JPH0357337A - タイミング位相同期装置 - Google Patents
タイミング位相同期装置Info
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- JPH0357337A JPH0357337A JP1191562A JP19156289A JPH0357337A JP H0357337 A JPH0357337 A JP H0357337A JP 1191562 A JP1191562 A JP 1191562A JP 19156289 A JP19156289 A JP 19156289A JP H0357337 A JPH0357337 A JP H0357337A
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- timing
- signal
- timing phase
- frequency
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はタイミング位相同期装置、特にデータモデム等
のデータ伝送装置の受信部において、受信側では未知の
送信シンボルクロツク周波数を、デジタル信号処理技術
によって受信データ系列のみから再生し、受信部サンプ
リングクロツクを送信シンボルクロツクに同期させるタ
イミング位相同期装置に関するものである。
のデータ伝送装置の受信部において、受信側では未知の
送信シンボルクロツク周波数を、デジタル信号処理技術
によって受信データ系列のみから再生し、受信部サンプ
リングクロツクを送信シンボルクロツクに同期させるタ
イミング位相同期装置に関するものである。
［従来の技術］
従来、音声帯域の電話回線を使用したデータモデム等に
おいて、符号間干渉を抑圧するためにスベクトラムがレ
イズド・コサイン・ロール才フ特性の、いわゆるナイキ
スト波形を用いたデータ伝送が行なわれている。ナイキ
スト波形を用いたデータ伝送では原理的には符号間干渉
をゼロとし得るが、これは受信側でのサンプリング・タ
イミングが完全に送信側と同期した最適時点にある時の
場合であって、一般には受信側サンプリング時点が不適
切だと、ナイキスト波形伝送の場合でも符号間干渉が生
じる．特に、近年伝送速度が９６００ｂｐｓ以上の高密
度・多値伝送に用いられるロール才フ率の小さいナイキ
イト波形においては、そのインパルス応答の尾の部分が
大きく振動しているために、送受信間のタイミング位相
のずれが大きな符号間干渉をもたらし、ひいてはシンボ
ルの判定誤りを多発し、伝送レートのスルーブットを低
下させるという問題があった．このため、データモデム
等の受信部には、受信側では未知の送信シンボルクロツ
クを受信データ系列のみから再生し、再生した送信クロ
ツクに同期させて受信部各信号処理ブロックを動作させ
るタイミング位相同期装置が付与されている。
おいて、符号間干渉を抑圧するためにスベクトラムがレ
イズド・コサイン・ロール才フ特性の、いわゆるナイキ
スト波形を用いたデータ伝送が行なわれている。ナイキ
スト波形を用いたデータ伝送では原理的には符号間干渉
をゼロとし得るが、これは受信側でのサンプリング・タ
イミングが完全に送信側と同期した最適時点にある時の
場合であって、一般には受信側サンプリング時点が不適
切だと、ナイキスト波形伝送の場合でも符号間干渉が生
じる．特に、近年伝送速度が９６００ｂｐｓ以上の高密
度・多値伝送に用いられるロール才フ率の小さいナイキ
イト波形においては、そのインパルス応答の尾の部分が
大きく振動しているために、送受信間のタイミング位相
のずれが大きな符号間干渉をもたらし、ひいてはシンボ
ルの判定誤りを多発し、伝送レートのスルーブットを低
下させるという問題があった．このため、データモデム
等の受信部には、受信側では未知の送信シンボルクロツ
クを受信データ系列のみから再生し、再生した送信クロ
ツクに同期させて受信部各信号処理ブロックを動作させ
るタイミング位相同期装置が付与されている。
また近年のデジタル信号処理技術の発展とデジタルシグ
ナルプロセッサ（ＤＳＰ）の低価格化等の状況から、デ
ータ伝送装置のＬＳＩ化が図られ、上記タイミング位相
同期装置もデジタル信号処理技術によって実現されてい
る。
ナルプロセッサ（ＤＳＰ）の低価格化等の状況から、デ
ータ伝送装置のＬＳＩ化が図られ、上記タイミング位相
同期装置もデジタル信号処理技術によって実現されてい
る。
第２図に従来のタイミング位相同期装置の構或を示す．
入力端子２１に入力された受信アナログ信号は、Ａ／Ｄ
変換器２２によってサンプリングされ離散的信号に変換
される．上記離散的信号は、ボーレート周波数ｆｍ（Ｈ
ｚ）の１／２にその中心周波数が設定された狭帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）２３によってフィルタリング演算を
施されて信号Ｓ１となり、乗算器２４によって２乗され
る。２乗後のデジタル信号Ｓ２は、ボーレート周波数ｆ
ｂ（Ｈｚ）に中心周波数が設定されたＢＰＦ２５によっ
てフィルタリング演算を施され、送信側ボータイミング
成分のサンプル値Ｓ，となって位相比較器（ＰＣ）２６
に入力される，ＰＣ２６は、後段の電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２８により供給される基準信号Ｓ，と、ボータイ
ミング成分Ｓ，との位相比較を行なうことにより、タイ
ミング位相誤差信号Ｓ４を生成する。
変換器２２によってサンプリングされ離散的信号に変換
される．上記離散的信号は、ボーレート周波数ｆｍ（Ｈ
ｚ）の１／２にその中心周波数が設定された狭帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）２３によってフィルタリング演算を
施されて信号Ｓ１となり、乗算器２４によって２乗され
る。２乗後のデジタル信号Ｓ２は、ボーレート周波数ｆ
ｂ（Ｈｚ）に中心周波数が設定されたＢＰＦ２５によっ
てフィルタリング演算を施され、送信側ボータイミング
成分のサンプル値Ｓ，となって位相比較器（ＰＣ）２６
に入力される，ＰＣ２６は、後段の電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２８により供給される基準信号Ｓ，と、ボータイ
ミング成分Ｓ，との位相比較を行なうことにより、タイ
ミング位相誤差信号Ｓ４を生成する。
ＢＰＦ２３，乗算器２４、ＢＰＦ２５，ＰＣ２６により
構成されるタイミング抽出部２９ａによって抽出された
タイミング位相誤差信号Ｓ４は、低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）２７でフィルタリングされた後にＶＣ０２８に入
力し、ＶＣ０２８の基準発振信号Ｓ８を制御する。ここ
で、点線で囲まれた部分２９ｂは、ＰＣ２６，ＬＰＦ２
７，ＶＣＯ２８から構成されるデジタルＰＬＬを示して
おり、ＶＣ０２Ｂの基準発信信号ＳｓがＢＰＦ２５の出
力であるボータイミング成分Ｓ，と位相同期するように
フィードバックルーブを形成している。この結果、Ａ／
Ｄ変換器２２に対するタイミング制御信号Ｓ６も送信側
ボークイミングに同期するため、Ａ／Ｄ変換器２２のサ
ンプリング・タイミングも送信側ボータイミングに同期
することになる。
構成されるタイミング抽出部２９ａによって抽出された
タイミング位相誤差信号Ｓ４は、低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）２７でフィルタリングされた後にＶＣ０２８に入
力し、ＶＣ０２８の基準発振信号Ｓ８を制御する。ここ
で、点線で囲まれた部分２９ｂは、ＰＣ２６，ＬＰＦ２
７，ＶＣＯ２８から構成されるデジタルＰＬＬを示して
おり、ＶＣ０２Ｂの基準発信信号ＳｓがＢＰＦ２５の出
力であるボータイミング成分Ｓ，と位相同期するように
フィードバックルーブを形成している。この結果、Ａ／
Ｄ変換器２２に対するタイミング制御信号Ｓ６も送信側
ボークイミングに同期するため、Ａ／Ｄ変換器２２のサ
ンプリング・タイミングも送信側ボータイミングに同期
することになる。
次に、以上の信号処理でタイミング位相誤差信号Ｓ４が
得られることを説明する。今、簡単のため、第２図に示
される信号Ｓ１〜Ｓ８はすべて連続時間信号とし、入力
端子２１に入力する受信アナログ信号のボーレート周波
数をｆ．とすると、ＢＰＦ２３の出力である信号ＳＩは
次のように表示される． Ｓ，＝Ａ−ｓｉｎ （πｆｂ ｔ）（Ａ：ＢＰＦ２
３のゲイン） 乗算器２４で２乗後の信号Ｓ２は、 Ｓｚ＝Ｓ＋ ・Ｓ＋ ＝Ａ” ｓｉｎ” （ｉｆｂ ｔ） ＝Ａ”｛１−ｃｏｓ （２πｆｂ ｔ））／２とかける
． ＢＰＦ２５の出力であるボータイミング成分信号Ｓ３は
、ＢＰＦ２５が中心周波数ｆｂ（Ｈｚ）の狭帯域通過型
フィルタであるので、直流成分がカットされ、 Ｓｓ ＝Ｂ ●ｃｏｓ （２ｒｔｆｂ ｔ）（Ｂ：ＢＰ
Ｆ２５のゲイン）となる． ＶＣ０２８により生成される基準発振信号Ｓｓを、 Ｓｓ ＝Ｂ−ｓｉｎ （２πｆ．ｔ＋Δψ）（Δψ
：タイミング位相誤差） とし、ＰＣ２６を通常よく使用される乗算型位相比較特
性を持つものとすると、タイミング位相誤差信号Ｓ４は
、 Ｓ４＝Ｓ！ ・Ｓ， ＝ Ｂ”ｃｏｓ （２ πｆｂｔ） ・ｓｉｎ （２
７Ｃ ｆｂｔ＋Δψ）＝８”（ｓｉｎΔψ＋ ｓｉｎ（
２ πｆｂｔ＋２ πｆｂｔ＋Δψ）｝／２上式の第２
項の高調波成分は、後続のＬＰＦ２７でカットされるの
で、Ｓ４ｏＣｓｉｎΔψとしてよい．以上で、第２図の
構成によりタイミング位相誤差信号Ｓ４が得られること
がわかった．第３図は、第２図に説明した従来のタイミ
ング位相同期装置なＱＡＭ変調信号．ＱＰＳＫ変調信号
等の直交変調信号に適用した際の公知例のブロック図で
あり、タイミング抽出部とタイミング制御部のみを図示
している． 入力端子３１ａ，３ｌｂには、Ａ／Ｄ変換後のベースバ
ンド帯域直交デジタル信号が入力され、同相バス．直交
バスの各々において、ｆ５／２（Ｈｚ）に中心周波数を
持ツＢ Ｐ Ｆ ３ ２ ａ ．３２ｂでフィルタリン
グされた後、乗算器３４ａ．３４ｂで２乗される。各々
のバスでの乗算出力を加算器３５で加算し、ｆｂ （Ｈ
ｚ）に中心周波数を持つＢＰＦ３６でフィルタリング処
理した結果の信号Ｓ，は、第２図で説明したようにボー
クイミング成分信号のサンプル値となっている。このボ
ータイミング成分信号Ｓ７をデジタルＰＬＬ３８に入力
することにより送信側ボーレートタイミングに同期した
タイミング制御信号Ｓ８が得られる． ［発明が解決しようとしている課題］ 以上、図面を用いて詳細に説明したように、従来のタイ
ミング位相同期装置においては、送信側ボークイミング
信号成分（第２図中の信号Ｓ３．第３図中の信号Ｓ，）
を抽出するために、２段の狭帯域ＢＰＦを縦続接続し、
後段のＢＰＦでフィルタリング演算によって同信号を得
ているために次のような欠点が生じる。すなわち、従来
方式におけるボータイミング信号成分の抽出は本質的に
周波数領域での信号処理による抽出法なので、デジタル
フィルタはその周波数特性がサンプリング周波数ごとに
繰り返され、第２図中のＡ／Ｄ変換器２２のサンプリン
グ周波数をボーレート周波数ｆ，の２倍に設定した時に
、周波数領域でのエリアシング（折り返し）が起って質
の良いボークイミング成分が得られない場合が生じる。
得られることを説明する。今、簡単のため、第２図に示
される信号Ｓ１〜Ｓ８はすべて連続時間信号とし、入力
端子２１に入力する受信アナログ信号のボーレート周波
数をｆ．とすると、ＢＰＦ２３の出力である信号ＳＩは
次のように表示される． Ｓ，＝Ａ−ｓｉｎ （πｆｂ ｔ）（Ａ：ＢＰＦ２
３のゲイン） 乗算器２４で２乗後の信号Ｓ２は、 Ｓｚ＝Ｓ＋ ・Ｓ＋ ＝Ａ” ｓｉｎ” （ｉｆｂ ｔ） ＝Ａ”｛１−ｃｏｓ （２πｆｂ ｔ））／２とかける
． ＢＰＦ２５の出力であるボータイミング成分信号Ｓ３は
、ＢＰＦ２５が中心周波数ｆｂ（Ｈｚ）の狭帯域通過型
フィルタであるので、直流成分がカットされ、 Ｓｓ ＝Ｂ ●ｃｏｓ （２ｒｔｆｂ ｔ）（Ｂ：ＢＰ
Ｆ２５のゲイン）となる． ＶＣ０２８により生成される基準発振信号Ｓｓを、 Ｓｓ ＝Ｂ−ｓｉｎ （２πｆ．ｔ＋Δψ）（Δψ
：タイミング位相誤差） とし、ＰＣ２６を通常よく使用される乗算型位相比較特
性を持つものとすると、タイミング位相誤差信号Ｓ４は
、 Ｓ４＝Ｓ！ ・Ｓ， ＝ Ｂ”ｃｏｓ （２ πｆｂｔ） ・ｓｉｎ （２
７Ｃ ｆｂｔ＋Δψ）＝８”（ｓｉｎΔψ＋ ｓｉｎ（
２ πｆｂｔ＋２ πｆｂｔ＋Δψ）｝／２上式の第２
項の高調波成分は、後続のＬＰＦ２７でカットされるの
で、Ｓ４ｏＣｓｉｎΔψとしてよい．以上で、第２図の
構成によりタイミング位相誤差信号Ｓ４が得られること
がわかった．第３図は、第２図に説明した従来のタイミ
ング位相同期装置なＱＡＭ変調信号．ＱＰＳＫ変調信号
等の直交変調信号に適用した際の公知例のブロック図で
あり、タイミング抽出部とタイミング制御部のみを図示
している． 入力端子３１ａ，３ｌｂには、Ａ／Ｄ変換後のベースバ
ンド帯域直交デジタル信号が入力され、同相バス．直交
バスの各々において、ｆ５／２（Ｈｚ）に中心周波数を
持ツＢ Ｐ Ｆ ３ ２ ａ ．３２ｂでフィルタリン
グされた後、乗算器３４ａ．３４ｂで２乗される。各々
のバスでの乗算出力を加算器３５で加算し、ｆｂ （Ｈ
ｚ）に中心周波数を持つＢＰＦ３６でフィルタリング処
理した結果の信号Ｓ，は、第２図で説明したようにボー
クイミング成分信号のサンプル値となっている。このボ
ータイミング成分信号Ｓ７をデジタルＰＬＬ３８に入力
することにより送信側ボーレートタイミングに同期した
タイミング制御信号Ｓ８が得られる． ［発明が解決しようとしている課題］ 以上、図面を用いて詳細に説明したように、従来のタイ
ミング位相同期装置においては、送信側ボークイミング
信号成分（第２図中の信号Ｓ３．第３図中の信号Ｓ，）
を抽出するために、２段の狭帯域ＢＰＦを縦続接続し、
後段のＢＰＦでフィルタリング演算によって同信号を得
ているために次のような欠点が生じる。すなわち、従来
方式におけるボータイミング信号成分の抽出は本質的に
周波数領域での信号処理による抽出法なので、デジタル
フィルタはその周波数特性がサンプリング周波数ごとに
繰り返され、第２図中のＡ／Ｄ変換器２２のサンプリン
グ周波数をボーレート周波数ｆ，の２倍に設定した時に
、周波数領域でのエリアシング（折り返し）が起って質
の良いボークイミング成分が得られない場合が生じる。
このことを第４図を用いて説明する．第４図は第２図中
のＡ／Ｄ変換器２２のサンプリング周波数ｆ３をｆ ｓ
” ２ ｆ ｂとした時の、後段ＢＰＦ２５の振幅特
性を表わす模式図である．この時、送信側ボーレート周
波数 ｆゎ ＝ｆ．＋△ｆ （△ｆ：タイミング周波数誤差） で△ｆ〉○とすると、周波数領域上での送信側ボータイ
ミングの輝線スベクトラムは４１．４２で示すように現
れる．前に述べたように、デジタルＢＰＦ２５の周波数
特性は、サンプリング周波数ｆ ｓ ＝ ２ ｆ ｂご
とに周波数軸上で繰り返されるので，帯域内にはボータ
イミング輝線スベクトラムの折り返し成分４３．４４が
生じ、この結果、得られるボータイミング信号或分の品
質が劣化する．この現象はエリアシングと呼ばれ、第２
図の従来方式においてｆｇ＝２ｆｂとした際、受信系が
アンダーサンプリングを起こす場合にはサンプリング定
理を満足しない場合があることからの帰結である。タイ
ミング位相誤差信号Ｓ４は信号Ｓ，を用いて生成される
ので、当然この場合８４は正確なタイミング位相誤差を
反映せず、送受信系の位相同期時において一定の位相誤
差を除き得ない。
のＡ／Ｄ変換器２２のサンプリング周波数ｆ３をｆ ｓ
” ２ ｆ ｂとした時の、後段ＢＰＦ２５の振幅特
性を表わす模式図である．この時、送信側ボーレート周
波数 ｆゎ ＝ｆ．＋△ｆ （△ｆ：タイミング周波数誤差） で△ｆ〉○とすると、周波数領域上での送信側ボータイ
ミングの輝線スベクトラムは４１．４２で示すように現
れる．前に述べたように、デジタルＢＰＦ２５の周波数
特性は、サンプリング周波数ｆ ｓ ＝ ２ ｆ ｂご
とに周波数軸上で繰り返されるので，帯域内にはボータ
イミング輝線スベクトラムの折り返し成分４３．４４が
生じ、この結果、得られるボータイミング信号或分の品
質が劣化する．この現象はエリアシングと呼ばれ、第２
図の従来方式においてｆｇ＝２ｆｂとした際、受信系が
アンダーサンプリングを起こす場合にはサンプリング定
理を満足しない場合があることからの帰結である。タイ
ミング位相誤差信号Ｓ４は信号Ｓ，を用いて生成される
ので、当然この場合８４は正確なタイミング位相誤差を
反映せず、送受信系の位相同期時において一定の位相誤
差を除き得ない。
従来のタイミング位相同期装置の構成をとる方式では、
上に述べたような事態を避けるために、Ａ／Ｄ変換器の
サンプリング周波数及び後続の信号処理部の動作クロツ
ク周波数を、ボーレート周波数の２倍より大なる周波数
としていた。
上に述べたような事態を避けるために、Ａ／Ｄ変換器の
サンプリング周波数及び後続の信号処理部の動作クロツ
ク周波数を、ボーレート周波数の２倍より大なる周波数
としていた。
しかし、このようにサンプリングレートを高めることは
単位時間あたりの演算量の増大につながるという欠点が
有った． 本発明は、前記従来の欠点を除去し、不必要にサンプリ
ングレートを高めることなく、サンプリング周波数がボ
ーレート周波数の２倍であっても安定した位相同期動作
が行なえ、受信部のＡ／Ｄ変換器のサンプリング・タイ
ミング位相を最適位相に制御するタイミング位相同期装
置を提供する。
単位時間あたりの演算量の増大につながるという欠点が
有った． 本発明は、前記従来の欠点を除去し、不必要にサンプリ
ングレートを高めることなく、サンプリング周波数がボ
ーレート周波数の２倍であっても安定した位相同期動作
が行なえ、受信部のＡ／Ｄ変換器のサンプリング・タイ
ミング位相を最適位相に制御するタイミング位相同期装
置を提供する。
［課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明のタイミング位相同
期装置は、データ伝送装置の受信部におけるアナログ入
力信号をタイミング制御信号に従いサンプリングするＡ
／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段により得られる離散
的信号から前記サンプリングの際のサンプリング・タイ
ミングの位相誤差情報であるタイミング位相誤差信号を
抽出するタイミング抽出手段と、前記タイミング位相誤
差信号に従って前記Ａ／Ｄ変換装置のサンプリング・タ
イミングを制御するタイミング制御手段とを備えるタイ
ミング位相同期装置であって、 前記タイミング抽出手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段による
変換後の離散的信号をフィルタリングするボーレート周
波数の１／２に中心周波数を持つ狭帯域バンドパスフィ
ルタと、ボーレート周期をＴ１として、該バンドパスフ
ィルタの出力をＴ．／２だけ遅延する遅延手段と、前記
バンドパスフィルタ出力と上記Ｔｂ／２遅延後の出力と
に対し非線形演算を施す演算手段とを備え、前記タイミ
ング制御手段は、前記タイミング抽出手段からのタイミ
ング位相誤差信号の振幅情報がゼロの点を最適サンプリ
ング・タイミングとするタイミング制御信号を発生する
。
期装置は、データ伝送装置の受信部におけるアナログ入
力信号をタイミング制御信号に従いサンプリングするＡ
／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段により得られる離散
的信号から前記サンプリングの際のサンプリング・タイ
ミングの位相誤差情報であるタイミング位相誤差信号を
抽出するタイミング抽出手段と、前記タイミング位相誤
差信号に従って前記Ａ／Ｄ変換装置のサンプリング・タ
イミングを制御するタイミング制御手段とを備えるタイ
ミング位相同期装置であって、 前記タイミング抽出手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段による
変換後の離散的信号をフィルタリングするボーレート周
波数の１／２に中心周波数を持つ狭帯域バンドパスフィ
ルタと、ボーレート周期をＴ１として、該バンドパスフ
ィルタの出力をＴ．／２だけ遅延する遅延手段と、前記
バンドパスフィルタ出力と上記Ｔｂ／２遅延後の出力と
に対し非線形演算を施す演算手段とを備え、前記タイミ
ング制御手段は、前記タイミング抽出手段からのタイミ
ング位相誤差信号の振幅情報がゼロの点を最適サンプリ
ング・タイミングとするタイミング制御信号を発生する
。
ここで、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数は、
受信アナログ信号のボーレート周波数の２倍である． ［作用］ かかる構成において、タイミング位相誤差信号の抽出に
あたって、周波数領域のみでの信号処理からではなく、
周波数領域及び時間領域双方での複合処理からの抽出を
行なうことにより、周波数域でのエリアシングを被るこ
とのない良質のタイミング位相誤差信号を得ることがで
きる，［実施例］ 以下、本発明の実施例を図面を参照しながら詳細に説明
する。
受信アナログ信号のボーレート周波数の２倍である． ［作用］ かかる構成において、タイミング位相誤差信号の抽出に
あたって、周波数領域のみでの信号処理からではなく、
周波数領域及び時間領域双方での複合処理からの抽出を
行なうことにより、周波数域でのエリアシングを被るこ
とのない良質のタイミング位相誤差信号を得ることがで
きる，［実施例］ 以下、本発明の実施例を図面を参照しながら詳細に説明
する。
第１図は本実施例のタイミング位相同期装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
第１図において、アナログ入力端子１０に入力された連
続時間の受信アナログ信号１０ａは、Ａ／Ｄ変換器１１
により２ｆｂのサンプリングクロツクでサンプリングさ
れ、離散的信号に変換される．上記２ ｆ ｂレートの
離散的信号は、ｆｂ ／２ ［ＨＺ ］に中心周波数を
持つ狭帯域バンドパスフィルタｌ２によりフィルタリン
グ演算され、２ｆ．レート離散的信号１２ａとなる．上
記フィルタリング後の信号１２ａは、ボーレート周期を
Ｔ．とじて、Ｔｂ／２時間の遅延処理を行なう遅延器（
Ｄ）１３によって遅延され、乗算器１４によって現在の
サンプル値とＴ１／２遅延された後のサンプル値との乗
算が行なわれる． 本実施例においては、サンプリング周期Ｔｂ（ ＝１／
ｆｓ秒）が、Ｔｂ＝Ｔ．／２ （Ｔ．’＋ボーレート
周期＝１／ｆゎ秒）なので、遅延器１３はｌサンプリン
グクロックの遅延動作を行なえばよい。
続時間の受信アナログ信号１０ａは、Ａ／Ｄ変換器１１
により２ｆｂのサンプリングクロツクでサンプリングさ
れ、離散的信号に変換される．上記２ ｆ ｂレートの
離散的信号は、ｆｂ ／２ ［ＨＺ ］に中心周波数を
持つ狭帯域バンドパスフィルタｌ２によりフィルタリン
グ演算され、２ｆ．レート離散的信号１２ａとなる．上
記フィルタリング後の信号１２ａは、ボーレート周期を
Ｔ．とじて、Ｔｂ／２時間の遅延処理を行なう遅延器（
Ｄ）１３によって遅延され、乗算器１４によって現在の
サンプル値とＴ１／２遅延された後のサンプル値との乗
算が行なわれる． 本実施例においては、サンプリング周期Ｔｂ（ ＝１／
ｆｓ秒）が、Ｔｂ＝Ｔ．／２ （Ｔ．’＋ボーレート
周期＝１／ｆゎ秒）なので、遅延器１３はｌサンプリン
グクロックの遅延動作を行なえばよい。
乗算器１４の出力である２ｆ．レート離散的（Ｍ号１４
ａは、デシメータ（ＤＥＣ．）１５１こよって間引かれ
、ボーレート周期間隔に１点のサンプル値から成るｆ，
レートのタイミング位相誤差信号１５ａとなる。タイミ
ング位相誤差信号１５ａは、Ａ／Ｄ変換器１１のサンプ
リング・タイミング位相と最適サンプリング・タイミン
グ位相とのずれをΔψとした時、ｓｉｎΔψに比例した
信号となっており、この信号振幅値をゼロ近辺に制御す
ることにより、送信受信間のタイミング位相同期が図ら
れることになる。
ａは、デシメータ（ＤＥＣ．）１５１こよって間引かれ
、ボーレート周期間隔に１点のサンプル値から成るｆ，
レートのタイミング位相誤差信号１５ａとなる。タイミ
ング位相誤差信号１５ａは、Ａ／Ｄ変換器１１のサンプ
リング・タイミング位相と最適サンプリング・タイミン
グ位相とのずれをΔψとした時、ｓｉｎΔψに比例した
信号となっており、この信号振幅値をゼロ近辺に制御す
ることにより、送信受信間のタイミング位相同期が図ら
れることになる。
本実施例においては、受信アナログ信号が伝送路上で被
る雑音，タイミングジツタ等の劣化要因の影響を軽減す
るために、タイミング位相誤差信号１５ａをアツブダウ
ンカウンタ１６に入力している。アツブダウンカウンタ
１６では，ボーＬ＝−一・ト間隔あたり】点からくるタ
イミング位相誤差信号１５ａのサンプル値の正負により
アツブカウ＝ノト動作あるいばダウンカウント動作を行
ない、各カウント回数が予じめ定めた才一バーフローの
しきい値Ｎ，アンダーフローのしきい値−Ｎ（Ｎ：自然
数）を越えた時、可変分周回路１７への分周制御信号１
６ａを送出してカウンタをゼロクリアする．ボーレート
周期の整数倍間隔で不定期的に送られる分周制御信号ｌ
６ａに従って可変分周囲路１７はその分周比を変更し、
Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリングクロツクを制御する。
る雑音，タイミングジツタ等の劣化要因の影響を軽減す
るために、タイミング位相誤差信号１５ａをアツブダウ
ンカウンタ１６に入力している。アツブダウンカウンタ
１６では，ボーＬ＝−一・ト間隔あたり】点からくるタ
イミング位相誤差信号１５ａのサンプル値の正負により
アツブカウ＝ノト動作あるいばダウンカウント動作を行
ない、各カウント回数が予じめ定めた才一バーフローの
しきい値Ｎ，アンダーフローのしきい値−Ｎ（Ｎ：自然
数）を越えた時、可変分周回路１７への分周制御信号１
６ａを送出してカウンタをゼロクリアする．ボーレート
周期の整数倍間隔で不定期的に送られる分周制御信号ｌ
６ａに従って可変分周囲路１７はその分周比を変更し、
Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリングクロツクを制御する。
第１図中、破線で囲まれた部分１８ａはＢＰＦ１２，遅
延器１３，乗算器１４．デシメータ１５から構成される
タイミング抽出部を示す。また、同図中破線部１８ｂは
タイミング抽出部１８ａからのタイミング位相誤差信号
の振幅値をゼロ近辺に制御することにより、Ａ／Ｄ変換
器１１のサンプリングタイミングを制御するタイミング
制御部を示している． 次に、以上の構成によってタイミング位相誤差信号１５
ａが得られる理由をより詳細に説明する． 受信側ボーレート周波数をｆ％、送信側ボーレート周波
数を ｆｂ ＝ｆｂ＋Δｆ （△ｆ：タイミング周波数誤差） とする時、ｆｂ／２［Ｈｚｌに中心周波数を持つＢＰＦ
１ ２の出力のサンプル値Ｘ （ ｎ−Ｔ ｓ ）
・Ｘ （ｎ４ｂ／２）は次のように表わせる．Ｘ （ｎ
４ｂ／２） ＝Ａ−ｓｉｎ（２ ｘ ・ｆｂ ’ ／
２ ・ｎ−Ｔｂ／２ ）？の時、遅延器１３の出力Ｘ
（（ｎ−１） ４ｂ／２｝は、Ｘ （（ｎ−１）・Ｔゎ
／２） ＝＾−ｓｉｎ｛２ ｖｒ： ■ （ｆｂ＋Δｆ）／２
・（ｎ−１） ４ｂ／２．’ｒ＝ Ａ−ｓｉｎ｛π（ｎ
−１１／２＋７Ｌ（ｎ−１） ４ｂ ・△ｆ／２｝＝
Ａ ［ｓｉｎ｛π（ｎ−１）／２） ・ｃｏｓ｛ｘ （
ｎ−１）４１Δｆ／２｝＋ｃｏｓ（ｉ （ｒ＋−１）／
２｝ − ｓｉｎ（π（ｎ−１） ４ｈ ・△ｆ／２｝
１ここで、ｎ． ＝ ２ ｍ ＋ １ （ ｍ． ＝
０ ． １ ， ２。・・・）とすると、 ｓｉｎ｛π（ｎ−１）／２｝ ＝ ｓｉｎＴｃ ｍ
Ｏ ，ＣＯＳ（Ｔ： （ｎ−１）／２｝ ＝ ＣＯ８
７Ｃ ｍ ｓ （ − １． ） ”従って、 Ｘ （（ｎ−ｆ）−Ｔｔｔ／２）＝ Ａ・（−１）＋ｓ
， ｓｉｎ（ｍｚ Ｔｂ△ｆ）となる． 乗算器ｌ４の出力信号１４ａをデシメータ１５で間引い
た後の、ボーレートのタイミング位相誤差信号１５ａを
Ｙ （ｎ＋Ｔｂ）（ｍ ｌＩ０． １ ． ２−）と
すると、 Ｙ （ｍＴｂ） ＝ Ｘ （ｎ４ｂ／２） ・Ｘ ｛（
ｎ−１） ４ｂ／２｝（ｎ＝２ｍ＋１，ｍ＝ｏ，１．２
・・・）＝ Ａ−ｓｉｎ（π（ｆ＋＋＋△ｆ） ” （
２ｍ”ｌ） ４ｂ／２）ｘ Ａ−（−１）’″・ｓｉ
ｎ （ｍＴｃＴｂ△ｆ）＝Ａ｛−１）” ｃｏｓ（ｍＴ
．△ｆ＋ｙｃＴｂ△ｆ／２）Ｘ Ａ−（−１）’″・
ｓｉｎ （ｍ？Ｉ：Ｔｏ△ｆ）ここで、２π・ｍ−Ｔ
ｂ ・△ｆは、タイミング周波数誤差の蓄積によるタイ
ミング位相誤差を表わす。２π・ｍ−Ｔ ｂ ・△ｆ＝
Δ１ｐとおくとＹ （ｍＴｂ）＝Ａ２（−１） ””
００３ （△ψ／２＋？ＣＴｌ１△ｆ／２）・ｓｉｎΔ
ψ／２ 実際の伝送系におけるタイミング周波数誤差△ｆの最大
値として△ｆ＝０．０４％としても、π・Ｔ１ ・△ｆ
／２は、 １８０°／２ Ｘ １ ／ ｆ ｂ Ｘ ｆ ｂ Ｘ０
．０４Ｘ０．０１巳０．０３６”なので、ｃｏｓ （△
ψ／２＋ πＴｂ△ｆ／２） ＃ ｃｏｓ△ψ／２の近
似を行なうと、結局、 Ｙ （ｍＴ−） ＝ Ａ２ｃｏｓ（Δψ／２） −ｓｉ
ｎ （Δψ／２）（Ａ”ｓｉｎΔψ）／２ （ｍ＝０
． １ ． ２ ・・・）となり、ボーレート周期間
隔のタイミング位相誤差信号Ｙ （ｍＴｂ ）は、タイ
ミング位相誤差Δψ＝２π・ｍ−Ｔｂ ・△ｆの正弦値
ｓｉｎΔψに比例する振幅値をとることがわかる．この
タイミング位相誤差信号によるタイミング位相誤差検出
特性を第５図に示す。タイミング位相誤差信号１５ａの
ボーレートごとのサンプル値が黒丸で示される位置５１
にあれば、受信部のＡ／Ｄ変換器１１のサンプリングク
ロツクを早めて、タイミング位相を原点付近に制御する
。
延器１３，乗算器１４．デシメータ１５から構成される
タイミング抽出部を示す。また、同図中破線部１８ｂは
タイミング抽出部１８ａからのタイミング位相誤差信号
の振幅値をゼロ近辺に制御することにより、Ａ／Ｄ変換
器１１のサンプリングタイミングを制御するタイミング
制御部を示している． 次に、以上の構成によってタイミング位相誤差信号１５
ａが得られる理由をより詳細に説明する． 受信側ボーレート周波数をｆ％、送信側ボーレート周波
数を ｆｂ ＝ｆｂ＋Δｆ （△ｆ：タイミング周波数誤差） とする時、ｆｂ／２［Ｈｚｌに中心周波数を持つＢＰＦ
１ ２の出力のサンプル値Ｘ （ ｎ−Ｔ ｓ ）
・Ｘ （ｎ４ｂ／２）は次のように表わせる．Ｘ （ｎ
４ｂ／２） ＝Ａ−ｓｉｎ（２ ｘ ・ｆｂ ’ ／
２ ・ｎ−Ｔｂ／２ ）？の時、遅延器１３の出力Ｘ
（（ｎ−１） ４ｂ／２｝は、Ｘ （（ｎ−１）・Ｔゎ
／２） ＝＾−ｓｉｎ｛２ ｖｒ： ■ （ｆｂ＋Δｆ）／２
・（ｎ−１） ４ｂ／２．’ｒ＝ Ａ−ｓｉｎ｛π（ｎ
−１１／２＋７Ｌ（ｎ−１） ４ｂ ・△ｆ／２｝＝
Ａ ［ｓｉｎ｛π（ｎ−１）／２） ・ｃｏｓ｛ｘ （
ｎ−１）４１Δｆ／２｝＋ｃｏｓ（ｉ （ｒ＋−１）／
２｝ − ｓｉｎ（π（ｎ−１） ４ｈ ・△ｆ／２｝
１ここで、ｎ． ＝ ２ ｍ ＋ １ （ ｍ． ＝
０ ． １ ， ２。・・・）とすると、 ｓｉｎ｛π（ｎ−１）／２｝ ＝ ｓｉｎＴｃ ｍ
Ｏ ，ＣＯＳ（Ｔ： （ｎ−１）／２｝ ＝ ＣＯ８
７Ｃ ｍ ｓ （ − １． ） ”従って、 Ｘ （（ｎ−ｆ）−Ｔｔｔ／２）＝ Ａ・（−１）＋ｓ
， ｓｉｎ（ｍｚ Ｔｂ△ｆ）となる． 乗算器ｌ４の出力信号１４ａをデシメータ１５で間引い
た後の、ボーレートのタイミング位相誤差信号１５ａを
Ｙ （ｎ＋Ｔｂ）（ｍ ｌＩ０． １ ． ２−）と
すると、 Ｙ （ｍＴｂ） ＝ Ｘ （ｎ４ｂ／２） ・Ｘ ｛（
ｎ−１） ４ｂ／２｝（ｎ＝２ｍ＋１，ｍ＝ｏ，１．２
・・・）＝ Ａ−ｓｉｎ（π（ｆ＋＋＋△ｆ） ” （
２ｍ”ｌ） ４ｂ／２）ｘ Ａ−（−１）’″・ｓｉ
ｎ （ｍＴｃＴｂ△ｆ）＝Ａ｛−１）” ｃｏｓ（ｍＴ
．△ｆ＋ｙｃＴｂ△ｆ／２）Ｘ Ａ−（−１）’″・
ｓｉｎ （ｍ？Ｉ：Ｔｏ△ｆ）ここで、２π・ｍ−Ｔ
ｂ ・△ｆは、タイミング周波数誤差の蓄積によるタイ
ミング位相誤差を表わす。２π・ｍ−Ｔ ｂ ・△ｆ＝
Δ１ｐとおくとＹ （ｍＴｂ）＝Ａ２（−１） ””
００３ （△ψ／２＋？ＣＴｌ１△ｆ／２）・ｓｉｎΔ
ψ／２ 実際の伝送系におけるタイミング周波数誤差△ｆの最大
値として△ｆ＝０．０４％としても、π・Ｔ１ ・△ｆ
／２は、 １８０°／２ Ｘ １ ／ ｆ ｂ Ｘ ｆ ｂ Ｘ０
．０４Ｘ０．０１巳０．０３６”なので、ｃｏｓ （△
ψ／２＋ πＴｂ△ｆ／２） ＃ ｃｏｓ△ψ／２の近
似を行なうと、結局、 Ｙ （ｍＴ−） ＝ Ａ２ｃｏｓ（Δψ／２） −ｓｉ
ｎ （Δψ／２）（Ａ”ｓｉｎΔψ）／２ （ｍ＝０
． １ ． ２ ・・・）となり、ボーレート周期間
隔のタイミング位相誤差信号Ｙ （ｍＴｂ ）は、タイ
ミング位相誤差Δψ＝２π・ｍ−Ｔｂ ・△ｆの正弦値
ｓｉｎΔψに比例する振幅値をとることがわかる．この
タイミング位相誤差信号によるタイミング位相誤差検出
特性を第５図に示す。タイミング位相誤差信号１５ａの
ボーレートごとのサンプル値が黒丸で示される位置５１
にあれば、受信部のＡ／Ｄ変換器１１のサンプリングク
ロツクを早めて、タイミング位相を原点付近に制御する
。
逆に、タイミング位相誤差信号１５ａのサンプル値が白
丸で示される位置５２にあれば、受信サンプリングクロ
ツクを遅くすることで、送受信間のタイミング位相同期
が達成される．すなわち、アツブダウンカウンタ１６は
オーバーフロー／アンダーフローに各々対応して、受信
器サンプリングクロツクを早める、あるいは遅めるよう
に可変分周回路１７の分周比を調整すればよい。
丸で示される位置５２にあれば、受信サンプリングクロ
ツクを遅くすることで、送受信間のタイミング位相同期
が達成される．すなわち、アツブダウンカウンタ１６は
オーバーフロー／アンダーフローに各々対応して、受信
器サンプリングクロツクを早める、あるいは遅めるよう
に可変分周回路１７の分周比を調整すればよい。
本発明は、特許請求の範囲に記載した技術的思想の範囲
内で以下の変形が可能である。まず、第１図のタイミン
グ抽出部１８ａにおいて、ＢＰＦ１２の出力１２ａ及び
そのＴｂ／２時間遅延出力３． ３ ａに対する演算処
理は、図示されている乗算器によるものに限らずより一
般的な非線形演算でよい。たとえば、出力信号１２ａ，
］． ３ ａのサンプル値の正負を各々論理゛１”“Ｏ
“に変換した短形波を両入力とするモジュロ２加算器に
よって乗算器１４の代用としてよい。
内で以下の変形が可能である。まず、第１図のタイミン
グ抽出部１８ａにおいて、ＢＰＦ１２の出力１２ａ及び
そのＴｂ／２時間遅延出力３． ３ ａに対する演算処
理は、図示されている乗算器によるものに限らずより一
般的な非線形演算でよい。たとえば、出力信号１２ａ，
］． ３ ａのサンプル値の正負を各々論理゛１”“Ｏ
“に変換した短形波を両入力とするモジュロ２加算器に
よって乗算器１４の代用としてよい。
この時、結果として得られるタイミング位相誤差信号の
位相誤差検出特性は第６図（ｂ）に示されるものとなる
。
位相誤差検出特性は第６図（ｂ）に示されるものとなる
。
また、先の実施例において、タイミング制御部１８ｂは
デシメータ１５からのボーレートのタイミング位相誤差
信号を入力とするアツブダウンカウンタとしていたが、
この部分を通常の位相差ゼロで位相同期するデジタルＰ
ＬＬで代用し、そのｖＣＯ出力をタイミング制御信号と
してもよいことは当然である．この際、デジタルＰＬＬ
の静的特性の１つである定常位相誤差が大きいと、結果
としてタイミングジツタによる劣化も大きいので、構成
上定常位相誤差を完全にゼロとし得る完全積分形ループ
フィルタを採用したデジタルＰＬＬが望ましい。
デシメータ１５からのボーレートのタイミング位相誤差
信号を入力とするアツブダウンカウンタとしていたが、
この部分を通常の位相差ゼロで位相同期するデジタルＰ
ＬＬで代用し、そのｖＣＯ出力をタイミング制御信号と
してもよいことは当然である．この際、デジタルＰＬＬ
の静的特性の１つである定常位相誤差が大きいと、結果
としてタイミングジツタによる劣化も大きいので、構成
上定常位相誤差を完全にゼロとし得る完全積分形ループ
フィルタを採用したデジタルＰＬＬが望ましい。
又、第１図の構成では、説明の簡便さのためにボ一周期
間隔に２点あるボータイミング成分信号１４ａのサンプ
ル値のうち１点のみを使用することにしたが，初期タイ
ミング位相ずれの引き込み時等の迅速な位相同期動作を
行なう必要がある場合には、ボー周期間隔内２点の両サ
ンプル値を使用することも可能である。この時、上記サ
ンプル値はサンプル周期ごとにその符号を反転させるの
で、第１図のデシメータ１５の代わりにサンプルレート
ごとに入力する信号の極性を切り替える正負極性切り替
え手段を設け、この極性切り替え後のサンプルレート・
タイミング位相誤差信号をアツブダウンカウンタもしく
はデジタルＰＬＬに入力すればよい。この構或をとるこ
とにより、タイミング制御信号の発生が第１図のものに
比べてより頻繁に起こりつるので、迅速な位相同期動作
が可能となる． 更に、受信部構戊の必要上Ａ／Ｄ変換器でのサ冫プリン
グレートがボーレート周波数の２倍より犬なることが望
ましい場合にも、本発明は適用可能で・ある。例えばＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ，がｆ．＝２Ｎｆ．
（Ｎ ：自然数Ｎ〉１）とした時、第１図中の遅延器１
３をＮサンプル周期遅延素子とし、デシメータ１５はボ
ーレート周期区間に２Ｎ点あるタイミング成分信号１４
ａのサンプル値を、２Ｎサンプルレート間隔ごとのサン
プル値に間引いてボーレートのタイミング位相誤差信号
を作るようにすればよい。
間隔に２点あるボータイミング成分信号１４ａのサンプ
ル値のうち１点のみを使用することにしたが，初期タイ
ミング位相ずれの引き込み時等の迅速な位相同期動作を
行なう必要がある場合には、ボー周期間隔内２点の両サ
ンプル値を使用することも可能である。この時、上記サ
ンプル値はサンプル周期ごとにその符号を反転させるの
で、第１図のデシメータ１５の代わりにサンプルレート
ごとに入力する信号の極性を切り替える正負極性切り替
え手段を設け、この極性切り替え後のサンプルレート・
タイミング位相誤差信号をアツブダウンカウンタもしく
はデジタルＰＬＬに入力すればよい。この構或をとるこ
とにより、タイミング制御信号の発生が第１図のものに
比べてより頻繁に起こりつるので、迅速な位相同期動作
が可能となる． 更に、受信部構戊の必要上Ａ／Ｄ変換器でのサ冫プリン
グレートがボーレート周波数の２倍より犬なることが望
ましい場合にも、本発明は適用可能で・ある。例えばＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆ，がｆ．＝２Ｎｆ．
（Ｎ ：自然数Ｎ〉１）とした時、第１図中の遅延器１
３をＮサンプル周期遅延素子とし、デシメータ１５はボ
ーレート周期区間に２Ｎ点あるタイミング成分信号１４
ａのサンプル値を、２Ｎサンプルレート間隔ごとのサン
プル値に間引いてボーレートのタイミング位相誤差信号
を作るようにすればよい。
以上、本発明の実施例を説明するにあたってはー、受信
アナログ信号はベースバンド伝送方式におけるベースバ
ンド帯域信号としたが、本発明は容易にバスバンド伝送
方式にも適用し得る．第７図は本発明をＱＡＭ信号・Ｑ
ＰＳＫ信号等の直交変調信号を送受する伝送システムに
適用した際の信号処理ブロックの概略図であり、タイミ
ング抽出部のみを示している．Ａ／Ｄ変換器によりサン
プリングされた直交変調信号は、図には示されていない
復調手段により同相成分ベースバンド信号と直交成分ベ
ースバンド信号とに分割され、それらが各々入力端子７
１ａ．７ｌｂに入力される。同相パス．直交バスの各々
において、上記ベースバンド信号は． ｆｔ， ／２
［Ｈ． ］に中心周波数を持つ狭帯域通過型フィルタ７
２ａ，７２ｂでフィルタリングされる．両パスにおいて
、このフィルタリング演算後の信号は乗算器７４ａ，７
４ｂによって、Ｔｂ／２時間遅延手段７３ａ，７３ｂで
遅延処理された後の信号との積をとられ、その結果の信
号は加算器７５で加算される。この加算後の信号がデシ
メータ７６で間引かれ、ポーレートのタイミング位相誤
差信号となることは第１図の場合と同様である．このよ
うに直交変調信号を受信するシステムに本発明を適用す
る際に、同相バス，直交バスのボータイミング成分信号
を加算するのは、変調データパターンによって一方のバ
スに連続値が続いて、そのバス上でのタイミング戊分が
消失した際にも安定し・てタイミング抽出を行なえるよ
うにするためである。
アナログ信号はベースバンド伝送方式におけるベースバ
ンド帯域信号としたが、本発明は容易にバスバンド伝送
方式にも適用し得る．第７図は本発明をＱＡＭ信号・Ｑ
ＰＳＫ信号等の直交変調信号を送受する伝送システムに
適用した際の信号処理ブロックの概略図であり、タイミ
ング抽出部のみを示している．Ａ／Ｄ変換器によりサン
プリングされた直交変調信号は、図には示されていない
復調手段により同相成分ベースバンド信号と直交成分ベ
ースバンド信号とに分割され、それらが各々入力端子７
１ａ．７ｌｂに入力される。同相パス．直交バスの各々
において、上記ベースバンド信号は． ｆｔ， ／２
［Ｈ． ］に中心周波数を持つ狭帯域通過型フィルタ７
２ａ，７２ｂでフィルタリングされる．両パスにおいて
、このフィルタリング演算後の信号は乗算器７４ａ，７
４ｂによって、Ｔｂ／２時間遅延手段７３ａ，７３ｂで
遅延処理された後の信号との積をとられ、その結果の信
号は加算器７５で加算される。この加算後の信号がデシ
メータ７６で間引かれ、ポーレートのタイミング位相誤
差信号となることは第１図の場合と同様である．このよ
うに直交変調信号を受信するシステムに本発明を適用す
る際に、同相バス，直交バスのボータイミング成分信号
を加算するのは、変調データパターンによって一方のバ
スに連続値が続いて、そのバス上でのタイミング戊分が
消失した際にも安定し・てタイミング抽出を行なえるよ
うにするためである。
［発明の効果］
以上説明してきたように、本発明によると、不必要に受
信部Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を高めることな
く、たとえサンプリング周波数がボーレート周波数の２
倍である場合でも、安定にタイミング抽出・タイミング
位相同期動作が可能となる．またその技術的手段は、捉
来のフィルタリング処理の縦続接続と比較して、１度の
フィルタリング処理及び遅延処理だけとなるので、大幅
な演算量・ハードウエア規模の削減が図れるという効果
がある。
信部Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を高めることな
く、たとえサンプリング周波数がボーレート周波数の２
倍である場合でも、安定にタイミング抽出・タイミング
位相同期動作が可能となる．またその技術的手段は、捉
来のフィルタリング処理の縦続接続と比較して、１度の
フィルタリング処理及び遅延処理だけとなるので、大幅
な演算量・ハードウエア規模の削減が図れるという効果
がある。
第ｌ図は本実施例のタイミング位相同期装置の構成を示
すブロック図、 第２図、第３図は従来のタイミング位相同期装置の構成
を示すブロック図、 第４図は従来のタイミング位相同期装置のタイミング成
分を抽出する際に不具合が起こることを説明する図、 第５図は本実施例のタイミング位相同期装置のタイミン
グ位相誤差検出特性の１例を示す図、第６図は本実施例
のタイミング抽出部の非線形演算処理部にモジュロ２加
算器を使った時のタイミング位相誤差検出特性を示す図
、第７図は本発明をＡＭ，ＱＰＳＫ受信部に適用したタ
イミング位相同期装置の実施例のブロック概略図である
。 図中、１０・・・入力端子、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、
１２・・・狭帯域通過型フィルタ、１３・・・Ｔｂ／２
遅延手段、１４・・・乗算器、１５・・・デシメータ、
ｌ６・・・アツブダウンカウンタ、１７・・・可変分周
回路、１８ａ・・・タイミング抽出部、１８ｂ・・・タ
イミング制御部である．
すブロック図、 第２図、第３図は従来のタイミング位相同期装置の構成
を示すブロック図、 第４図は従来のタイミング位相同期装置のタイミング成
分を抽出する際に不具合が起こることを説明する図、 第５図は本実施例のタイミング位相同期装置のタイミン
グ位相誤差検出特性の１例を示す図、第６図は本実施例
のタイミング抽出部の非線形演算処理部にモジュロ２加
算器を使った時のタイミング位相誤差検出特性を示す図
、第７図は本発明をＡＭ，ＱＰＳＫ受信部に適用したタ
イミング位相同期装置の実施例のブロック概略図である
。 図中、１０・・・入力端子、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、
１２・・・狭帯域通過型フィルタ、１３・・・Ｔｂ／２
遅延手段、１４・・・乗算器、１５・・・デシメータ、
ｌ６・・・アツブダウンカウンタ、１７・・・可変分周
回路、１８ａ・・・タイミング抽出部、１８ｂ・・・タ
イミング制御部である．
Claims (2)
- （１）データ伝送装置の受信部におけるアナログ入力信
号をタイミング制御信号に従いサンプリングするＡ／Ｄ
変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段により得られる離散的信
号から前記サンプリングの際のサンプリング・タイミン
グの位相誤差情報であるタイミング位相誤差信号を抽出
するタイミング抽出手段と、前記タイミング位相誤差信
号に従つて前記Ａ／Ｄ変換装置のサンプリング・タイミ
ングを制御するタイミング制御手段とを備えるタイミン
グ位相同期装置であつて、 前記タイミング抽出手段は、 前記Ａ／Ｄ変換手段による変換後の離散的信号をフィル
タリングするボーレート周波数の１／２に中心周波数を
持つ狭帯域バンドパスフィルタと、 ボーレート周期をＴ＿ｂとして、該バンドパスフィルタ
の出力をＴ＿ｂ／２だけ遅延する遅延手段と、 前記バンドパスフィルタ出力と上記Ｔ＿ｂ／２遅延後の
出力とに対し非線形演算を施す演算手段とを備え、 前記タイミング制御手段は、 前記タイミング抽出手段からのタイミング位相誤差信号
の振幅情報がゼロの点を最適サンプリング・タイミング
とするタイミング制御信号を発生することを特徴とする
タイミング位相同期装置。 - （２）前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数は、受
信アナログ信号のボーレート周波数の２倍であることを
特徴とする請求項１記載のタイミング位相同期装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1191562A JPH0357337A (ja) | 1989-07-26 | 1989-07-26 | タイミング位相同期装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1191562A JPH0357337A (ja) | 1989-07-26 | 1989-07-26 | タイミング位相同期装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0357337A true JPH0357337A (ja) | 1991-03-12 |
Family
ID=16276737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1191562A Pending JPH0357337A (ja) | 1989-07-26 | 1989-07-26 | タイミング位相同期装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0357337A (ja) |
-
1989
- 1989-07-26 JP JP1191562A patent/JPH0357337A/ja active Pending
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