JPH036151Y2 - - Google Patents
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- JPH036151Y2 JPH036151Y2 JP1984128301U JP12830184U JPH036151Y2 JP H036151 Y2 JPH036151 Y2 JP H036151Y2 JP 1984128301 U JP1984128301 U JP 1984128301U JP 12830184 U JP12830184 U JP 12830184U JP H036151 Y2 JPH036151 Y2 JP H036151Y2
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- Japan
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- output
- circuit
- power supply
- inverter
- rectifying
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Description
【考案の詳細な説明】
〔考案の目的〕
（産業上の利用分野）
本考案は、リンキングチヨークコンバータ方式
多出力直流安定化電源装置における負荷変動特性
の改善に関するものである。
多出力直流安定化電源装置における負荷変動特性
の改善に関するものである。
（従来技術）
小容量多出力直流安定化電源装置として従来例
えば第１図に示すものが用いられている。
えば第１図に示すものが用いられている。
この装置はリンキングチヨークコンバータ方式
の直流安定化電源回路ａと、その整流フイルタ回
路RFによる整流出力をシリーズドロツパ方式直
流安定化回路ｂにより安定化する主電源部Ａおよ
び出力トランスＴにより取出された出力を整流フ
イルタ回路RF1，RF2により整流して、それぞれ
シリーズドロツパ方式直流安定化回路b1，b2によ
り安定化してスレーブ出力を作る副電源部をB1，
B2とからなるものである。なお第１図の主電源
部ＡにおいてInvはインバータ回路、Ｔは出力ト
ランス、N1はその１次巻線、N21，N22，N23は
２次巻線、Nc制御巻線、DVs誤差電圧検出回路、
CPは制御信号発生回路である。そして誤差電圧
検出回路DVsにおける出力電圧Vsと基準電圧と
の比較による検出誤差電圧出力により、ホトカツ
プラを形成するホトトランジスタPTとホトダイ
オードPDを介して制御信号発生回路CPを制御し
て、出力電圧Vsが一定になるようにインバータ
回路Iovをオンオフ制御する。またＱは制御用ト
ランジスタ、DVpは電圧検出回路であつて、検出
電圧出力により制御トランジスタＱを制御して出
力電圧Vpを一定化する。次に副電源部B1，B2に
おいてRF1，RF2は整流フイルタ回路、Q′，Q″は
それぞれ制御用トランジスタ、DV01，DV02はそ
れぞれ電圧検出回路であつて、これらで各出力電
圧V01，V02の安定化を行うものである。
の直流安定化電源回路ａと、その整流フイルタ回
路RFによる整流出力をシリーズドロツパ方式直
流安定化回路ｂにより安定化する主電源部Ａおよ
び出力トランスＴにより取出された出力を整流フ
イルタ回路RF1，RF2により整流して、それぞれ
シリーズドロツパ方式直流安定化回路b1，b2によ
り安定化してスレーブ出力を作る副電源部をB1，
B2とからなるものである。なお第１図の主電源
部ＡにおいてInvはインバータ回路、Ｔは出力ト
ランス、N1はその１次巻線、N21，N22，N23は
２次巻線、Nc制御巻線、DVs誤差電圧検出回路、
CPは制御信号発生回路である。そして誤差電圧
検出回路DVsにおける出力電圧Vsと基準電圧と
の比較による検出誤差電圧出力により、ホトカツ
プラを形成するホトトランジスタPTとホトダイ
オードPDを介して制御信号発生回路CPを制御し
て、出力電圧Vsが一定になるようにインバータ
回路Iovをオンオフ制御する。またＱは制御用ト
ランジスタ、DVpは電圧検出回路であつて、検出
電圧出力により制御トランジスタＱを制御して出
力電圧Vpを一定化する。次に副電源部B1，B2に
おいてRF1，RF2は整流フイルタ回路、Q′，Q″は
それぞれ制御用トランジスタ、DV01，DV02はそ
れぞれ電圧検出回路であつて、これらで各出力電
圧V01，V02の安定化を行うものである。
（従来技術の問題点）
ところでこのような多出力直流安定化電源装置
のように帰還制御されるチヤンネル、所謂マスタ
ー出力回路と、それ以外の直接帰還制御されない
チヤンネル所謂スレーブ出力回路により構成され
る所謂クロスレギユレーシヨン方式をとるもの
は、インバータ回路Iovのオフオン周期を高速と
することにより出力トランスを小型化できると同
時に、クロスレギユレーシヨン方式をとることに
より多出力回路を安価に構成でき、しかもシリー
ズドロツパ方式直流安定化回路によつて低スイツ
チングノイズになるなどの利点が得られる。
のように帰還制御されるチヤンネル、所謂マスタ
ー出力回路と、それ以外の直接帰還制御されない
チヤンネル所謂スレーブ出力回路により構成され
る所謂クロスレギユレーシヨン方式をとるもの
は、インバータ回路Iovのオフオン周期を高速と
することにより出力トランスを小型化できると同
時に、クロスレギユレーシヨン方式をとることに
より多出力回路を安価に構成でき、しかもシリー
ズドロツパ方式直流安定化回路によつて低スイツ
チングノイズになるなどの利点が得られる。
しかしその反面マスター出力回路の負荷変動に
よるスレーブ出力の変動、即ちクロスレギユレー
シヨンや、スレーブ出力回路の負荷変動特性即ち
ロードレギユレーシヨンが悪い欠点があり、これ
に加えて高周波出力トランスの巻線数の誤差がス
レーブ出力回路電圧のばらつきとなつて生ずる欠
点がある。
よるスレーブ出力の変動、即ちクロスレギユレー
シヨンや、スレーブ出力回路の負荷変動特性即ち
ロードレギユレーシヨンが悪い欠点があり、これ
に加えて高周波出力トランスの巻線数の誤差がス
レーブ出力回路電圧のばらつきとなつて生ずる欠
点がある。
本考案は、上記の如き欠点を一掃した安価にし
てレギユレーシヨンのよい高安定多出力直流安定
化電源装置を提供し、負荷条件の異なる装置の電
源として広く利用できるようにしたものである。
次に図面を用いてその詳細を説明する。
てレギユレーシヨンのよい高安定多出力直流安定
化電源装置を提供し、負荷条件の異なる装置の電
源として広く利用できるようにしたものである。
次に図面を用いてその詳細を説明する。
（問題点を解決するための手段）
第２図は本考案の原理回路図（第１図と同一符
号部分は同等部分を示す）であつて本考案の特徴
とするところは次の点にある。即ち第１図とは異
り、主電源部Ａのみならず各副電源部B1，B2の
整流フイルタ回路RF1，RF2の各出力軸にも誤差
電圧検出回路DVs1，DVs2を設けて、同一構成の
電源回路Ａ，A1，A2を形成し、その各検出誤差
電圧を論理積回路（アンド回路）LOに加えて論
理積をとり、これによりインバータ回路Iovを制
御するようにしたことを特徴とするものである。
号部分は同等部分を示す）であつて本考案の特徴
とするところは次の点にある。即ち第１図とは異
り、主電源部Ａのみならず各副電源部B1，B2の
整流フイルタ回路RF1，RF2の各出力軸にも誤差
電圧検出回路DVs1，DVs2を設けて、同一構成の
電源回路Ａ，A1，A2を形成し、その各検出誤差
電圧を論理積回路（アンド回路）LOに加えて論
理積をとり、これによりインバータ回路Iovを制
御するようにしたことを特徴とするものである。
（作用ならびに効果）
リンキングチヨークコンバータ方式直流安定化
電源回路においては周知のように出力電圧Vsが
設定値以上に上昇したとき、制御信号発生回路
CPはインバータ回路Iovのオンオフ周期を制御し
て出力電圧Vsを設定値に戻すように動作する。
逆に出力電圧Vsが設定値以下に低下したときに
は帰還制御系は開ループになつて帰還制御が行わ
れなくなるため、インバータ回路Iovは出力電圧
Vsを設定値まで上昇するように動作する。
電源回路においては周知のように出力電圧Vsが
設定値以上に上昇したとき、制御信号発生回路
CPはインバータ回路Iovのオンオフ周期を制御し
て出力電圧Vsを設定値に戻すように動作する。
逆に出力電圧Vsが設定値以下に低下したときに
は帰還制御系は開ループになつて帰還制御が行わ
れなくなるため、インバータ回路Iovは出力電圧
Vsを設定値まで上昇するように動作する。
従つて第２図に示した本考案回路のように、電
源部Ａと各電源部A1，A2の各誤差電圧検出回路
DVs，DVs1，DVs2の論理積出力により制御信号
発生回路CPを制御するように形成したときには、
整流フイルタ回路RF，RF1，RF2の出力電圧が
規定値以下になると、直流安定化電源回路の制御
系は開ループとなつて出力電圧を上昇させる方向
に働き、この動作は電圧低下を生じた電源部の出
力電圧が設定値に戻ると停止される。
源部Ａと各電源部A1，A2の各誤差電圧検出回路
DVs，DVs1，DVs2の論理積出力により制御信号
発生回路CPを制御するように形成したときには、
整流フイルタ回路RF，RF1，RF2の出力電圧が
規定値以下になると、直流安定化電源回路の制御
系は開ループとなつて出力電圧を上昇させる方向
に働き、この動作は電圧低下を生じた電源部の出
力電圧が設定値に戻ると停止される。
そこで今シリーズロツパ方式直流安定化回路
ｂ，b1，b2の各制御用トランジスタのエミツタ・
コレクタ間電圧降下を、安定に制御できる最小の
電圧に設定して、そのときの各電圧降下を△VF，
△VF1，△VF2にすると同時に各整流出力電圧Vs，
Vs1，Vs2をVs＝V0＋△VF，Vs1＝V01＋△VF1，
Vs2＝V02＋△VF2に設定する。すると出力電圧
Vs，Vs1，Vs2のうちの１チヤンネルでも設定値
以下になれば、直流安定化電源回路の制御部CP
およびインバータ回路Iovは昇圧制御となり、そ
の各制御用トランジスタのエミツタ・コレクタ間
電圧降下を割ることがない。従つて全チヤンネル
共に最低出力電圧保証機能を有することになり、
安定化された出力電圧V0，V01，V02を得ること
ができる。
ｂ，b1，b2の各制御用トランジスタのエミツタ・
コレクタ間電圧降下を、安定に制御できる最小の
電圧に設定して、そのときの各電圧降下を△VF，
△VF1，△VF2にすると同時に各整流出力電圧Vs，
Vs1，Vs2をVs＝V0＋△VF，Vs1＝V01＋△VF1，
Vs2＝V02＋△VF2に設定する。すると出力電圧
Vs，Vs1，Vs2のうちの１チヤンネルでも設定値
以下になれば、直流安定化電源回路の制御部CP
およびインバータ回路Iovは昇圧制御となり、そ
の各制御用トランジスタのエミツタ・コレクタ間
電圧降下を割ることがない。従つて全チヤンネル
共に最低出力電圧保証機能を有することになり、
安定化された出力電圧V0，V01，V02を得ること
ができる。
これに加えて出力電圧Vs，Vs1，Vs2は重負荷
なチヤンネル程出力電圧は低下するので、各シリ
ーズドロツパ式直流安定化回路の制御用トランジ
スタのエミツタ・コレクタ間電圧降下は小さくな
る。従つて出力電圧の低化したチヤンネルのコレ
クタ損失は負荷が大きい条件でも有利に働き、損
失は従来のクロスレギユレーシヨン方式のものよ
り小となる。
なチヤンネル程出力電圧は低下するので、各シリ
ーズドロツパ式直流安定化回路の制御用トランジ
スタのエミツタ・コレクタ間電圧降下は小さくな
る。従つて出力電圧の低化したチヤンネルのコレ
クタ損失は負荷が大きい条件でも有利に働き、損
失は従来のクロスレギユレーシヨン方式のものよ
り小となる。
その結果本考案によれば直流安定化電源回路と
シリーズドロツパ式直流安定化回路からなる小型
低ノイズしかも安価であるクロスレギユレーシヨ
ン方式の長所を生かしながら、出力チヤンネル別
負荷の大小に影響されることなく高安定化出力電
圧が得られる低損失の直流安定化電源回路を提供
しうる。
シリーズドロツパ式直流安定化回路からなる小型
低ノイズしかも安価であるクロスレギユレーシヨ
ン方式の長所を生かしながら、出力チヤンネル別
負荷の大小に影響されることなく高安定化出力電
圧が得られる低損失の直流安定化電源回路を提供
しうる。
（実施例）
第３図はリンキングチヨークコンバータ方式直
流安定化電源回路によるる本考案の一実施例回路
図であつて、図中Ｔは出力トランス、、N1は１次
巻線、N21，N22，N23は２次巻線、Ncは制御巻
線、Q1は主スイツチングトランジスタ、D1，D2
はダイオード、C1はコンデンサ、R1，R2，R3は
抵抗でこれらでインバータ回路Iovを形成する。
Q2は制御トランジスタ、C2はコンデンサ、R4は
抵抗、D3はダイオードであつてこれらで制御信
号発生回路CPを形成する。D4，D′4，D″4はダイ
オード、C3，C′3，C″3はコンデンサであつて、こ
れらで整流フイルタ回路RF，RF1，RF2を形成
する。R5，R′5，R″5とR6，R′6，R″6およびR7，
R′7，R″7は抵抗、SR，SR′，SR″はシヤントレギ
ユレータであつて、これらで誤差電圧検出回路
DVs，DVs1，DVs2を形成するPD，PD′，PD″は
ホトダイオード、PT，PT′，PT″はホトトラン
ジスタであつて、これらでホトカツプラPC，
PC′，PC″を形成し、ホトトランジスタPT，
PT′，PT″の各エミツタ・コレクタはそれぞれ直
列接続されて誤差電圧検出回路DVs，DVs1，
DVs2の出力の論理積をとり、これにより制御信
号発生回路CPを制御するもので、以上でリンキ
ングチヨークコンバータ方式直流安定化電源回路
ａを形成する。
流安定化電源回路によるる本考案の一実施例回路
図であつて、図中Ｔは出力トランス、、N1は１次
巻線、N21，N22，N23は２次巻線、Ncは制御巻
線、Q1は主スイツチングトランジスタ、D1，D2
はダイオード、C1はコンデンサ、R1，R2，R3は
抵抗でこれらでインバータ回路Iovを形成する。
Q2は制御トランジスタ、C2はコンデンサ、R4は
抵抗、D3はダイオードであつてこれらで制御信
号発生回路CPを形成する。D4，D′4，D″4はダイ
オード、C3，C′3，C″3はコンデンサであつて、こ
れらで整流フイルタ回路RF，RF1，RF2を形成
する。R5，R′5，R″5とR6，R′6，R″6およびR7，
R′7，R″7は抵抗、SR，SR′，SR″はシヤントレギ
ユレータであつて、これらで誤差電圧検出回路
DVs，DVs1，DVs2を形成するPD，PD′，PD″は
ホトダイオード、PT，PT′，PT″はホトトラン
ジスタであつて、これらでホトカツプラPC，
PC′，PC″を形成し、ホトトランジスタPT，
PT′，PT″の各エミツタ・コレクタはそれぞれ直
列接続されて誤差電圧検出回路DVs，DVs1，
DVs2の出力の論理積をとり、これにより制御信
号発生回路CPを制御するもので、以上でリンキ
ングチヨークコンバータ方式直流安定化電源回路
ａを形成する。
Q3，Q′3，Q″3は制御用トランジスタ、R8，
R′8，R″8とR9，R′9，R″9およびR10，R′10，R″10
は抵抗、Q4，Q′4，Q″4はトランジスタ、ZD，
ZD′，ZD″，はツエーナダイオードであつて、こ
れらで誤差電圧検出回路DV0，DV01，DV02，を
形成し、これららでシリーズドロツパ方式直流安
定化回路ｂ，b1，b2を形成する。そして以上で電
源部Ａ，A1，A2を形成し、第２図を用いて前記
した動作を行う。
R′8，R″8とR9，R′9，R″9およびR10，R′10，R″10
は抵抗、Q4，Q′4，Q″4はトランジスタ、ZD，
ZD′，ZD″，はツエーナダイオードであつて、こ
れらで誤差電圧検出回路DV0，DV01，DV02，を
形成し、これららでシリーズドロツパ方式直流安
定化回路ｂ，b1，b2を形成する。そして以上で電
源部Ａ，A1，A2を形成し、第２図を用いて前記
した動作を行う。
第１図は従来装置の回路図、第２図は本考案の
原理回路図、第３図は本考案の一実施例回路図で
ある。 Ａ…主電源部、B1，B2…副電源部、ａ…リン
キングチヨークコンバータ方式直流安定化電源回
路、ｂ，b1，b2…シリーズドロツパ方式直流安定
化回路、Iov…インバータ回路、Q1…トランジス
タ、R1，R2，R3…低抗、D1，D2…ダイオード、
C1…コンデンサ、CP…制御信号発生回路、Q2…
トランジスタ、C2…コンデンサ、R4…抵抗、D3
…ダイオード、PC，PC′，PC″…ホトカツプラ、
PD，PD′，PD″…ホトダイオード、PT，PT′，
PT″…ホトトランジスタ、Ｔ…出力トランス、
RF，RF1，RF2…整流フイルタ回路、D4，D′4，
D″4…ダイオード、C3，C′3，C″3…コンデンサ、
DVs，DVs1，DVs2…誤差電圧検出回路、SR，
SR′，SR″…シヤントレギユレータ、R5，R′5，
R″5，R6，R′6，R″6，R7，R′7，R″7…抵抗、
DV0，DV1，DV2…誤差電圧検出回路、Q3，Q′3，
Q″3…トランジスタ、R8，R′8，R″8，R9，R′9，
R″9，R10，R′10，R″10…抵抗、Q4，Q′4，Q″4…ト
ランジスタ、ZD，ZD′，ZD″…ツエナダイオー
ド。
原理回路図、第３図は本考案の一実施例回路図で
ある。 Ａ…主電源部、B1，B2…副電源部、ａ…リン
キングチヨークコンバータ方式直流安定化電源回
路、ｂ，b1，b2…シリーズドロツパ方式直流安定
化回路、Iov…インバータ回路、Q1…トランジス
タ、R1，R2，R3…低抗、D1，D2…ダイオード、
C1…コンデンサ、CP…制御信号発生回路、Q2…
トランジスタ、C2…コンデンサ、R4…抵抗、D3
…ダイオード、PC，PC′，PC″…ホトカツプラ、
PD，PD′，PD″…ホトダイオード、PT，PT′，
PT″…ホトトランジスタ、Ｔ…出力トランス、
RF，RF1，RF2…整流フイルタ回路、D4，D′4，
D″4…ダイオード、C3，C′3，C″3…コンデンサ、
DVs，DVs1，DVs2…誤差電圧検出回路、SR，
SR′，SR″…シヤントレギユレータ、R5，R′5，
R″5，R6，R′6，R″6，R7，R′7，R″7…抵抗、
DV0，DV1，DV2…誤差電圧検出回路、Q3，Q′3，
Q″3…トランジスタ、R8，R′8，R″8，R9，R′9，
R″9，R10，R′10，R″10…抵抗、Q4，Q′4，Q″4…ト
ランジスタ、ZD，ZD′，ZD″…ツエナダイオー
ド。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 インバータと、その出力の整流平滑回路と、こ
の整流平滑回路出力電圧の誤差電圧を検出し、こ
れにより前記インバータを制御して整流平滑回路
の出力電圧を一定とする誤差電圧検出回路と、出
力電圧を安定化するシリーズドロツパ方式直流安
定化回路とからなる主電源部と、前記インバータ
の出力を整流平滑する１乃至複数個の整流平滑回
路と、各出力電圧を安定化するシリーズドロツパ
方式直流安定化回路とからなる１乃至複数個の副
電源部とを備えたリンキングチヨークインバータ
方式多出力直流安定化電源装置において、 前記１乃至複数個の副電源部の各整流平滑回路
の出力側にそれぞれ誤差電圧検出回路を設けると
共に、この各誤差電圧検出回路出力と前記主電源
部の誤差電圧検出回路出力の論理積を求める回路
を設け、前記インバータをその論理積回路出力に
より制御するように形成したことを特徴とするリ
ンキングチヨークコンバータ方式多出力直流安定
化電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12830184U JPS6143789U (ja) | 1984-08-24 | 1984-08-24 | リンキングチヨ−クコンバ−タ方式多出力直流安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12830184U JPS6143789U (ja) | 1984-08-24 | 1984-08-24 | リンキングチヨ−クコンバ−タ方式多出力直流安定化電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6143789U JPS6143789U (ja) | 1986-03-22 |
| JPH036151Y2 true JPH036151Y2 (ja) | 1991-02-15 |
Family
ID=30686932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12830184U Granted JPS6143789U (ja) | 1984-08-24 | 1984-08-24 | リンキングチヨ−クコンバ−タ方式多出力直流安定化電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6143789U (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5828594A (ja) * | 1981-08-13 | 1983-02-19 | Toyota Motor Corp | エンジンの電子制御装置 |
| JPS6219101U (ja) * | 1985-07-16 | 1987-02-04 |
-
1984
- 1984-08-24 JP JP12830184U patent/JPS6143789U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6143789U (ja) | 1986-03-22 |
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