JPH0362628A

JPH0362628A - ディジタル等化器

Info

Publication number: JPH0362628A
Application number: JP1198151A
Authority: JP
Inventors: Hideki Okubo; 英樹大久保; Yojin Abe; 阿部　要人; Shinya Fukuoka; 信也福岡
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1989-07-31
Filing date: 1989-07-31
Publication date: 1991-03-18
Anticipated expiration: 2015-02-21
Also published as: JP3011948B2; EP0411741B1; DE69014470D1; EP0411741A1; DE69014470T2; US5157691A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はディジタル等化器に係り、より詳細には、例え
ばＦＭ受信機の受信信号に内在するマルチパス信号成分
を補正するマルチパス補正フィルタに関する。

〔従来の技術〕

ＦＭ放送を受信する際にしばしば遭遇する問題として、
マルチパス伝送がある。これは、山・建物等での反射に
よって遅延した単一あるいは複数の電波が、送信点より
直接到来した電波と共に受信されることによって生じる
もので、ＦＭ復調後には歪み成分となり、放送の受信品
質を著しく悪化させる。カーラジオのように受信地点の
移動を伴う受信機では、この問題の影響は特に顕著なも
のとなる。

適応フィルタマルチパス伝送された電波から正しい受信信号を得るた
めの手法として適応信号処理を用いた適応フィルタの考
え方がある。

すなわち、離散的なフィルタのｎ時点における出力ｙ　
　は、（ｎ）７（ｎ）＝Σ　８　°Ｎｘ（ｎ−ｋ）ｋ・Ｏｋ・・・　（１）で与えられる。ａｋはフィルタの係数、ＮＸ（Ｉｌ−ｋ
）は入力信号である。

適応信号処理はフィルタの希望の応答ｄ　　と（ｎ）フィルタ出力ｙ　　との誤差（ｎ）＝ｄ　　　−７・・・（２）ｅ（ｎ）　　　　（ｎ）　　　　（ｎ）の２乗平均値（
２乗平均誤差）εを評価係数Ｆとして定義し、 ε＝Ｅ　（ｅ　　　　）　＝Ｆ　　　　　　　　・・・
（３）（ｎ）Ｅ〔・〕は期待値演算これが最小となるようにフィルタの係数制御（調整）を
行うものである。

このような適応フィルタの係数制御には演算量が比較的
少なく実時間処理が容易な逐次修正形の勾配アルゴリズ
ムが広く用いられている。このアルゴリズムはｎ時点で
推定された係数ベクトルをｎ＋１時点での係数ベクトル
として逐次的に最適な係数ベクトルへと収束させるもの
である。修正量ベクトルΔａ　　は評価係数Ｆの最急勾
配に（ｎ）よって決定され、すなわち、がｎ＋１時点の係数ベクトルとなる。αは修正量をコン
トロールする正の定数である。なお、係数ベクトルａ　
　は、（ｎ）ａ　（ｎ）　＝　ｃ・＋、　ａ　　　、　−］　”　　
　−（６）ｋ　（ｎ）で与えられる（Ｔは転置を表す）。

従来例１この従来例１は上記適応フィルタをマルチパス補正フィ
ルタに応用したものである。

すなわち、ＦＭ信号は振幅（エンベロープ）に情報が含
まれておらず一定振幅であり、一方、マルチパス伝送さ
れたＦＭ信号はその伝達関数の影響により、エンベロー
プが変動している。したがって、エンベロープ一定の信
号を希望の応答と考え、適応フィルタの考え方をマルチ
パス伝送の補正フィルタに適用することができる。フィ
ルタ係数の適応制御のための評価関数Ｆとしては、例え
ば、Ｆ＝Ｅ　（（ｌ　ｙ　　　ｌ　　−ｇ　　　）　２）・
・・（７）（ｎ）　　　　　　（ｎ）ここに、ｇ　　は基準値で、（＋＋）ｇ　（ｎ　）　　＝ＣＯｎ　’　ｌ　ａｎ　ｌである。

あるいは、ｇ　（１）　　＝　ｃｏｎｓｔａｎｔ　　　　　　　　
　　　　　−＝　（８）等が考えられる。このような考
え方に基づいたマルチパス補正フィルタの公知文献とし
ては、次のものが挙げられる。

文献１−　Ｊ、　Ｒ，Ｔ＋ｅｉｃｈｌｅｒ、　Ｂ、　Ｇ
、　Ａｇｅｅ　　“Ａ　ｎｅｗＡｐｐ「ｏａｃｈ　ｔｏ
　Ｍｕｌｔｌｐａｌｈ　Ｃｏ＋＋ｅｅｔｌｏｎＯｆ　ｃ
ｏｎｓｅｎｔ　ｇｏｄｕｌｔｚ　ＳｉｇｎａｌｇＩＥＥ
Ｅ　Ｔｒａｎｓ、　ｖｏｌ、　ＡＳＳＰ−３１，Ｎｏ、
　２．　ｐｐ４５９−４７１　（１９８３）文献２・・・伊丹、羽島：　“判定帰還構成による包路
線一定信号のマルチパス除去”、信学技報、ＣＡＳ８７−１５４、ｐｐ、　１９−２４（１
９８７）ところが、上記従来例工によりＦＭ放送におい
て十分なマルチパス補正を行うためにはフィルタ係数が
相当量必要となり、それによるフィルタ演算及びフィル
タ係数制御のための演算は膨大なものとなる。

従来例２第６図、第７図および第８図に従来例２の概要を示す。

この従来例２はマルチパス伝送路の伝達関数に着目し、
送信点より直接到来した電波（以下、直接波という。）
を基準として正規化することによりフィルタ演算を行う
マルチパス補正フィルタの例である。

すなわち、まず、この従来例２をＦＭチューナに適用し
た場合の概要を説明しておく。第６図にその概要図を示
す。アンテナ１で受信された電波信号はフロントエンド
２を経由してＡ／Ｄコンバータ３によりディジタル値に
変換される。そのディジタル信号は正規化回路４により
、直接波を基準として正規化される。正規化された入力
信号Ｎｘ　　　は等花器５に入力される。等花器５は入
（ｎ）力信号Ｎｘ　　　にマルチパス補正を施し、その出（ｎ
）力信号ｙ　　を復調回路６に送る。

（ｎ）等花器５は、第７図に示すように、伝達関数ＨＥＱ　（
りをもつディジタルフィルタ７と、その出力信号ｙ　　
を抽出する絶対値二乗要素８と、抽（ｎ）出されたフィードバック信号と正規化のための基準値信
号“１″とを比較する加算要素９と、その比較偏差（す
なわち、誤差信号ｅ　　）に基づい（ｎ）てディジタルフィルタ７のフィルタ係数りおよび遅延量
Ｕを制御する制御要素１０とからなる。ディジタルフィ
ルタ７は、第８図に示すように、ＦＩＲ型のディジタル
フィルタである。

さて、一般にマルチパス伝送路の伝達関数は次のように
表すことができる。

Ｈｙｐ（Ｉω）＝Σ ；０１ｐ（−ｊ　　ωτ。

）（９）ここで、は受信地点における各電波の複素振幅であり、を示している。

次に、直接波を基準として正規化すると、伝達関数ＨＭＰ（Ｊ ω）は、Ｈ（ｊ　　ω）＝１＋　Σ　ｒ　　　−！ｌ９（−ｊ　
　ωτＭＰ１：ＩＩ）・・・　（１０）と書き改められる。

更に、信号を周期Ｔでサンプリングすることで離散信号に変換するならば、伝達関数Ｈ１ｌｌＰ（ｊ ω）は、Ｈ（ｚ）＝１＋Σ　ｒ　　　−ｚ−”　　　−（１１）
ＭＰ　　　　　　　　：ｔと表すことができる。特に、反射によって遅延した電波
（反射波）が単一の場合には、Ｈ，ＩＰ（Ｚ）＝１＋ｒ−ｚ−’　　　　　　−（１３
）が伝達関数となる。この場合の逆関数Ｈ１！Ｑ（ｚ）
は、となり、これを級数展開すると、ＨＥＱ（ｚ）＝ｊ÷（、）！°′−ｉ’“・・・　（１
５）がマルチパス伝送路の逆関数として得られる。この逆関
数ＨＥＱ（ｚ）の特性を持ったマルチパス補正フィルタ
は、反射波の遅延時間τをサンプリング周期Ｔにより正
規化することによって得られた遅延量Ｕの整数倍に相当
するところのみ非零の係数をもつフィルタとして実現で
きる。反射波が単−でない場合においては、複素振幅ｒ
のかわりに時変な複素振幅ｒ　　を定義することによっ
て、（ｎ）単一反射波の場合と同様に扱うことが可能となる。

このような構造のフィルタに適応フィルタの考え方を適
用したマルチパス補正フィルタの公知文献としては次の
ものが挙げられる。

公知文献１　・−に、　Ｄ、　ＫＡＭＭＥＹＥＲＲ，Ｍ
ＡＮＮ　ａｎｄ　ＷＴＯＢＥＲＧＴＥ　ｌ　　“Ｍｏｄ
ｉｆｉｅｄ　Ａ＋ｌａｐ！１ｖｅＦＩＲＥｑｕａｌｉｚ
ｅｒ　ｆｏｒＭｕＮｉｐａｔｈＥｃｔｚ　　Ｃａｎｃｅ
ｌｌａｔｉｏｎ　　ｉｎ　　ＦＭＴｒａｎｓｍｉｓｓｉ
ｏｎ　　　ＩＥＥＥ　Ｊ　ｖｏｌ　５ＡＣ５、Ｎｏ、　
２．　Ｎ、　２２６−２３７（１９８７）公知文献２・
・・特開昭６２−１４０５２７号公報ところで、適応制
御のための評価関数Ｆとしては、Ｆ＝Ｅ　（（ｌｙ　　　ｌ　　−ｇ　　　）　２）。

（ｎ）　　　　　　（ｎ）ｇ　（ｎ）　　＝　ｃｏｎｅｊａｎ＋、　　　　　　　
　　　−（１６）を用いるが、直接波によって正規化さ
れた信号を用いる場合には、ｇ（。）＝１　　　　　　　　　　　　　・・・（１７
）とすることができ、すなわち、Ｆ＝Ｅ（（ｌｙ　　　１２−１）　２）　　・・・（１
８）（ｎ）が評価関数となる。非零のフィルタ係数をり、と表すと
係数ベクトルｈは、であり（ここで、明らかにｈ＝（−ｒ）０＝１である）
、ｎ時点におけるフィルタ係数ベクトルの推定値ｈ　　
からｎ＋１時点における推定値（ｎ）で与えられ（Ｘは正の定数）、あるいは、係数ベクトル
ｈの各要素は複素振幅ｒによって一意に決定されること
からｎ＋１時点における複素振幅ｒ（ｌｌ＋１）を直接
推定するための更新式、によってフィルタ係数を求める
こともできる（Ｔは）正の定数）、また、ｎ時点におけ
る遅延量の推定値Ｕ　　からｎ＋１時点における遅延量
（ｎ）ｕ（ｎ＋１）を推定するための更新式は、で与えられる
（μは正の定数）。このように非零のフィルタ係数の値
及びそれに相当する遅延量を求めることにより、フィル
タ演算及びフィルタ係数制御の演算量の大幅な削減が可
能となる。

従来例３第９図、第１０図に従来例３の概要を示す。この従来例
３は上記従来例２のマルチパス補正フィルタを縦続接続
構造にて実現したものである。

第７図、第８図と比較して、この従来例３が異なるのは
、ディジタルフィルタ１１として縦続接続型のＦＩＲデ
ィジタルフィルタを用いている点と、そのフィルタ係数
Ｃの更新制御を行う制御要素工２の点である。

すなわち、上記マルチパス補正フィルタはフル２フス伝
送の補正を行うのに十分な総遅延量（有限長）をもつフ
ィルタとして実際には構成されるのであるが、非零の係
数の個数を２のべき乗に選ぶと、このフィルタの伝達関
数は、ＨＥＱ（り　＝　π（１＋　Ｃ’　Ｚ　−”　）ｍ＝１
ｍ・・・　（２３）と書き改めることができ、これは唯一っの係数をもった
フィルタの縦続接続によって実現される。

ここで、 −１ｃ＝（−ｒ）２．ｕω＝２ｍ−１・Ｕ・・・　（２４）である。この縦続接続構造のフィルタにおける適応制御
も前記の場合と同様に行われ、更に演算量の削減が可能
となる。

なお、これらの従来例２および３に示したマルチパス補
正フィルタはマルチパスの補正だけでなく、このフィル
タ以前のアナログ処理（ＩＦフィルタ等）により生じる
線形歪みの除去にもあわせて有効なものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来の方法においてはマルチパス伝送された信号を
直接波の振幅により正規化する操作を行っているため、
評価関数Ｆにおけるエンベロープの基準値（フィルタの
希望応答）であるｇ（１）の値をｇ（ｎ）−１・・・（２５とすることが可能である。しかしながら、実際の信号に
おいては直接波の振幅ｒ　は未知であり、補正フィルタ
に入力される信号を正規化することは不可能である。そ
のため、基準値ｇ　　を決定（ｎ）することは困難である。更に、カーラジオのように移動
を伴う受信機では受信場所によって直接波の受信強度が
変化するために、−直接波の振幅ｒによる正規化が行わ
れないことになるが、この場合には正規化された信号に
代えて直接波の振幅そのものが基準値となるため一定の
振幅の出力信号を得ることは極めて困難である。

本発明は、フィルタの入力信号の直接波の振幅による正
規化の操作を行うことなく、マルチパス補正を行うこと
が可能なディジタル等化器を提供することを目的とする
。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は振幅（ｒ）または
位相（θ）が異なる複数の同一周波数信号の多重化信号
に対応するディジタル入力信号（Ｘ　　　）をフィルタ
演算処理するディジタルフ（０イルタ（７）と、このディジタルフィルタの出力信号（
ｙ　　　）を予め定められた基準値信号（１１）（ｇ　　　）と比較し、その比較偏差分（ｅ　　　）（
ｎ）　　　　　　　　　　　　　　　　　（ｎ）に基づ
いて前記出力信号（ｙ　　　）の振幅を一定（ｎ）に制御するフィードバック回路と、を備えたディジタル
等化器において、前記フィードバック回路は、前記出力
信号（ｙ　　　）に前記比較偏差分（ｎ）（ｅ　　）に対応する係数信号（ｂ　　　）を乗算（ｎ
）　　　　　　　　　　　　　　（ｎ）する乗算要素（
１４）を含むよう構成する。

〔作用〕

本発明によれば、ディジタルフィルタ（７）から出力さ
れる出力信号（ｙ　　　）はフィードバラ（ｎ）り回路によりフィードバックされ、基準振幅信号（ｇ　
　　）との比較偏差が算出されるが、このと（ｎ）きフィードバックされるディジタルフィルタの出力信号
には乗算要素（１４）において前記比較偏差分（ｅ　　
）に対応する係数信号（ｂ　　　）が（ｎ）　　　　　
　　　　　　　　　（ｎ）乗ぜられる。この係数信号（
ｂ　　　）はディジタ（ｎ）ルフィルタ（７）のフィルタ係数の更新と同時に繰返し
更新される。その結果、比較偏差分（ｅ　　　）はゼロ
に収束し、振幅が一定となるの（ｎ）で、一定振幅の出力信号を出力させることができ、多重
信号による混変調ひずみを除去した出力信号を得ること
ができる。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

原理本発明の詳細な説明する前に、本発明の詳細な説明する
。

マルチパス補正フィルタの伝達関数ＨＥＱ　（りを非零
のフィルタ係数ベクトル要素ｈ　を用いて表すと、Ｈ＝Σ　ｈ、・Ｚ−ｊｏ“ ＥＱ　（”　）　　　＋□０１・・　（２６）であり、この構造のフィルタを適応制御するための評価
関数Ｆとして、Ｆ＝ＥＣ（ｂ　　　　ｌｙ　　　ｌ　　−ｇ　　　）〕
（ｎ）　　　　　（ｎ）　　　　　　（ｎ）ｇ　（、、
＝＝　ｃｏｎｓｔａｎｔ　　　　　　　　　　　　＝−
（２７）を定義するが、基準値ｇ　　は任意の定数であ
り、（ｎ）ここで仮に、ｇ（ｎ）”１　　　　　　　　　　川（２８）とすると
、すなわち、Ｆ＝Ｅ〔（ｂ（１）　　　（、）　２−　２１ｙ　　　
ｌ　　　　↓）　〕・・・（２９）が評価関数となる。この評価関数Ｆに含まれている係数
ｂ　　の値を適応制御することにより、入（ｎ）力信号を直接波の振幅で正規化する操作を行うことなく
マルチパス補正フィルタの実現を可能にするものである
。

この補正フィルタの適応動作は、複素振幅ｒからフィル
タ係数を求める場合を例にとると、ｎ＋１時点の複素振
幅”（ｎ＋１）を推定する更新式は、であり、ｎ＋１時
点の遅延量Ｕ　　　を推定する（ｎ＋１）更新式は、で与えられ、またｎ＋１時点の係数ｂ（ｎ＋１）につい
ては、によって更新され（βは正の定数）、これらの３つのパ
ラメータの更新を繰り返すことによってフィルタの最適
制御が行われる。各パラメータの更新式について更に詳
細な演算を示すならば（期待値演算は瞬時値で置き換え
る）、・・・（３３）・・・（３４）ｂ（ｎ＋１）となる。ここでＲｅ［・１は複素数の実数部を示し、本
は複素共役を表している。また又はフィルタの入力信号
ベクトルであり、ｘ　　　　　＝　　［−−−、ｘ　　（ｎ−ｊ−ｕ）、
　　・・−コ　”　　　、・　（３６）（ｎ）フィルタ出力ｙ　　は、（ｎ）一丁＝ｈ　　　−ｘ−・・・（３７）ｙ（ｎ）　　　　（ｎ）　　　　（ｎ）によって得られ
るものである。ｅ（ｏ）はフィルタ出力の誤差信号であ
り、　− ＝ｂ　　　　　　ｌｙ　　　　　ｌ　　　　　１　　　
・・・　（３８）ｅ（ｎ）　　　　（ｎｌ　　　　　　
（ｎｌである。

第１実施例上記原理に基づく本発明の第１実施例を第１図に示す。

なお、第１図において第７図の従来例と重複する部分に
は同一の符号を附して以下説明する。

第１図において第７図と異なる点は、絶対値二乗要素８
と加算要素９との間に係数信号すを絶対値二乗要素８の
出力信号に乗算する乗算要素１４が介在されている点、
基準値信号として正規化のための基準値ではなく任意に
収束すべきパラメータ値としての基準値信号ｇ　　が与
えられる点、（ｎ）および係数信号すをフィルタ係数りに合わせて更新制御
する制御要素１５を含めた点である。

すなわち、本発明は、（２７）式あるいは（２９）に示
す評価関数Ｆに含まれている係数ｂ　　の値を適応制御
することにより、入力信号（ｎ）ｘ（ｎ）を直接波の振幅ｒで正規化する操作を行うこと
なくマルチパスの補正するものであり、前述の（３０）
式〜（３２）式（より詳細には、（３３）式〜（３５）
式）の演算を実行するものである。　ここで、第２図に
、第１実施例の等化器について下記の条件下でシミュレ
ーションした場合の単一反射の場合の各パラメータの収
束特性第２図かられかるように、各パラメータおよび出
力信号ｙ　　ともに所定時間後に一定値に収束（ｎ）しており、マルチパス補正が正しく行われていることが
わかる。

なお、複素振幅ｒのかわりに係数ベクトルｈを直接更新
する場合についても同様である。

以上の等化器をＦＭチューナに適用した例を第６図との
比較において第３図に示す。この第３図かられかるよう
に、正規化回路４（第６図）が省略され、構成の簡素化
とともに確実にマルチパスの補正をすることが可能とな
る。

第２実施例第４図に本発明の第２実施例を示す。

この第２実施例は、乗算要素１４の挿入位置をディジタ
ルフィルタ７と絶対値二乗要素８の抽出点との間に置き
換えたものである。

すなわち、この第２実施例は、正規化された伝達関数Ｈ
ＥＱ　ｉ）の構造を持つフィルタに係数ｂ　　を縦続接
続構成したフィルタ、（ｎｌＥＱ　　　　　　　　’　ＨＨ−（り　＝　ｂ　（ｎ）　　　ＥＱ（りを次の評価関
数、Ｆ＝Ｅ　Ｃ（ｌ　）’（ｎ）　ｌ　　　ｇ（ｇ　）　２
）　−ｇ　（ｎ）　　＝　Ｃ０ＩＩＳＩＩＩＩＩｓを用
いて適応制御するようにしたものである。

ＨＥＱ・（りの各パラメータ複素振幅ｒ１遅延量ｕ１係
数すの更新は上記と同様の更新式、Ｆ ’　（ｎ＋１）　＝　’　（Ｈ）−°　ａ・（。）Ｆ゛（“・＋Ｉ）　”　”　（ｎ）−“°　ａ・（。）Ｆ＝ｂ　　　　−β　・ °（・・”）　　（・）ａ”　（ｎ）によって行われる。

このようにしても出力ｙ　　に対して係数信号（ｎ）ｂを乗算することに変りはなく、同等の効果を得ること
かできる。

第３実施例第５図に本発明の第３実施例を示す。

この第３実施例は、乗算要素１４の挿入位置をディジタ
ルフィルタ７の入力端とし、乗算要素１４とディジタル
フィルタ７との縦続接続としたものである。動作原理は
第２実施例と同様である。

このように係数信号すとディジタルフィルタとの接続順
序は出力信号ｙ　（ｎ）の値に影響を与えず、同等の効
果を得ることができる。

上記第１実施例、第２実施例は第７図、第８図の非巡回
型ＦＩＲデイジタルフイルり１こ対応して構成した例を
示したが、補正フィルタを次式の伝達関数、ＨＥＱ（１）　＝　π（１＋　Ｃ”　Ｚ−ｕｍ）ｍ＝１
　　　　　　１ｌｌｌで表される第９図、第１０図の従属接続構成のフィルタ
に適用した場合についても全く同様の効果が得られるも
のである。

以上のようにして、任意の入力信号に対して動作可能な
マルチパス補正フィルタを比較的少ない演算量で実現で
きる。

以上の各実施例ではチューナを例にとって説明したが電
話回線等の通信回線に使われるＦＭ等の伝達信号にも適
用可能である。また以上の実施例ではＦＭを例にして説
明したがその他のＰＭ。

ＦＳＸＳＰＳＫ等のエンベロープ一定の信号にも適用可
能である。さらにＱＰＳＫ等のディジタル変調にも有効
である。さらにまた伝送路の特性を推定、測定する事に
も用いうる。

〔発明の効果〕

以上の通り、本発明によれば、直接波の振幅による正規
化の操作を行うことなく、任意の入力信号に対し適正な
等化を行うことができ、正しい信号データを得ることが
できる。特に、入力信号がマルチパス伝退路を経由して
受信される電波信号の等化処理（すなわち、マルチパス
補正）を行うことができ、受信強度の変化しやすい車載
用ラジオの受信品質の向上に寄与するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例のブロック図、第２図はシ
ミュレーションによる単一反射の場合の各パラメータの
収束特性を示す特性図、第３図は本発明を適用したＦＭ
チューナ例のブロック図、第４図は本発明の第２実施例のブロック図、第５図は本
発明の第３実施例のブロック図、第６図は従来の等化器
を適用したＦＭチューナ例のブロック図、第７図は従来例２の等化器のブロック図、第８図は従来
例２の非巡回型ＦＩＲディジタルフィルタのブロック図
、第９図は従来例３の等化器のブロック図、第１０図は従
来例３の縦続接続型ＦＩＲディジタルフィルタのブロッ
ク図である。１・・・アンテナ２・・・フロントエンド３・・・Ａ／Ｄコンバータ６・・・復調回路７・・・ディジタルフィルタ８・・・絶対値二乗要素９・・・加算要素１３・・・等花器１４・・・乗算要素１５・・・制御要素Ｘ（。）・・・ディジタル入力信号ｙ（。）・・・出力信号ｒ、　　・・・複素振幅 θ　　・・・位相ｕ　０　・・・遅延量ｂ　　・・・係数信号ｇ　４　・・・基準値信号

Claims

【特許請求の範囲】１、振幅（ｒ）または位相（θ）が異なる複数の同一周
波数信号の多重化信号に対応するディジタル入力信号（
ｘ＿（＿ｎ＿））をフィルタ演算処理するディジタルフ
ィルタ（７）と、このディジタルフィルタの出力信号（
ｙ＿（＿ｎ＿））を予め定められた基準値信号（ｇ＿（
＿ｎ＿））と比較し、その比較偏差分（ｅ＿（＿ｎ＿）
）に基づいて前記出力信号（ｙ＿（＿ｎ＿））の振幅を
一定に制御するフィードバック回路と、を備えたディジ
タル等化器において、前記フィードバック回路は、前記出力信号（ｙ＿（＿ｎ＿））に前記比較偏差分（ｅ＿（＿ｎ＿）
）に対応する係数信号（ｂ＿（＿ｎ＿））を乗算する乗
算要素（１４）を含むことを特徴とするディジタル等化
器。２、請求項１記載のディジタル等化器において、乗算要
素（１４）は前記ディジタルフィルタ（７）の出力信号
（ｙ＿（＿ｎ＿））のフィードバック信号抽出回路内に
含めたことを特徴とするディジタル等化器。３、請求項１記載のディジタル等化器において、乗算要
素（１４）は前記ディジタルフィルタ（７）の出力端と
フィードバック信号抽出点との間に介在させたことを特
徴とするディジタル等化器。４、請求項１記載のディジタル等化器において、乗算要
素（１４）は前記ディジタルフィルタ（７）の入力端に
接続したことを特徴とするディジタル等化器。５、請求項１乃至４記載のディジタル等化器において、
多重化信号（ｘ＿（＿ｎ＿））はマルチパス伝送された
ＦＭ変調信号であることを特徴とするディジタル等化器
。