JPS627773B2 - - Google Patents
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- JPS627773B2 JPS627773B2 JP7083380A JP7083380A JPS627773B2 JP S627773 B2 JPS627773 B2 JP S627773B2 JP 7083380 A JP7083380 A JP 7083380A JP 7083380 A JP7083380 A JP 7083380A JP S627773 B2 JPS627773 B2 JP S627773B2
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- circuit
- voltage
- transformer
- switching
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3372—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、直流安定化電源回路に関するもの
である。
である。
従来、直流安定化電源回路として、シリーズレ
ギユレータが安定性に優れ出力電圧リプルが低い
という特徴を有することから多用されていたが、
効率が低くしかも直列トランジスタで消費する電
力損失が大きいという欠点を有する。このため、
今日においては、直流電圧をオン・オフ制御し、
このオン時間とオフ時間との比で出力電圧を制御
する効率のよいスイツチングレギユレータが使用
される傾向にある。
ギユレータが安定性に優れ出力電圧リプルが低い
という特徴を有することから多用されていたが、
効率が低くしかも直列トランジスタで消費する電
力損失が大きいという欠点を有する。このため、
今日においては、直流電圧をオン・オフ制御し、
このオン時間とオフ時間との比で出力電圧を制御
する効率のよいスイツチングレギユレータが使用
される傾向にある。
一般に、この種のスイツチングレギユレータと
して、例えば、第１図に示す回路構成からなる電
流形スイツチングレギユレータが知られている。
すなわち、第１図に示すスイツチングレギユレー
タは、直流電流Ｅに対しトランジスタ等のスイツ
チング素子Tr1〜Tr4をブリツジ接続したインバ
ータ回路INVと、このインバータ回路INVの交流
出力側端子にトランスＴを介してダイオード等の
整流素子D1〜D4をブリツジ接続した整流回路
RECとから基本的に構成され、整流回路RECの
直流出力端子側には平滑リアクトルＬおよび平滑
コンデンサＣからなる出力フイルタを介して負荷
Ldが接続され、この負荷Ld側に印加される電圧
を検出してこの電圧検出値と電圧指令器からの電
圧指令値とに基づいてインバータ回路INVを構成
する各スイツチング素子Tr1〜Tr4の導通率を制
御して負荷Ldに対する出力電圧を一定にするよ
う構成したものである。なお、前記導通率を制御
する回路は、整流回路RECの直流出力側端子に
接続された電圧検生器VDと電圧指令器VCと比較
増幅器Ａと導通率調整器CRとから構成すること
ができる。また、トランスＴの１次巻線側には、
偏磁防止用コンデンサCpが接続される。
して、例えば、第１図に示す回路構成からなる電
流形スイツチングレギユレータが知られている。
すなわち、第１図に示すスイツチングレギユレー
タは、直流電流Ｅに対しトランジスタ等のスイツ
チング素子Tr1〜Tr4をブリツジ接続したインバ
ータ回路INVと、このインバータ回路INVの交流
出力側端子にトランスＴを介してダイオード等の
整流素子D1〜D4をブリツジ接続した整流回路
RECとから基本的に構成され、整流回路RECの
直流出力端子側には平滑リアクトルＬおよび平滑
コンデンサＣからなる出力フイルタを介して負荷
Ldが接続され、この負荷Ld側に印加される電圧
を検出してこの電圧検出値と電圧指令器からの電
圧指令値とに基づいてインバータ回路INVを構成
する各スイツチング素子Tr1〜Tr4の導通率を制
御して負荷Ldに対する出力電圧を一定にするよ
う構成したものである。なお、前記導通率を制御
する回路は、整流回路RECの直流出力側端子に
接続された電圧検生器VDと電圧指令器VCと比較
増幅器Ａと導通率調整器CRとから構成すること
ができる。また、トランスＴの１次巻線側には、
偏磁防止用コンデンサCpが接続される。
このように構成された従来のスイツチングレギ
ユレータにおいては、例えばスイツチング周波数
を20KHzとした場合、出力電圧リプルを充分小さ
くするため、出力フイルタＬ，Ｃの共振周波数は
スイツチング周波数よりも約２桁小さくし約200
Hzとするのが一般的である。そこで、このように
設定される共振点を避けるため、定電圧制御系の
応答周波数は100Hz以下、応答遅れ時間5ms以上
となる。従つて、応答速度を向上させようとする
場合、スイツチング周波数を20KHzよりも増大す
ればよいが、スイツチング損失の増大等による限
界があるため、負荷急変等の外乱に対する過渡的
な応答特性がシリーズレギユレータに比べて劣る
という難点がある。
ユレータにおいては、例えばスイツチング周波数
を20KHzとした場合、出力電圧リプルを充分小さ
くするため、出力フイルタＬ，Ｃの共振周波数は
スイツチング周波数よりも約２桁小さくし約200
Hzとするのが一般的である。そこで、このように
設定される共振点を避けるため、定電圧制御系の
応答周波数は100Hz以下、応答遅れ時間5ms以上
となる。従つて、応答速度を向上させようとする
場合、スイツチング周波数を20KHzよりも増大す
ればよいが、スイツチング損失の増大等による限
界があるため、負荷急変等の外乱に対する過渡的
な応答特性がシリーズレギユレータに比べて劣る
という難点がある。
また、従来のスイツチングレギユレータにおい
ては、スイツチング素子Tr1〜Tr4の特性のバラ
ツキ等により、トランスＴの１次巻線に僅かの直
流分が生じてトランスＴが偏磁し、過大な励磁電
流が流れてスイツチング素子Tr1〜Tr4を破損す
る虞れがあるため、第１図に示すように、偏磁防
止用コンデンサCp等の過電流防止手段を施す必
要がある。
ては、スイツチング素子Tr1〜Tr4の特性のバラ
ツキ等により、トランスＴの１次巻線に僅かの直
流分が生じてトランスＴが偏磁し、過大な励磁電
流が流れてスイツチング素子Tr1〜Tr4を破損す
る虞れがあるため、第１図に示すように、偏磁防
止用コンデンサCp等の過電流防止手段を施す必
要がある。
さらに、従来のスイツチングレギユレータにお
いては、超高圧の出力電圧を得る場合、トランス
Ｔの２次巻線のストレーキヤパシタンスにより大
きな充放電電流が流れてスイツチング素子Tr1〜
Tr4に大きな突入電流を流すため、前記ストレー
キヤパシタンスを極く小さく設定し得る特殊なト
ランスの使用が必要である。
いては、超高圧の出力電圧を得る場合、トランス
Ｔの２次巻線のストレーキヤパシタンスにより大
きな充放電電流が流れてスイツチング素子Tr1〜
Tr4に大きな突入電流を流すため、前記ストレー
キヤパシタンスを極く小さく設定し得る特殊なト
ランスの使用が必要である。
前述したように、従来のスイツチングレギユレ
ータは、効率の点で優れた特徴を有するが、応答
特性並びに製作面において多くの欠点があり、応
用範囲も極めて限定的となる等の難点があつた。
ータは、効率の点で優れた特徴を有するが、応答
特性並びに製作面において多くの欠点があり、応
用範囲も極めて限定的となる等の難点があつた。
そこで、本発明者等は、前述した従来のスイツ
チングレギユレータの問題点を全て克服すべく
種々検討を重ねた結果、スイツチングレギユレー
タの直流入力電源として定電流源を使用してその
出力電流値を常に一定に制御し、この直流電流を
ブリツジ結線されたスイツチング素子により部分
的にバイパス期間を生じさせながら交流電流に変
換してトランスを介し整流・平滑回路に伝達する
ように構成することにより、出力フイルタの平滑
リアクトルを省略することができると共にスイツ
チング周波数の向上に伴い過渡的な応答速度を向
上させることができ、従来のスイツチングレギユ
レータの問題点を一挙に解消し得ることを突き止
めた。
チングレギユレータの問題点を全て克服すべく
種々検討を重ねた結果、スイツチングレギユレー
タの直流入力電源として定電流源を使用してその
出力電流値を常に一定に制御し、この直流電流を
ブリツジ結線されたスイツチング素子により部分
的にバイパス期間を生じさせながら交流電流に変
換してトランスを介し整流・平滑回路に伝達する
ように構成することにより、出力フイルタの平滑
リアクトルを省略することができると共にスイツ
チング周波数の向上に伴い過渡的な応答速度を向
上させることができ、従来のスイツチングレギユ
レータの問題点を一挙に解消し得ることを突き止
めた。
従つて、本発明の目的は、従来のスイツチング
レギユレータの欠点とされていた応答特性を著し
く向上改善し得ると共に製作の容易なスイツチン
グレギユレータを提供するにある。
レギユレータの欠点とされていた応答特性を著し
く向上改善し得ると共に製作の容易なスイツチン
グレギユレータを提供するにある。
前記の目的を達成するため、本発明において
は、定電流源から供給される一定の直流電流を、
ブリツジ結線されたスイツチング素子により、部
分的にバイパス期間を生じさせながら交流電流に
変換してトランスを介し整流・平滑回路に伝達
し、前記直流電流がバイパスされる期間と前記直
流電流が交流電流に変換されてトランスに導かれ
る期間との時間的割合を調整することにより前記
整流・平滑回路から所望の直流出力電圧を得るよ
う構成することを特徴とする。
は、定電流源から供給される一定の直流電流を、
ブリツジ結線されたスイツチング素子により、部
分的にバイパス期間を生じさせながら交流電流に
変換してトランスを介し整流・平滑回路に伝達
し、前記直流電流がバイパスされる期間と前記直
流電流が交流電流に変換されてトランスに導かれ
る期間との時間的割合を調整することにより前記
整流・平滑回路から所望の直流出力電圧を得るよ
う構成することを特徴とする。
前記のスイツチングレギユレータにおいて、一
定の直流電流を供給する定電流源は、直流電源に
電圧電流変換回路を接続して構成することができ
る。この場合電圧電流変換回路は、スイツチング
素子とダイオードとの直列回路で構成し、前記ダ
イオードの両端子を電流源としてリアクトルを介
して導出することができる。
定の直流電流を供給する定電流源は、直流電源に
電圧電流変換回路を接続して構成することができ
る。この場合電圧電流変換回路は、スイツチング
素子とダイオードとの直列回路で構成し、前記ダ
イオードの両端子を電流源としてリアクトルを介
して導出することができる。
次に、本発明に係るスイツチングレギユレータ
の実施例につき添付図面を参照しながら以下詳細
に説明する。
の実施例につき添付図面を参照しながら以下詳細
に説明する。
第２図に示す実施例は、トランジスタからなる
スイツチング素子１０ａ〜１０ｄを直流電源１２
に対しブリツジ接続したインバータ回路１０と、
前記インバータ回路１０の交流出力側端子に接続
されたトランス１４と、前記トランス１４の２次
巻線側にブリツジ接続されたダイオード整流回路
１６とからなり、このダイオード整流回路１６の
直流出力側端子に平滑コンデンサ１８からなる出
力フイルタを介して負荷２０を接続すると共に前
記負荷２０の入力電圧を電圧検出器２２で検出
し、この電圧検出値を電圧指令器２４の指令値と
増幅器２６で比較増幅し導通率調整器２８を介し
てインバータ回路１０の各スイツチング素子１０
ａ〜１０ｄの導通率を調整し、負荷２０に対する
出力電圧を一定に制御するよう基本的に回路構成
されたものである。このような基本的回路構成
は、第１図に示す従来のスイツチングレギユレー
タの回路構成と略同一である。
スイツチング素子１０ａ〜１０ｄを直流電源１２
に対しブリツジ接続したインバータ回路１０と、
前記インバータ回路１０の交流出力側端子に接続
されたトランス１４と、前記トランス１４の２次
巻線側にブリツジ接続されたダイオード整流回路
１６とからなり、このダイオード整流回路１６の
直流出力側端子に平滑コンデンサ１８からなる出
力フイルタを介して負荷２０を接続すると共に前
記負荷２０の入力電圧を電圧検出器２２で検出
し、この電圧検出値を電圧指令器２４の指令値と
増幅器２６で比較増幅し導通率調整器２８を介し
てインバータ回路１０の各スイツチング素子１０
ａ〜１０ｄの導通率を調整し、負荷２０に対する
出力電圧を一定に制御するよう基本的に回路構成
されたものである。このような基本的回路構成
は、第１図に示す従来のスイツチングレギユレー
タの回路構成と略同一である。
本実施例回路においては、直流電源１２とイン
バータ回路１０との間に電圧電流変換回路３０を
設けてインバータ回路１０に、一定の直流電流を
供給し、インバータ回路１０のスイツチング素子
１０ａ〜１０ｄにより、部分的にバイパス期間を
生じさせながら交流電流に変換するようにしたこ
とを特徴とする。すなわち、電圧電流変換回路３
０は、直流電源１２と直列にスイツチング素子３
２を接続し、この直流電源１２とスイツチング素
子３２との直列回路にダイオード３４を並列に接
続し、このダイオード３４の両端子間にリアクト
ル３６を介して前記インバータ回路１０の入力側
端子に定電流源として接続したものである。な
お、前記スイツチング素子３２は、ダイオード３
４の出力側に流れる電流を検出する電流検出器３
８と電流指令器４０と導通率調整器４２とからな
るフイードバツク制御回路により導通率が調整さ
れ、出力電流を略一定となるよう制御する。
バータ回路１０との間に電圧電流変換回路３０を
設けてインバータ回路１０に、一定の直流電流を
供給し、インバータ回路１０のスイツチング素子
１０ａ〜１０ｄにより、部分的にバイパス期間を
生じさせながら交流電流に変換するようにしたこ
とを特徴とする。すなわち、電圧電流変換回路３
０は、直流電源１２と直列にスイツチング素子３
２を接続し、この直流電源１２とスイツチング素
子３２との直列回路にダイオード３４を並列に接
続し、このダイオード３４の両端子間にリアクト
ル３６を介して前記インバータ回路１０の入力側
端子に定電流源として接続したものである。な
お、前記スイツチング素子３２は、ダイオード３
４の出力側に流れる電流を検出する電流検出器３
８と電流指令器４０と導通率調整器４２とからな
るフイードバツク制御回路により導通率が調整さ
れ、出力電流を略一定となるよう制御する。
次に、このように構成した本発明に係るスイツ
チングレギユレータの動作につき、第３図に示す
動作波形図に基づいて説明する。
チングレギユレータの動作につき、第３図に示す
動作波形図に基づいて説明する。
前述した回路構成から明らかなように、本実施
例において使用する電圧電流変換回路３０は、イ
ンバータ回路１０の定電流源として作用する。ま
ず、電圧電流変換回路３０の出力電流値i30を第
３図１に示すように設定する。また導通率調整器
２８の導通率調整特性e28と増幅器２６の出力電
圧e29が第３図２に示すように設定された場合、
インバータ回路１０の各スイツチング素子１０ａ
〜１０ｄに対する導電率調整器２８の出力信号ea
〜edは第３図３に示すようになる。
例において使用する電圧電流変換回路３０は、イ
ンバータ回路１０の定電流源として作用する。ま
ず、電圧電流変換回路３０の出力電流値i30を第
３図１に示すように設定する。また導通率調整器
２８の導通率調整特性e28と増幅器２６の出力電
圧e29が第３図２に示すように設定された場合、
インバータ回路１０の各スイツチング素子１０ａ
〜１０ｄに対する導電率調整器２８の出力信号ea
〜edは第３図３に示すようになる。
このようにして、インバータ回路１０において
は、ブリツジ結線されたスイツチング素子１０ａ
〜１０ｄにより、定電流源から供給される一定の
直流電流を部分的にバイパス期間を生じさせなが
ら交流電流に変換してトランス１４に伝達され
る。この場合、前記直流電流がバイパスされる期
間と前記直流電流が交流電流に変換されてトラン
ス１４に導かれる期間との時間的割合が、第３図
４に示されるように調整される。すなわち、第３
図４に示す波形は、インバータ回路１０の出力す
なわちトランス１４の１次電流i14を示すもので
ある。このようにして、トランス１４を介し、ダ
イオード整流回路１６および平滑コンデンサ１８
を経て負荷２０側に供給される出力電流i18およ
び出力電圧e22は、夫々第３図５，６に示すよう
になり、出力電圧e22は略一定の制御される。
は、ブリツジ結線されたスイツチング素子１０ａ
〜１０ｄにより、定電流源から供給される一定の
直流電流を部分的にバイパス期間を生じさせなが
ら交流電流に変換してトランス１４に伝達され
る。この場合、前記直流電流がバイパスされる期
間と前記直流電流が交流電流に変換されてトラン
ス１４に導かれる期間との時間的割合が、第３図
４に示されるように調整される。すなわち、第３
図４に示す波形は、インバータ回路１０の出力す
なわちトランス１４の１次電流i14を示すもので
ある。このようにして、トランス１４を介し、ダ
イオード整流回路１６および平滑コンデンサ１８
を経て負荷２０側に供給される出力電流i18およ
び出力電圧e22は、夫々第３図５，６に示すよう
になり、出力電圧e22は略一定の制御される。
なお、本実施例回路において、出力電圧e22を
一定に制御する応答周波数は、自動制御理論によ
つても実験結果でも略一致し、スイツチング周波
数は＝１／Ｔ（Hz）〔第３図４参照〕となるこ
とが確認された。また、応答遅れ時間はτ≒Ｔ／
２（sec）〔第３図５参照〕となることも確認され
た。すなわち、スイツチング周波数ｆ＝20KHzと
設定すると、応答周波数も20KHzとなり、この場
合の応答遅れ時間は約25μｓとなる。
一定に制御する応答周波数は、自動制御理論によ
つても実験結果でも略一致し、スイツチング周波
数は＝１／Ｔ（Hz）〔第３図４参照〕となるこ
とが確認された。また、応答遅れ時間はτ≒Ｔ／
２（sec）〔第３図５参照〕となることも確認され
た。すなわち、スイツチング周波数ｆ＝20KHzと
設定すると、応答周波数も20KHzとなり、この場
合の応答遅れ時間は約25μｓとなる。
前述した実施例から明らかなように、本発明に
係るスイツチングレギユレータによれば、インバ
ータ回路の電源側に電圧電流変換回路からなる定
電流源を設けることにより、従来出力フイルタと
して必要とされた平滑リアクトルの設置を省略す
ることができ、しかも過渡的な応答速度を従来の
スイツチングレギユレータに比べて約200倍向上
させることが可能となつた。すなわち、応答周波
数は100Hzから20KHzまで向上させることがで
き、応答遅れ時間は5msから25μｓまで向上させ
ることができる。
係るスイツチングレギユレータによれば、インバ
ータ回路の電源側に電圧電流変換回路からなる定
電流源を設けることにより、従来出力フイルタと
して必要とされた平滑リアクトルの設置を省略す
ることができ、しかも過渡的な応答速度を従来の
スイツチングレギユレータに比べて約200倍向上
させることが可能となつた。すなわち、応答周波
数は100Hzから20KHzまで向上させることがで
き、応答遅れ時間は5msから25μｓまで向上させ
ることができる。
なお、第２図に示す実施例において、増幅器２
６を電圧電流変換回路３０の導通率調整器３８に
直結し、インバータ回路１０の導通率調整器２８
は単なる180゜導通指令器として、電流源回路を
積極的に調整制御するよう構成することにより、
制御回路の構成が簡略化されるが、この場合前述
したような応答速度の改善は全く期待できないこ
とが確認された。
６を電圧電流変換回路３０の導通率調整器３８に
直結し、インバータ回路１０の導通率調整器２８
は単なる180゜導通指令器として、電流源回路を
積極的に調整制御するよう構成することにより、
制御回路の構成が簡略化されるが、この場合前述
したような応答速度の改善は全く期待できないこ
とが確認された。
また、本発明においては、インバータ回路の入
力を定電流源としたことにより、トランスの偏磁
が生じても過電流が生じないため、従来のように
トランスに対する偏磁防止手段が不要となる利点
がある。
力を定電流源としたことにより、トランスの偏磁
が生じても過電流が生じないため、従来のように
トランスに対する偏磁防止手段が不要となる利点
がある。
さらに、トランス巻線のストレーキヤパシタン
スに対しても非常に有利となり、このため超高圧
用の直流安定化電源回路の実現が容易となり、殊
にトランス結合としていることからレーダ電源等
の高電圧高精度の直流安定化電源回路として好適
に応用することができる。
スに対しても非常に有利となり、このため超高圧
用の直流安定化電源回路の実現が容易となり、殊
にトランス結合としていることからレーダ電源等
の高電圧高精度の直流安定化電源回路として好適
に応用することができる。
さらにまた、電流源を得る手段として、電圧電
流交換回路に代えて、燃料電池や太陽電池等の電
流源が直接利用できるため、本発明に係るスイツ
チングレギユレータの応用は極めて広範となる。
流交換回路に代えて、燃料電池や太陽電池等の電
流源が直接利用できるため、本発明に係るスイツ
チングレギユレータの応用は極めて広範となる。
以上、本発明の好適な実施例について説明した
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
第１図は従来のスイツチングレギユレータの回
路図、第２図は本発明に係るスイツチングレギユ
レータの一実施例を示す回路図、第３図１〜６は
第２図に示す回路の動作波形図である。 １０……インバータ回路、１０ａ〜１０ｄ……
スイツチング素子、１２……直流電源、１４……
トランス、１６……ダイオード整流回路、１８…
…平滑コンデンサ、２０……負荷、２２……電圧
検出器、２４……電圧指令器、２６……増幅器、
２８……導通率調整器、３０……電圧電流変換回
路、３２……スイツチング素子、３４……ダイオ
ード、３６……リアクトル、３８……電流検出
器、４０……電流指令器、４２……導通率調整
器。
路図、第２図は本発明に係るスイツチングレギユ
レータの一実施例を示す回路図、第３図１〜６は
第２図に示す回路の動作波形図である。 １０……インバータ回路、１０ａ〜１０ｄ……
スイツチング素子、１２……直流電源、１４……
トランス、１６……ダイオード整流回路、１８…
…平滑コンデンサ、２０……負荷、２２……電圧
検出器、２４……電圧指令器、２６……増幅器、
２８……導通率調整器、３０……電圧電流変換回
路、３２……スイツチング素子、３４……ダイオ
ード、３６……リアクトル、３８……電流検出
器、４０……電流指令器、４２……導通率調整
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 定電流源から供給される一定の直流電流を、
ブリツジ結線されたスイツチング素子により、部
分的にバイパス期間を生じさせながら交流電流に
変換してトランスを介し整流・平滑回路に伝達
し、前記直流電流がバイパスされる期間と前記直
流電流が交流電流に変換されてトランスに導かれ
る期間との時間的割合を調整することにより前記
整流・平滑回路から所望の直流出力電圧を得るよ
う構成したことを特徴とするスイツチングレギユ
レータ。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のスイツチングレ
ギユレータにおいて定電流源は直流電源に電圧電
流変換回路を接続して構成してなるスイツチング
レギユレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7083380A JPS5772A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7083380A JPS5772A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5772A JPS5772A (en) | 1982-01-05 |
| JPS627773B2 true JPS627773B2 (ja) | 1987-02-19 |
Family
ID=13442962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7083380A Granted JPS5772A (en) | 1980-05-29 | 1980-05-29 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5772A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4635604A (en) * | 1984-02-24 | 1987-01-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Engine ignition timing control apparatus |
| US4588708A (en) * | 1985-04-15 | 1986-05-13 | Kansas State University Research Foundation | Bimetallic solvated metal atom dispersed catalysts |
| JPH0744827B2 (ja) * | 1986-11-06 | 1995-05-15 | 株式会社東芝 | 電源装置 |
-
1980
- 1980-05-29 JP JP7083380A patent/JPS5772A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5772A (en) | 1982-01-05 |
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