数の充放電部と、これら充放電
   部の充電電圧を各充電サイクルにて逐次所定の基準電圧
   と比較しその差に応じた信号を出力する比較部と、この
   比較部の信号に応じて前記制御整流部の通電位相を制御
   する位相制御部と、前記充放電部の使用段数可変手段に
   応動し前記位相制御部の初期位相制御出力を決定する手
   段と、この手段によって決定された初期通電位相で前記
   充放電部の充電を開始し、前記位相制御部の各充電サイ
   クルの位相制御出力に応じて充電を行ない所定の充電電
   圧に達すると、充電を停止し放電体へ放電を行なうこと
   を特徴とした充放電用電源装置。