JPH0368632B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、安定化電源として使用されるスイ
ツチング電源回路に関し、特に自励発振方式の
DC−DCコンバータ回路をなすものに関する。

〔発明の概要〕 この発明は、スイツチング電源回路において、
１次側の電源を断続することによつて２次側に出
力電圧を発生するメイントランスに帰還巻線を設
け、この帰還巻線の出力により結合回路と可飽和
トランスとを介して上記１次側の電流を断続する
スイツチング素子を制御する自励発振の帰還回路
を形成することにより、広範囲な入力及び負荷の
変動に対しても出力電圧が安定し、高周波化も容
易であり、しかも簡単な回路で安価に提供できる
ようにしたものである。

〔従来の技術〕

一般に、スイツチング電源回路は、ドロツパ方
式の安定化電源回路と比べて小型軽量で高効率で
あり、広範囲な入力電圧及び負荷の変動に対応で
きる点等で優れている。

しかしながら、回路が複雑で価格が高い等の問
題があり、部品の集積化及びスイツチング周波数
の高周波化による部品の小型化により、コスト低
減を計ることが要求されている。

このように、広範囲な入力電圧及び負荷の変動
に対応できる電圧制御機能を有するスイツチング
電源の回路方式としては、従来より第８図に示す
ような他励式パルス幅制御（PWM）方式の回路
と、第９図に示すような自励式リンギング・チヨ
ーク・コンバータ（RCC）方式の回路が主に用
いられている。

第８図に示す他励式PWM方式のスイツチング
電源回路は、入力電圧Vinに応じてメイントラン
ス１０の１次側に流れる電流をスイツチング素子
（トランジスタ）１３によつて断続することによ
り、その２次側に発生する電圧をダイオードD₁
によつて整流し、さらにチヨークコイルCHとコ
ンデンサC₁によつて平滑して得た、出力電圧
Voutを負荷に供給する。なお、ダイオードD₂は
チヨークコイルCHによるサージ電流吸収用であ
る。

そして、この出力電圧Voutを抵抗R₁，R₂によ
つて分圧して帰還増幅器１１によつて増幅し、そ
の電圧によつて発振・パルス幅変調回路１２を制
御して、スイツチング素子１３のオン・オフのデ
ユーテイを制御するようになつている。

この回路は、スイツチング素子１３がONの時
に負荷にエネルギを伝送する「ON−ON方式」
（フオワード方式）で、スイツチング回路、発
振・パルス幅変調回路、及び帰還増幅器が各々独
立しているため発振が安定しており、回路設計の
自由度が大きい等の利点があるが、回路が複雑で
部品数が多く、価格が高くなる等の問題がある。

一方、第９図に示す自励式RCC方式のスイツ
チング電源回路は、メイントランス２０に帰還巻
線Lb₁，Lb₂を設け、抵抗R₃とダイオードD₁₁〜
D₁₄とツエナダイオードZDによつてスイツチング
素子２３のオン・オフを制御する自励発振の帰還
回路（リンギング・チヨーク回路）を形成し、メ
イントランス２０の２次側に発生する電圧をダイ
オードD₃とコンデンサC₂によつて整流・平滑し
て負荷に供給するようになつている。

なお、Rsは入力電圧Vinが印加された時に起動
パルスを与えるための抵抗である。

この回路は、スイツチング素子２３がONの時
にメイントランス２０に貯えたエネルギOFF時
に負荷側へ伝送する「ON−OFF方式」（フライ
バツク方式）であり、主スイツチング素子２３が
発振回路の一部となつており、その中に出力制御
のための帰還ループが形成されているので、他励
式PWM方式に比べて回路が簡単であるが、起動
及び発振の安定化が難しい。

そのため、このRCC方式の回路は、他励式で
一般に用いられている第８図に示したような
「ON−ON方式」（フオワード方式）の回路に比
べて次のような問題がある。

(イ) メイントランスの飽和を避けるため、メイン
トランスを大きくし、且つ出力調整をするため
のギヤツプを設ける必要がある。

(ロ) 出力コンデンサのリツプル電流が大きい。

(ハ) メイントランスの２次側に磁気増幅器を用い
たレギユレータを付加したり、モータ等のイン
ダクテイブな負荷を接続した時、急激な負荷変
動に対して発振が不安定になり易い。

(ニ) 多出力化した場合、出力相互間でのクロスレ
ギユレーシヨンが大きい（他の出力の変動の影
響を受け易い）。

(ホ) 停電圧入力、低温時での起動が難しい。

(ヘ) スイツチング素子として、MOS−FETを用
いた場合は、起動及び発振の安定化が難しいた
め、200KHz以上の高周波スイツチングを低損
失で行なうことができない（バイポーラトラン
ジスタでは高周波化に限界がある）。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このように、従来から一般に使用されている他
励式パルス幅制御（PWM）方式のスイツチング
電源回路は、発振が安定しており、回路設計の自
由度が大きい等の利点があるが、回路が複雑で部
品数が多く従つて価格も高くなる等の問題があ
り、また自励式RCC方式のスイツチング電源回
路は、回路が簡単で安価ではあるが、他励方式と
比べて起動及び発振の安定化が難しく、高周波化
にも問題がある等、上記(イ)〜(ヘ)に列挙したような
種々の問題がある。

この発明は、自励発振方式のスイツチング電源
回路において、このような従来の問題点を解決し
て、回路が簡単で広範囲の入力及び負荷変動に対
応でき、起動及び発振が安定でスイツチング周波
数の高周波化も可能にすることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は上記の目的を達成するため、入力電
圧に応じてメイントランスの１次側に流れる電流
をスイツチング素子によつて断続することによ
り、その２次側に発生する電圧を整流及び平滑し
て出力電圧を得るスイツチング電源回路におい
て、メイントランスに帰還巻線を設けると共に可
飽和トランスと、可飽和トランスの１次側と帰還
巻線とを結合する結合回路とを備え、帰還巻線の
出力により可飽和トランスの２次側で上記スイツ
チング素子を制御する自励発振の帰還回路を形成
し、上記結合回路を、第１のコンデンサと第１の
抵抗の並列回路とダイオードとの直列回路に、第
２のコンデンサと第２の抵抗とをそれぞれ並列に
接続して構成したものである。

〔作用〕

この発明によるスイツチング電源回路は、１次
側にスイツチング素子を接続したメイントランス
と可飽和トランスとを帰還巻線と結合回路とを介
して結合して自励発振の帰還回路を形成し、可飽
和トランスの飽和を利用してスイツチング素子を
オフさせるようにしている。

したがつて、入力あるいは負荷の変動に対し
て、メイントランスの帰還巻線の出力が変化する
ため、可飽和トランスの１次側の電流が変化し、
励起磁界の大きさが変化するので可飽和コアの飽
和に至る時間も変わり、その結果として可飽和ト
ランスの２次側出力が変化してスイツチング素子
をオンにする時間が変化し、スイツチングパルス
幅が入力あるいは負荷の変動を吸収するように増
減して、自動的に出力電圧を一定に保持するよう
に制御が行なわれるとともに、結合回路の定数が
電流の方向によつて変化することにより、オン時
間変化のリニアリテイが改善され安定した発振が
得られる。

〔実施例〕

以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明
する。

第１図はこの発明の一実施例を示し、第８図と
対応する部分には同一の符号を付してある。

このスイツチング電源回路は、メイントランス
１の１次巻線L₁の一端をMOS−FETによるスイ
ツチング素子３のソース・ドレイン間を介して接
地し、入力電圧Vinに応じて１次巻線L₁に流れる
電流をスイツチング素子３によつて断続すること
により、２次巻線L₂に発生する電圧をダイオー
ドD₁によつて整流し、チヨークコイルCHとコン
デンサC₁によつて平滑した出力電圧Voutを負荷
に供給する。

そのメイントランス１に帰還巻線Lbを設けて
おり、それを第１のコンデンサC₃と第１の抵抗
R₃の並列回路とダイオードD₄との直列回路に、
第２のコンデンサC₄並びに抵抗R₄と可変抵抗VR
との直列回路よりなる第２の抵抗とをそれぞれ並
列に接続してなる結合回路１５を介し、可飽和ト
ランス２の１次巻線に接続してループ回路とし、
その可飽和トランス２の２次巻線の一端を接続
し、他端をコンデンサC₅と抵抗R₅との並列回路
を介してスイツチング素子３のゲートに接続し
て、自励発振の帰還回路を形成している。

また、スイツチング素子３のゲートとアース間
にツエナダイオードZD₁を、プラス側入力端子と
の間に起動パルスを得るための抵抗Rsを接続し、
メイントランス１の１次巻線L₁に並列に残留エ
ネルギ吸収用のコンデンサC₆を接続している。

この実施例の作用を説明する前に、可飽和トラ
ンス２の特性及び作用について説明する。

第２図はこの可飽和トランスのみを示し、第３
図はその可飽和コアのＢ−Ｈループ特性の模式図
（ヒステリシス特性）を示す。

この可飽和トランスの１次側電流I₁により励起
磁界Ｈが発生し、その磁束φの変化によつて２次
側に電圧E₂が発生する。すなわち、 E₂∝dφ／dt である。

スタート時にI₁が０から正方向に増加するにつ
れて、Ｈが０から一点鎖線で示したコースを通つ
てＡ点に達する迄E₂として正電圧が発生する。
更にＨがＡ点を越えると可飽和コアが飽和状態と
なり、ＨがＢ点に達したのちI₁が減少してゆきＨ
がＡ点からＣ点にまで移動してもφは変化しない
のでE₂は０になる。

その後E₁が反転してI₁が負方向に増加し、Ｈが
Ｄ点を過ぎるとE₂として負電圧が発生する。更
にI₁＜０の値によつて例えばＨがEa点に達したの
ちI₁が減少し始めると、ＨはEa点から破線で示し
たコースを通つて戻り始めE₂は０になる。

次に再びI₁が正方向になると、ＨがFa点を過ぎ
てＡ点に達する間E₂として正電圧が発生し、Ａ
点を過ぎるとE₂は０となる。以下E₁が極性反転
する度にループ（Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ea→Fa→Ａ）
のサイクルが繰返され、２次側電圧E₂は第４図
ａに示すようになる。

これによつて、第１図のスイツチング素子３は
同図ｂに示すようにON・OFF制御されることに
なる。

ここで、I₁＜０の値が小さければループ（Ａ→
Ｂ→Ｃ→Ｄ→Eb→Fb→Ａ）のサイクル、I₁＜０
の値が大きいとループ（Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ→Ec→
Fc→Ａ）のサイクルが繰返される結果、第４図
ｂのOFF時間は主としてI₁＜０の値によつて決定
される。またON時間はI₁＜０の値によつて決る
Ｆ→Ａの長さ及びI₁＞０の値によつて変化する。

このように、可飽和トランスのコア飽和・不飽
和状態をエネルギー伝達のスイツチとして用いる
ことができ、この可飽和トランスのコア材料とし
て非晶質合金（アモルフアス合金）を用いること
により、急俊なＢ−Ｈループ特性が得られ、小さ
な励磁電流で高周波スイツチングが可能になる。

そこで、第１図の実施例の作用を説明する。

入力電圧Vinが印加されると、抵抗Rsを通じて
スイツチング素子３のゲートに起動トリガが与え
られ、このスイツチング素子３がON状態にな
り、メイントランス１の１次巻線L₁に電流が流
れ、２次巻線L₂に起電圧が発生する。

同時に、このメイントランス１の帰還巻線Lb
にも正の起電圧が発生し、結合回路１５の第２の
抵抗R₄，VR及びコンデンサC₄並びにダイオード
D₄とコンデンサC₃及び抵抗R₃を通して可飽和ト
ランス２の１次側にその起電圧に応じた電流が流
れる。

それにより、前述のように２次側に電圧が発生
し、それがコンデンサC₅及び抵抗R₅を通してス
イツチング素子３のゲートに印加されるので、ス
イツチング素子３はON状態を維持する。

その後、可飽和トランス２のコアが飽和状態に
なると、その２次側電圧が０になり、コンデンサ
C₅の電荷によつてスイツチング素子３のゲート
電位が低下し、これをOFF状態にする。

すると、メイントランス１の残留エネルギによ
りその帰還巻線Lbには逆電圧が発生し、結合回
路１５の第２の抵抗R₄，VR及びコンデンサC₃を
通して可飽和トランス２の可飽和コアを逆方向に
磁化し、それによつて２次側に発生する負の電圧
でツエナダイオードZD₁を通してコンデンサC₅を
前と逆方向にチヤージする。この間スイツチング
素子３はOFF状態のままになつている。

再び２次側電圧が０になると、コンデンサC₅
にチヤージされた電圧がツエナダイオードZD₁の
ツエナ電圧を越えた瞬間に電流が流れ、これをト
リガとして帰還ループ内のインダクタンス、キヤ
パシタンス及び抵抗分による共振のリンギング電
圧が発生し、それが、スイツチング素子３を再点
弧するトリガパルスとなつて、スイツチング素子
３が再びON状態になる。

以後、同様な発振動作が繰り返えされる。

この時の発振のON時間（スイツチング素子３
がONになつてメイントランス１の１次巻線L₁に
電流を流す時間）は、可飽和トランス２のコアを
飽和に至らしめるまでの時間であるから、結合回
路１５のコンデンサC₃，C₄、抵抗R₃及び第２の
抵抗R₄，VRを適当な値に設定すると、メイント
ランス１の帰還巻線Lbの起電圧の大きさにより
変化する。

すなわち、入力電圧が上昇するか又は負荷が軽
減すると、この帰還巻線Lbの起電圧が上昇し、
可飽和トランス２の励磁電流も増大して可飽和コ
アの飽和が早まり、ON時間が短縮されてメイン
トランス１の２次側に伝送されるエネルギが減少
する。

逆に、入力電圧が低下するか又は負荷が増大す
ると、メイントランス１の帰還巻線Lbの起電圧
が低下し、ON時間が延びてメイントランス１の
２次側に伝送されるエネルギが増大する。

OFF時間（スイツチング素子３がOFFになつ
ている時間）の方は、入力電圧や負荷の変動も幾
分影響するが、主としてメイントランス１の残留
エネルギによる帰還巻線Lbの起電圧およびコン
デンサC₄と第２の抵抗R₄，VRの値により決まる
ため、略一定である。

したがつて、このON時間とOFF時間は、入力
電圧が高く負荷が軽い時には第５図ａに示すよう
にONデユーテイが小さくなり、入力電圧が低く
負荷が重い時には同図ｂに示すようにONデユー
テイが大きくなる。なお、この図から判るように
ONデユーテイが大きくなると発振周波数が低く
なる。

このように、この実施例によれば、メイントラ
ンス１の１次側コンバータ部で大きな入力変動及
び負荷変動を吸収してしまうため、メイントラン
ス１の２次側においては、その出力電圧を単に整
流及び平滑するだけでも、電圧変動の小さい出力
電圧Voutが得られる。

なお、結合回路１５のコンデンサC₃，C₄と抵
抗R₃及び第２の抵抗R₄，VRの定数を適当な値に
設定すると、電源電圧や負荷の変動に対して速や
かに応動し安定した発振が得られるが、各定数の
許容幅は部品のバラツキに比べて小さい。

しかしながら、第２の抵抗R₄，VRの値を変え
ることにより、それ以外の各定数のバラツキを大
幅に吸収して安定な発振が得られる。

従つて、この実施例のように第２の抵抗を固定
抵抗R₄と可変抵抗VRによつて構成し、可変抵抗
VRを調整するようにすれば、各定数を個々に調
整する必要がなく、結合回路１５の調整は極めて
簡単である。

しかし、この第２の抵抗を固定抵抗又は可変抵
抗のみで構成したり、あるいは両抵抗を並列に接
続して構成することもできる。

第６図はこの発明の他の実施例を示し、第１図
と同じ部分には同一の符号を付してあり、それら
の説明は省略する。

この実施例も、自励発振の帰還回路によるコン
バータ部分は第１図の実施例と同じであるが、入
力に一般商用電源の交流80〜270Vを用い、それ
を全波整流回路４によつて整流し、コンデンサ
C₇によつて平滑して直流入力電圧Vinを得るよう
にしており、メイントランス１′には３個の２次
巻線L₂，L₃，L₄を巻回し、それぞれ出力回路５，
６，７を形成して３種類の出力電圧V₁〜V₃を得
るようにしている。

出力回路７は、第１図の実施例における出力回
路と同じであり、前述のようにコンバータ部分で
入力及び負荷の変動を吸収して略安定化された準
安定化直流電圧V₃を出力する。

出力回路６は、出力回路７と同様な整流・平滑
回路の出力側に、一般に多用されているドロツパ
方式の安定化回路８を設けて、負荷変動に対する
安定性を高めた安定化直流電圧V₂を得る。

出力回路５は、メイントランス１′の２次巻線
L₂に発生するパルス状の出力電圧をマグアンプ
素子MAを介してからダイオードD₅によつて整流
し、チヨークコイルCHとコンデンサC₈によつて
平滑して、安定化直流電圧V₁を得る。なお、ダ
イオードD₆はチヨークコイルCHによるサージ電
圧吸収用である。

９はマグアンプ制御用帰還増幅器であり、出力
電圧V₁の大きさに応じた制御電流Isをダイオー
ドD₇を介して出力し、メイントランス１′がOFF
状態で２次巻線L₂に起電圧が発生しない時に、
その制御電流Isをマグアンプ素子MAに矢示方向
に流して制御磁束を発生させ、次にメイントラン
ス１′がON状態になつて２次巻線L₂に起電圧が
発生した時、マグアンプ素子MAのＢ−Ｈループ
特性により出力側で電圧が立上るタイミングを遅
らせて、パルス状出力電圧をパルス幅制御する。

すなわち、出力電圧V₁が高くなるとマグアン
プ素子MAを通したパルス電圧のパルス幅を第７
図ｂに示すように小さくするように制御して実効
値を低下させ、出力電圧V₁が低くなるとそのパ
ルス幅を同図ａに示すように大きくするように制
御して実効値を高め、直流化した出力電圧V₁が
常に一定になるようにする。

このように、第１図の実施例より一層安定した
出力電圧を得るには、個々の負荷変動の一部を吸
収するマグアンプ素子MA及びその制御用帰還増
幅器９、あるいはドロツパ式安定化回路８等を付
加すれば良いが、その入力電圧は略安定化されて
いるので各安定化回路の負担は小さく、小型低損
失化ができる。

ここで、この実施例における結合回路１５を構
成する各抵抗の値及びコンデンサの容量は、例え
ば出力20W、スイツチング中心周波数150KHzの
条件下において、次の範囲に設定する。

1KΩ≦R₃≦5KΩ 1KΩ≦R₄＋VR≦5KΩ 0.01μF≦C₃≦0.1μF 1000PF≦C₄≦5000PF また、この実施例では、可飽和トランス２及び
マグアンプ素子MAに高周波特性の優れた非晶質
合金コアを用い、スイツチング素子３には高速動
作が可能なMOS−FETを用いることにより、ス
イツチング周波数の高周波化が可能で、300KHz
以上でも安定に動作する。

なお、それほどスイツチング周波数を高くする
必要がない場合には、スイツチング素子としてバ
イポーラトランジスタ等を使用することもでき
る。

また、いずれの実施例においても、原理的には
可飽和トランス２の磁性体応答により制御動作を
行なつているので、高周波動作時でも変動に対す
る応答が早く安定している。

従つて簡単な回路と相まつて、電源の小型化、
軽量化、及び低価格化が容易である。

特に、メイントランスの２次側の出力制御にマ
グアンプ方式を用いた場合には、この回路では入
力電圧が高い程スイツチング周波数も上昇するた
め、高周波特性の優れた非晶質合金のマグアンプ
素子を用いれば、周波数に応じて制御範囲も拡大
し、その分だけコアを小型化できる利点がある。

また、上記各実施例のスイツチング電源回路
は、従来の他方式のコンバータを用いたスイツチ
ング電源回路と比べて次の様な点で優れている。

() 自励式でありながら、急激な負荷変動や入
力変動に対しても安定に動作し、起動も容易
で、低電圧入力時でも動作する。特に、メイン
トランスの２次側のマグアンプ素子の様なイン
ダクテイブな負荷を接続しても、起動及び発振
動作が安定している。

() 可飽和トランスを含むスイツチング駆動回
路が、メイントランスのOFF時の残留エネル
ギの一部を吸収するため、スナバ回路の負担が
軽減される。

() 可飽和トランスを含むスイツチング駆動回
路は、高周波化による小型化が可能であり、か
つスイツチング素子以外は受動部品のみで構成
できるため、他方式の例えばPWM制御用ICと
比べて外部ノイズに対し強く、信頼性が高い上
に応答も速くできる。

() メイントランスの１次側コンバータ部の部
品数が少なく、高価な能動素子も少ないので、
制御機能を有する他の自励発振回路と比べて安
価に構成できる。

() 安定した発振を得るための結合回路は特に
精度の高い部品を必要とせず、その調整も極め
て簡単である。

〔発明の効果〕

以上説明してきたように、この発明によるスイ
ツチング電源回路は、簡単な回路で広範囲入力対
応の定電圧電源回路を構成でき、入力電圧及び負
荷の変動に対して安定性が高く、且つスイツチン
グ周波数の高周波化も可能であるので、電源の小
型・軽量化及び低価格化が容易になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すスイツチン
グ電源回路の回路図、第２図乃至第５図は第１図
の実施例の動作を説明するための説明図、第６図
はこの発明の他の実施例を示す回路図、第７図は
同じくそのマグアンプ素子によるパルス幅制御の
説明に供する波形図、第８図は従来の他励式パル
ス幅制御（PWM）方式のスイツチング電源回路
の例を示す回路図、第９図は従来の自励式リンキ
ング・チヨーク・コンバータ（RCC）方式のス
イツチング電源回路の例を示す回路図である。 １，１′……メイントランス、２……可飽和ト
ランス、３……スイツチング素子、４……全波整
流回路、５〜７……出力回路、８……ドロツパ方
式の安定化回路、９……マグアンプ制御用帰還増
幅器、１５……結合回路、L₁……１次巻線、L₂
〜L₄……２次巻線、Lb……帰還巻線、C₃……第
１のコンデンサ、R₃……第１の抵抗、C₄……第
２のコンデンサ、R₄，VR……第２の抵抗、D₄…
…ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力電圧に応じてメイントランスの１次側に
   流れる電流をスイツチング素子によつて断続する
   ことにより、その２次側に発生する電圧を整流及
   び平滑して出力電圧を得るスイツチング電源回路
   において、 前記メイントランスに帰還巻線を設けると共
   に、可飽和トランスと、該可飽和トランスの１次
   側と前記帰還巻線とを結合する結合回路とを備
   え、前記帰還巻線の出力により前記可飽和トラン
   スの２次側で前記スイツチング素子を制御する自
   励発振の帰還回路を形成し、前記結合回路を、第
   １のコンデンサと第１の抵抗の並列回路とダイオ
   ードとの直列回路に、第２のコンデンサと第２の
   抵抗とをそれぞれ並列に接続して構成したことを
   特徴とするスイツチング電源回路。 ２ 第２の抵抗の少なくとも一部が可変抵抗であ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   スイツチング電源回路。