JPH036609A - 音響式座標入力装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は音波を利用した面入力タイプの音響式座標入力
装置（以後、デジタイザーと呼ぶ）に関するもので、特
に音波を出力し座標の位置を指定する入力ペンがデジタ
イザー面上どこでも安定して入力できるための回路シス
テムに関する。

〔従来の技術〕

コンピュータが普及するにつれ、その入力装置としてキ
ーボードと共にデジタイザーは重要な役割を果たしてき
た。最近は携帯用コンピュータやノートブックサイズの
ワープロなども製品化され、小型のデジタイザーが入力
装置として組込まれるようになってきた。音波式デジタ
イザーは回路はともかく構造が簡単であり、かつ入力面
もガラス、プラスティック等でよいなどの理由から表示
パネル上に形成するのに向いている。

音響式デジタイザーは、間欠的に発せられる音波を出力
するベンタイプの入力ベンと、その音波がデジタイザー
本体の受信マイクに到達するまでの空間伝搬時間を測定
し座標を読み取る本体とから構成される。この−組の本
体と入力ペンとは時間測定回路に同期がとられている。

つまり、入力ペンから音波が出力されるのと同期してデ
ジタイザー本体側の時間計測がスタートし、その音波が
デジタイザー本体の複数の受信マイクに遅れて到達する
までの時間をそれぞれ測定し、入力ペンの座標位置を検
出する。この時のスタートをかげる同期信号は、入力ペ
ンとデジタイザー本体とが有線で接続されている場合は
どちらが発しても同じことであるが、入力ペンとデジタ
イザーとが物理的に分離されている場合には、どちらか
が同期信号を発することになる。その場合その伝達手段
としてはいろいろあるが、電波、磁気が通常よく使用さ
れる。また音波も可聴帯から超音波など数百ＫＨ２にま
でＫのぼり各々のシステムに適した周波数で使われる。

欠に図面を用いて従来の音響式デジタイザーの動作を説
明する。第６図囚は従来の音響式デジタイザーのブロッ
ク図である。６０１は音波を間欠的に発生させるための
タイミング回路であり、同時に時間測定の基準となるス
タート信号の作成回路でもある同期信号発生回路である
。６０２は入力座標を指示する入力ペンであり、同期信
号に対し音波を発する手段、例えば圧電スピーカを含ん
でいる。６０３はデジタイザーの入力面を示している。

６０４．６０５は入力ペン６０２からの音波を受信する
ための音響用のマイクである。

６０６．６０７はマイクからの微小信号を増幅する増幅
回路、６０８，６０９はバンドパスフィルタ等を含む波
形成形回路である。６１１，６１２は受信信号を基準電
圧ＶＲと比較するコンパレータである。６１０は直流基
準電圧ＶＲを出力するスライスレベル発生回路である。

６１６は時間測定回路でカウンタとそのカウンタ値を記
憶してお（レジスタ及びコンピュータシステムとデータ
のやり取りを行うためのインターフェース回路等で構成
されている。つまり２つのマイクよりえられる信号の到
達時間をそれぞれ測定し、そのカウンタ値をコンピュー
タで読み取ることができる。

今、スピーカを超音波振動子（例えば４０　ＫＨｚ）と
すると、同期信号発生回路６０１より同期パルスが入力
ベン６０２のスピーカを電気的にただ（。

すると入力ペン６０２より４０ＫＨｚの音波が出力する
。同時に時間測定回路６１６の測定の開始を指示する。

音波は入力面６０６上の空間を伝わり、マイクロ０４と
マイクロ０５にそれぞれ入力ペン６０２の位置に比例し
た伝搬時間で到達する。その到達した音波はマイクロ０
４，６０５により電気信号に変換され波形成形された後
、コンパレータ６１１，６１２で基準電圧ＶＲをスライ
スレベルとして検出され、時間測定回路６１３のカウン
トをストップするための信号ＳＬ、ＳＲに変換される。

マイクロ０４．６０５に到達する時間をそれぞれＴＬ、
ＴＲとすると、それに応じたカウンタ値が時間測定回路
６１６内でセットされる。このカウンタ値をコンピュー
タが読み出すことより二次元的位置を知ることができ、
もし必要なら直交するＸ−Ｙ座標に変換することも簡単
である。

あとは一般的なマウス処理と同様に扱えばよい。

第６図（１３）と第６図（Ｑに時間測定回路６１６の具
体的回路及びそのタイミングチャートを示す。

６２０はカウンタであり同期信号と関係するリセット信
号によりカウントを開始する。６２１．６２２はカウン
タ６２０の値を一時的に記憶するＩ１０レジスタで、マ
イクに到達したタイミングでカウンタ６２０よりラッチ
される。またＣＰＵシステムより読み取り可能なＬ１０
ポートも兼ねている。６２６はコンパレータ６１１．６
１２の出力信号ＳＬ、ＳＲ及び同期信号を成形する成形
回路で、同時にＣＰＵシステム６１４０制御信号とも関
連動作する。例えば、デジタイザーがデータを得ると割
り込み信号をＣＰＵに出力したり、ＣＰＵからのステー
タスを読み取ったりする。

６２４は成形回路６２３とＣＰＵシステム６１４とのイ
ンターフェース用Ｉ１０ポートでここではコントロール
レジスタと呼んでおく。第６図（日にコンパレータの入
力と出力の波形図を示しておく。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら従来のシステムでは入力ペンの出力用スピ
ーカに効率の良さから超音波スピーカのごとくＱの高い
特性のものを用いると、共振しながら出力されるため、
最初の数発のパルスは振幅が小さく、従って第６図（Ｄ
の実線波形６４０のごとく、例えば２発目のパルスが基
準電圧ＶＲでスライス（Ａ点）されるため、入力ペンと
マイクとの距離の違いからくる振幅の大小によりスライ
スされるパルスの位相の位置のずれ（Ａ点→Ｂ点）及び
１パルス分のずれ（Ａ点→Ｃ点）等がおぎ、本来のマイ
クと入力ペンとの距離を正確に読み取るには誤差となり
非常に精度の悪いものとなってしまう。

また前者を解決すべく第６図（ＤのＡ点、Ｄ点のごとく
基準電圧ＶＲを横切るときの立ち上がりの遅延時間ＴＩ
と立ち下がりの遅延時間Ｔ２を測定しその平均をとるこ
とより多少の振幅の変動を吸収できるが、これだと各マ
イクに対し二つのレジスタが必要となり、例えば１６ビ
ツトのカウンタがシステムの精度上必要なら６４ビツト
ものＩ１０レジスタが必要となりシステムの簡略化に反
する。

本発明の目的は、上述の部幅の影響を取り去り、かつ多
少の振幅の影響があったにせよ振幅の影響ノナイレベル
でコンパレートすること６により、高精度のデジタイザ
ーシステムを提供するものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明はマイクと入力ペン
との距離の関数に応じた補正回路を追加し、かつ従来の
第１のコンパレータに更に第２のコンパレータを設け、
第１のコンパレータ出力は時間測定回路のストップ信号
としてでな（第２のコンパレータの動作をスタートさせ
、第２のコンパレータは零クロスコンパレータとする構
成トシた。上述の補正回路とは、実際のデジタイザー本
体の各マイクと入力ペン先との距離に従って第１のコン
パレータの基準電圧ＶＲを時間軸上で補正するかマイク
の入力増幅のゲインをコントロールする。その補正情報
は、デジタイザーシステムに合わせて固定的に設定する
場合と、実際のマイクと入力ペンとの距離を読み取った
入力振幅からコントロールする場合、そしてほとんどの
デジタイザーがＣＰＵシステムと併合して使用されるこ
とから、前回に読み取った入力ペンの囮標からソフト的
にマイクと入力ペンとの距離に応じた補正を計算し、補
正回路にフィードバックする構成である。

〔実施例１〕 本発明による実施例を図面をもとに説明する。

第１図囚はマイクと入力ペン先との距離とマイク出力の
振幅との関係を考慮し、固定的な基準電圧補正回路を導
入した場合の実施例である。１０１は同期信号発生回路
、１０２は入力ペン、１０３．１０４はマイク、１０５
．１０６は増１＠回路、１０７．１０８は波形成形回路
、１０９は時間測定回路であり従来の技術で説明した如
くである。

１１０は波形成形回路１０７．１０８の出力信号波形と
、マイクと入力ペンとの距離の補正も考慮された基準電
圧補正回路である。第１図（Ｂは代表的信号の波形図で
あるが、波形１２３が基準電圧補正回路１１０の出力信
号を示し、単なる直流でなく人力する音波の大きさによ
り、例えば人力ペンがマイクに近いときはスライスレベ
ルを高く遠い時は低くなるようになっている。１１１．
１１２は波形成形された入力音及信号と基準電圧補正回
路出力ＶＲＥＦとを入力とするコンノくレータである。

１１６．１１４は波形成形された入力音波信号の零クロ
ス点を検出する零りロスコンノ（レータであり、コンパ
レータ１１１，１１２の出力信号によりイネーブルとな
り動作開始する構成となっている。

第１図（Ｃ）は第１図（Ｂ）の波形１２６を得るための
基準電圧補正回路１１０の実施例である。Ｑｌ、Ｑ２は
ＰＮＰタイプのトランジスタを示し、１３０はコンパレ
ータである。第１図（旬の波形１２２のパルス幅ＴＤは
容量Ｃ１抵抗Ｒ１の時定数τ１より得られろ、１ 今、同期信号がＱｌに加わるとその出力信号１２１は第
１図（Ｂ）のごとく＋側に引っ張られると同時に時定数
τ１に従って放電開始する。この信号と可変抵抗ＶＲよ
り得られる電圧■１を入力するコンパレータ１６０によ
り出力信号１２２が得られる。この遅延時間ＴＤはデジ
タイザーシステムにおける回路の遅延等の補正に用いら
れ、時定数τ１可変抵抗ＶＲどちらを調整してもかまわ
ない。コンパレータ１６０の出力信号１２２はトランジ
スタＱ２を動作させろことより全段同守に容量Ｃ２と抵
抗Ｒ２より定まる時定数τをもつ信号波形を作り出す。

この時定数τがまさにマイクと入力ペンとの距離の補正
に寄与する。この実際の値はシステムの構成により最適
化されろ。抵抗Ｒ３はＶＲＥＦの波形１２６の時定数τ
による指数関数的放電時の到達電圧を設定するもので、
抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の分割壁により決まる電圧■０とな
る。この電圧■０の値はシステムの雑音とマイクと入力
ペンとの距離の最大値との関係で最適化される。以上の
第１図（Ｃ）の回路より構成される基準電圧補正回路１
１０の出力ＶＲＥＦは、第１図（Ｂ）の波形１２６のご
とくシステムと及びマイクと入力ペンとの距離による影
響を考慮したコンパレータの基準電圧源となる。

次にコンパレータの動作を第１図（Ｂを用いて説明する
。第１図囚のコンパレータ１１１．１１２は、前述の基
準電圧補正回路１１０の出力ＶＲＥＦ　（波形１２６）
と波形成形された音波信号（ｉ形１２４）とを比較する
。従来ならこのコンパレータ出力（波形１２５）が時間
測定回路１０９０カウント動作のストップ信号となるが
、本発明では第二の零クロスコンパレータ１１６．１１
４のイネーブル信号として用いる。基準電圧補正回路１
１０により振幅の大小の影響をかなり取り除くことはで
きるが、位相の誤差をも完べきに取り除くには限界があ
る。本発明は高精度のデジタイザーを実現するため振幅
の大小による位相の誤差を持たない零クロス点に注目し
、この零クロス点への到達時間を測定するシステムとし
ている。つまり時間測定回路へのカウントストップ信号
は、音波信号が前段コンパレータ１１１．１１２により
検出されたパルスの電圧Ｏ■を横切る最初の立ち下がり
零クロス点０で発生する。これにより振幅の変動が生じ
ても前段コンパレータにより吸収され、零りウスコンパ
レータは精度の良い情報を出力する。第１図（［３）の
波形１２５は前段コンパレータの出力で、これケ第１図
（Ｃ）の類似回路で信号１２６に変換する。この信号は
零クロスコンパレータの動作をオンする信号となり、ソ
ノ零クロスコンパレータの出力は’８号１２７のごとく
なる。入力ペンがマイクから遠ざかったときは第１図（
Ｂのごとく波形は小さくなるが、本システムでは入力波
形に合うスライスレベルを基準電圧補正回路１１０が出
力することより、振幅が大きいとぎと同様の動作により
精度良く零クロスコンパレータ１１３，１１４はストッ
プ信号（波形１２７）を出力し、結局は精度の良い安定
したデジタイザー動作を成し遂げる。

〔実施例２〕 実施例１では基準電圧補正回路にシステムに合う固定的
な補正を施したのに対し、実施例２では１サンプリング
時の入力振幅を直後のサンプリング時の基準電圧にフィ
ードバックする方式である。

デジタイザーのサンプリング周波数は通常入力ペンの動
きに対し十分高いため前後の入力ペンの位置は大きくは
変化せず、従って常に前回のサンプリングの振幅情報を
基に基準電圧を作成することより、マイクと入力ペンと
の距離を常に最適に補正することができる。第２図（／
’、）はそのブロック図を示す。主な回路ブロックは実
施例１と同じ動作なするので説明を省く。但し基準電圧
補正回路２０１．２０２は各々のマイクに対し存在し、
それらの入力信号は同期信号のみならず各波形成形回路
１０７，１０８の出力信号を入力とし、そのピーク電圧
を基に次の測定の基準電圧Ｖ　ＲＥ　Ｆを作成する。従
って２つの電圧ＶＲＥＦは入力ペンの位置により異なり
、各々のマイクと入力ペンとの距離に関係する電圧とな
る。第２図（Ｂ）に基準電圧補正回路２０１．２０２の
１実施例を、その動作波形を第２図（Ｃ）に示す。２２
０はピークホールド回路で、本システムでは波形成形さ
れた音波入力のピーク電圧■Ｐを出力する。毎回のクリ
ア信号には同期信号を用いている。２２１は経験的にゲ
インがＣ１，７程度の増幅回路で、ピークホールド回路
出力ＶＰを増幅回路出力ＶＲＥＦＯに変換する。２２２
は同期信号を１／２に分周する分周器で、その出力はス
イッチ２２６．２２４．２２５．２２６より構成される
切り換え回路を制御する。このスイッチ動作により基準
電圧ＶＲＥＦは測定したい音波信号の前回の音波振幅に
より予測される電圧を出力し、コンパレータ１１１．１
１２の基準電圧として入力される。この時の主な波形を
第２図（Ｃ）に示す。全体のデジタイザーシステムの動
作は実施例１と同様である。

実施例１に対し回路ブロックは増えるが定数の設定が少
ないので有効である。

〔実施例３〕 実施例１．２では、基準電圧補正回路がＣＰＵシステム
とは無関係に構成されていたのに対し、実施例３は通常
デジタイザーはＣＰＵシステムと併用されろことが多い
ことから、そのＣＰＵシステムを有効利用する場合の実
施例である。この場合ＣＰ　Ｕシステムとはコンピュー
タのメインＣＰＵである場合とコンピュータとは別にデ
ジタイザーシステム内に存在するＣＰＵシステムの場合
と２通り考えられる。

第３図囚は実施例３のブロック図である。

３０１．３０２は基準電圧ＶＲＥＦを作成する基準電圧
補正回路である。この基準電圧補正回路６０１．６０２
は入力信号がビット入力であるアナログデジタルコン・
バータを備えており、ＣＰＵシステムによって基準電圧
Ｖ　ＲＥ　、Ｆを制御可能である。３０３，３０４はＣ
Ｐ　Ｕシステムと基準電圧補正回路とを接続する入出力
インターフェース回路で、レジスタ等で構成され一般に
呼ばれるＩ／Ｏポートである。実施例２に於いて、基準
電圧作成のための清報を音波信号の振幅より得たのに対
し、本実施例では入力ペンの位置はＣＰＵシステムによ
って計算されることから逆にその結果を利用し、マイク
と入力ペンとの距離に応じた基準電圧をデジタル的に毎
回補正する方式である。

ＣＰＵのデジタイザーの演算にかかる時間が増えるもの
の回路が少なくて済むことが特徴である。

またソフトによる補正を避けるのであれば、基準電圧補
正回路６０１．６０２のデジタルビット情報は時間測定
回路１０９のカウンタ出力が与えても良い。第３図（口
に実施例３の主な波形を示しておく。基準電圧補正回路
以外の全体のデジタイザーシステムの動作は実施例１と
同様である。

〔実施例４〕 マイクと入力ペンとの距離による振幅の補正をＣＰＵシ
ステムを利用して補正する別の方法として、単なる増幅
回路１０５．１０６に換えてプログラマブル増幅回路を
設けた場合の実施例を第４図囚に示す。６１０は従来の
単なる直流レベルの基準電圧ＶＲを作成するスライスレ
ベル発生回路で、３０３，３０４は実施例３で説明した
入出力インターフェース回路である。４０１，４０２は
増幅回路のゲインをデジタル的に制御可能なプログラマ
ブル増幅回路である。動作は実施例３と同様であり、Ｃ
ＰＵシステムより演算された補正情報を基準電圧補正回
路でなく、プログラマブル増幅機４０１．４０２にフィ
ードバックする方式である。第４図（Ｂにその簡単な波
形図を示しておく。

〔実施例５〕 本発明に於いては、マイフケ含むデジタイザー本体と入
力ペンとは有線で接続されている場合もワイヤレスの場
合も両方を含んで説明したが、実際は使いがってからワ
イヤレスであることが望ましい。その場合、同期信号の
伝達手段が課題となるが、最後にワイヤレス方式の場合
で同期信号の伝達手段として磁気を利用した場合の入力
ベンのシステムを１実施例として第５図に示す。

５０１は基準発振器を含む入力ペン内のタイミング発生
回路で、同期信号、音波信号を出力するパルス等を作成
する。音波の空間中の伝搬速度、座標の演算時間及び入
力ベンの最大移動速度から、音波及び同期信号の間欠的
周波数は１００　［（ｚ〜数百Ｈｚとなる。５０２は入
力ベンのペン状態検出回路で、マウスで例えるならクリ
ック状態か否かを検出し同期信号に変調する。例えば通
常は同期信号が２００　Ｈｚならクリック時は４００　
Ｈｚとする。

５０６は入力ベンの先端に設置したコイル５０４を駆動
するコイル用増幅回路である。５０５は音波を出力する
スピーカ５０６のスピーカ駆動回路で、例えばスピーカ
に超音波振動子を用いた場合には、数十ボルトの細いパ
ルスを発生させ超Ｗｅスピーカをたた（。当然、基本的
には同期信号と音波はデジタイザー本体の磁気検出回路
及び音波検出回路へ導かれ、測定が開始する。磁気の検
出には、例えば本体表面に平坦なコイル５１０を設け、
磁気の変化による電流を検出することより同期信号が得
られる。５１１は磁気検出用の増幅回路、５１２は雑音
除去用フィルタ等を含む波形成形回路で、実施例１〜４
で説明した同期信号と同等の信号を出力する。尚、本発
明のすべ、ての実施例に於いては２つの受信部を持つ構
成で説明したがそれに限るものでない。

〔発明の効果〕

以上、本発明の詳細な説明してきたが、本発明の基本構
成は、入力振幅の影響を最小限に減らすための補正回路
と、第１のコンパレータ及び第１のコンパレータによっ
て制御される第２の零りロスコンパンータとを組み合わ
せることより、マイクに到達する音波の大小に影響を受
けないため測定誤差を非常に小さくでき、安定した高解
像度のデジタイザーを達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１回置は本発明による実施例１のプロ７り図で、第１
図（Ｂ）は実施例１０波形図、第１図（Ｃ）は第１回置
の基準電圧補正回路の回路図、第２図（Ａ）は本発明に
よる実施例２のブロック図、第２回出）は第２回収）の
基準電圧補正回路の回路図、第２図（Ｃ）は実施例２の
主な波形図、第３装置は本発明による実施例３のブロッ
ク図、第３図（Ｂ）はその主な波形図、第４装置は本発
明による実施例４のフロック図、第４図（Ｂ）はその主
な波形図、第５図は入力ペンシステムのブロック図、第
６回国は元来のシステムのブロック図、第６図ＣＢ）は
第６図（Ａ）の時間測定回路の回路図、第６図（Ｃ）は
従来のシステムの波形図、第６図（Ｄ）はコンパレータ
の動作波形図である。 １１１．１１２・・・・・・コンパレータ、１１３．１
１４・・・・・・零クロスコンパレータ、１１０．２０
１．２０２．３０１．６０２・・・・・基準電圧補正回
路、 ４０１．４０２・・・・・・プログラマブル増幅回路。 簿２昼 （Ｃ） 第４図 ０１ （Ａ） （Ｂ） 第５図 第６図 （Ｃ） ｇ液信号

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）少なくとも、音波を発する入力ペンと、該音波を
   受信する二つ以上のマイク及び受信回路と、該受信回路
   の出力信号と基準電圧との比較を行うコンパレータと、
   該コンパレータ出力と音波と同期した同期信号により音
   波の伝搬時間を検出する時間測定回路とからなる音響式
   座標入力装置に於いて、該コンパレータは第一のコンパ
   レータと第二のコンパレータとに分かれ、第一のコンパ
   レータは受信回路の出力信号と基準電圧との比較により
   第二のコンパレータの動作を許可する信号を出力し、第
   二のコンパレータは第一のコンパレータ出力信号によっ
   て動作し受信回路出力信号の零クロスコンパレータであ
   ることを特徴とする音響式座標入力装置。
2. （２）第一のコンパレータの基準電圧入力は、同期信号
   と同期し時間軸上マイクと入力ペンとの距離に応じた電
   圧を出力する基準電圧補正回路に接続されることを特徴
   とする請求項１記載の音響式座標入力装置。
3. （３）基準電圧補正回路は、その出力信号が指数関数的
   に立ち下がり始めるまでの時間を、同期信号を基準に第
   一の容量と抵抗より定まる時定数により決定し、第二の
   容量と抵抗によりその出力信号の立ち下がり時定数を決
   定し、かつ指数関数的に到達する電圧を第三の抵抗によ
   り決定することを特徴とする請求項２記載の音響式座標
   入力装置。
4. （４）基準電圧補正回路は、各受信回路出力を入力とす
   るピークホールド回路と該ピークホールド回路の出力に
   接続されるゲイン１以下の増幅器と該増幅器出力を同期
   信号の周期毎に切り替えて出力するスイッチ回路とで構
   成され、かつ各受信回路にそれぞれに対応して設けられ
   たことを特徴とする請求項２記載の音響式座標入力装置
   。
5. （５）基準電圧補正回路は、ＣＰＵシステムと接続され
   るＩ／Ｏポートの出力を入力とするデジタルコンバータ
   から構成され、かつ各受信回路にそれぞれに対応して設
   けられたことを特徴とする請求項２記載の音響式座標入
   力装置。
6. （６）各受信回路は、ＣＰＵシステムと接続されるＩ／
   Ｏポートの出力を入力とするプログラマブル増幅器を含
   んでいることを特徴とする請求項１記載の音響式座標入
   力装置。