JPS63257465A - スイツチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、安定化電源として使用されるスイッチング
電源回路に関し、特に自励発振方式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路をなすものに関する。

〔発明の概要〕

この発明は、スイッチング電源回路において、１次側の
電流を断続することによって２次側に出力電圧を発生す
るメイントランスに帰還巻線を設け、この帰還巻線の出
力により可飽和トランスを介して上記１次側の電流を断
続するスイッチング素子を制御する自励発振の帰還回路
を形成することにより、広範囲な入力及び負荷の変動に
対しても出力電圧が費定し、高周波化も容易であり、し
かも簡単な回路で安価に提供できるようにしたものであ
る。

〔従来の技術〕

一般に、スイッチング電源回路は、ドロッパ方式の安定
化電源回路と比べて小型軽量で高効率であり、広範囲な
入力電圧及び負荷の変動に対応できる点等で優れている
。

しかしながら１回路が複雑で価格が高い等の問題があり
１部品の集積化及びスイッチング周波数の高周波化によ
る部品の小型化により、コスト低減を計ることが要求さ
れている。

このように、広範囲な入力電圧及び負荷の変動に対応で
きる電圧制御機能を有するスイッチング電源の回路方式
としては、従来より第８図に示すような他励式パルス幅
制御（ＰＷＭ）方式の回路と、第９図に示すような自励
式リンギング・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式の
回路が主に用いられている。

第８図に示す他励式ＰＷＭ方式のスイッチング電源回路
は、入力電圧Ｖｉｎに応じてメイントランス１０の１次
側に流れる電流をスイッチング素子（トランジスタ）１
３によって断続することにより、その２次側に発生する
電圧をダイオ−ドロ工によって整流し、さらにチョーク
コイルＣＨとコンデンサＣ１によって平滑して得た、出
力電圧Ｖｏｕｔを負荷に供給する。なお、ダイオードＤ
２はチョークコイルＣＨによるサージ電流吸収用である
。

そして、この出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ，，Ｒ。

によって分圧して帰還増幅器１１によって増幅し、その
電圧によって発振・パルス幅変調回路１２を制御して、
スイッチング素子１３のオン・オフのデユーティを制御
するようになっている。

この回路は、スイッチング素子１３がＯＮの時に負荷に
エネルギを伝送するｒＯＮ−〇Ｎ方式」（フォワード方
式）で、スイッチング回路２完振・パルス幅変調回路、
及び帰還増幅器が各々独立しているため発振が安定して
おり１回路設計の自由度が大きい等の利点があるが、回
路が複雑で部品数が多く、価格が高くなる等の問題があ
る。

一方、第９図に示す自励式ＲＣＣ方式のスイッチング電
源回路は、メイントランス２０に帰還巻線Ｌｂよ、Ｌｂ
２を設け、抵抗Ｒ１とダイオードＤ□、〜Ｄ２．とツェ
ナダイオードＺＤによってスイッチング素子２３のオン
・オフを制御する自励発振の帰還回路（リンギング・チ
ョーク回路）を形成し、メイントランス２０の２次側に
発生する電圧をダイオードＤ、とコンデンサＣ２によっ
て整流・平滑して負荷に供給するようになっている。

なお、Ｒｓは入力電圧Ｖｉｎが印加された時に起動パル
スを与えるための抵抗である。

この回路は、スイッチング素子２３がＯＮの時にメイン
トランス２０に貯えたエネルギをＯＦＦ時に負荷側へ伝
送するｒＯＮ−ＯＦＦ方式」（フライバック方式）であ
り、主スイツチング素子２３が発振回路の一部となって
おり、その中に出力制御のための帰還ループが形成され
ているので、他励式ＰＷＭ方式に比べて回路が簡単であ
るが、起動及び発振の安定化が難しい。

そのため、このＲＣＣ方式の回路は、他励式で一般に用
いられている第８図に示したような「０Ｎ−ＯＮ方式」
　（フォワード方式）の回路に比べて次のような問題が
ある。

（イ）メイントランスの飽和を避けるため、メイントラ
ンスを大きくし、且つ出力調整をするためのギャップを
設ける必要がある。

（ロ）出力コンデンサのリップル電流が大きい。

（ハ）メイントランスの２次側に磁気増幅器を用いたレ
ギュレータを付加したり、モータ等のインダクテイブな
負荷を接続した時、急激な負荷変動に対して発振が不安
定になり易い。

（ニ）多出力化した場合、出力相互間でのクロスレギユ
レーションが悪い（他の出力の変動の影響を受は易い。

） （ホ）低電圧入力、低温時での起動が難しい。

（へ）スイッチング素子として、ＭＯＳ−ＰＥＴを用い
た場合は、起動及び発振の安定化が難しいため、２００
ＫＨｚ以上の高周波スイッチングを低損失で行なうこと
ができない（バイポーラトランジスタでは高周波化に限
界がある）。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このように、従来から一般に使用されている他励式パル
ス幅制御（ＰＷＭ）方式のスイッチング電源回路は、発
振が安定しており、回路設計の自由度が大きい等の利点
があるが、回路が複雑で部品数が多く従って価格も高く
なる等の問題があり、また自励式ＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源回路は、回路が簡単で安価ではあるが、他励方
式と比べて起動及び発振の安定化が難しく、高周波化に
も問題がある等、上記（イ）〜（へ）に列挙したような
種々の問題がある。

この発明は、自励発振方式のスイッチング電源回路にお
いて、このような従来の問題点を解決して、回路が簡単
で広範囲の入力及び負荷変動に対応でき、起動及び発振
が安定でスイッチング周波数の高周波化も可能にするこ
とを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は上記の目的を達成するため、入力電圧に応じ
てメイントランスの１次側に流れる電流をスイッチング
素子によって断続することにより、その２次側に発生す
る電圧を整流及び平滑して出力電圧を得るスイッチング
電源回路において、メイントランスに帰還巻線を設ける
と共に可飽和トランスを備え、その帰還巻線の出力によ
り可飽和トランスを介して上記スイッチング素子を制御
する自励発振の帰還回路を形成したものである。

〔作　用〕

この発明によるスイッチング電源回路は、１次側にスイ
ッチング素子を接続したメイントランスと可飽和トラン
スとを帰還巻線を介して結合して自励発振の帰還回路を
形成し、可飽和トランスの飽和を利用してスイッチング
素子をオフさせるようにしている。

したがって、入力あるいは負荷の変動に対して、メイン
トランスの帰還巻線の出力が変化するため、可飽和トラ
ンスの１次側の電流が変化し、励磁磁界の大きさが変化
するので可飽和コアの飽和に至る時間も変わり、その結
果として可飽和トランスの２次側出力が低下してスイッ
チング素子をオフにする時間が変化し、スイッチングパ
ルス幅が入力あるいは負荷の変動を吸収するように増減
して、自動的に出力電圧を一定に保持するように制御が
行なわれる。

〔実施例〕

以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図はこの発明の一実施例を示し、第６図と対応する
部分には同一の符号を付しである。

このスイッチング電源回路は、メイントランス１の１次
巻線Ｌ工の一端をＭＯＳ−ＦＦＴによるスイッチング素
子３のソース・ドレイン間を介して接地し、入力電圧Ｖ
ｉｎに応じて１次巻線Ｌ１に流れる電流をスイッチング
素子３によって断続することにより、２次巻線Ｌ２に発
生する電圧をダイオードＤ１によって整流し、チコーク
コイルＣＨとコンデンサＣ□によって平滑した出力電圧
Ｖｏｕｔを負荷に供給する。

そのメイントランス１に帰還巻線Ｌｂを設けており、そ
れをダイオードＤ４と結合コンデンサＣ，，Ｃ４及び結
合抵抗Ｒ１を介して（ｆｌｌ流の向きにより定数を変え
てＯＮ時間変化のりニアリテイをよくしている）可飽和
トランス２の１次巻線に接続してループ回路とし、その
可飽和トランス２の２次巻線の一端を接地し、他端を結
合コンデンサＣ５を介してスイッチング素子３のゲート
に接続して、自励発振の帰還回路を形成している。

また、スイッチング素子３のゲートとアース間にツェナ
ダイオードＺＤ工を、プラス側入力素子との間に起動パ
ルスを得るための抵抗Ｒｓを接続し、メイントランス１
の１次巻線Ｌ１に並列に残留エネルギ放出用のコンデン
サＣ６を接続している。

この実施例の作用を説明する前に、可飽和トランス２の
特性及び作用について説明する。

第２図はこの可飽和トランスのみを示し、第３図はその
可飽和コアのＢ−Ｈループ特性の模式図（ヒステリシス
特性）を示す。

この可飽和トランスの１次側電流工、により励磁磁界Ｈ
が発生し、その磁束φの変化によって２次側に電圧ｖ２
が発生する。すなわち。

Ｖ２　Ｃｄφ／ｄｔ　　　である。

そこで、■、が０から増加して第３図のＡ′点に達する
と可飽和コアが飽和状態となり、φの変化がなくなるの
で２次側の電圧ｖ２は０になる。

その機工、が０になり、さらに逆方向に６点まで変化す
ると電圧ｖ２として負電圧が発生し、Ｃ′点から１□が
復び正方向に戻り始めるとｖ２は０になり、Ａ点で正電
圧が発生する。

例えば、可飽和トランスの１次側電流工ｔ（Ｈ）が第３
図において、０→Ａ−）Ａ’→Ｂ−＋Ｃ→Ｃ′→０→Ａ
−＋Ａ′のように変化すると、２次側に発生する電圧ｖ
２は第４図（ａ）に示すようになる。

これによって、第１図のスイッチング素子３は同図（ｂ
）に示すように０Ｎ−ＯＦＦ制御されることになる。

このように、可飽和トランスのコア飽和・不飽和状態を
エネルギー伝達のスイッチとして用いることができ、こ
の可飽和トランスのコア材料として非晶質合金（アモル
ファス合金）を用いることにより、急俊なり−Ｈループ
特性が得られ、小さな励磁電流で高周波スイッチングが
可能になる。

そこで、第１図の実施例の作用を説明する。

入力電圧Ｖｉｎが印加されると、抵抗Ｒｓを通じてスイ
ッチング素子３のゲートに起動トリガが与えられ、この
スイッチング素子３がＯＮ状態になり、メイントランス
１の１次巻線Ｌ１に電流が流れ、２次巻線Ｌ２に起電圧
が発生する。

同時に、このメイントランス１の帰還巻線Ｌｂにも起電
圧が発生し、結合コンデンサＣ，，Ｃ。

及びダイオードＤ、と結合抵抗Ｒ１を通して可飽和トラ
ンス２の１次側にその起電圧に応じた電流が流れる。そ
れにより、前述のように２次側に電圧が発生し、それが
結合コンデンサＣ９を通してスイッチング素子３のゲー
トに印加されるので、スイッチング素子３はＯＮ状態を
維持する。

その後、可飽和トランス２のコアが飽和状態になると、
その２次側電圧が０になり、コンデンサＣ５の電荷が放
出されてスイッチング素子３のゲート電位が低下し、こ
れをＯＦＦ状態にする。

すると、メイントランス１の残留エネルギによりその帰
還巻線Ｌｂには逆電圧が発生し、結合コンデンサＣ１を
通して可飽和トランス２の可飽和コアを逆方向に磁化し
、それによって２次側に発生する電圧でコンデンサＣ６
を前と逆方向にチャージする。この間スイッチング素子
３はＯＦＦ状態のままになっている。

コンデンサＣ６にチャージされた電圧がツェナダイオー
ドＺＤ工のツェナ電圧を越えると、その瞬間に電流が流
れ、これをトリガとして帰還ループ内のインダクタンス
、キャパシタンス及び抵抗分による共振のリンギング電
圧が発生し、それが。

スイッチング素子３を再点弧するトリガパルスとなって
、スイッチング素子３が再びＯＮ状態になる。

以後、同様な発振動作が繰り返えされる。

この時の発振の０８時間（スイッチング素子３がＯＮに
なってメイントランス１の１次巻線Ｌ□に電流を流す時
間）は、可飽和トランス２のコアを飽和に至らしめるま
での時間であるから、結合抵抗Ｒ２，結合コンデンサＣ
，，Ｃ４を適当な値に設定すると、メイントランス１の
帰還巻線Ｌｂの起電圧の大きさにより変化する。

すなわち、入力電圧が上昇するか又は負荷が軽減すると
、この帰還巻線Ｌｂの起電圧が上昇し、可飽和トランス
２の励磁電流も増大して可飽和コアの飽和が早まり、０
８時間が短縮されてメイントランス１の２次側に伝送さ
れるエネルギが減少する。

逆に、入力電圧が低下するか又は負荷が増大すると、メ
イントランス１の帰還巻線Ｌｂの起電圧が低下し、０８
時間が延びでメイントランス１の２次側に伝送されるエ
ネルギが増大する。

ＯＦＦ時間（スイッチング素子３がＯＦＦになっている
時間）の方は、入力電圧や負荷の変動も幾分影響するが
、主としてメイントランス１の残留エネルギの放出ルー
トにより決まるため、略一定である。

したがって、この０８時間とＯＦＦ時間は、入力電圧が
高く負荷が軽い時には第５図（ａ）に示すようにＯＮデ
ユーティが小さくなり、入力電圧が低く負荷が重い時に
は同図（ｂ）に示すようにＯＮデユーティが大きくなる
。なお、この図から判るようにＯＮデユーティが大きく
なると発振周波数が低くなる。

このように、この実施例によれば、メイントランス１の
１次側コンバータ部で大きな入力変動及び負荷変動を吸
収してしまうため、メイントランス１の２次側において
は、その出力電圧を単に整流及び平滑するだけでも、電
圧変動の小さい出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。

第６図はこの発明の他の実施例を示し、第１図と同じ部
分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略す
る。

この実施例も、自励発振の帰還回路によるコンバータ部
分は第１図の実施例と同じであるが、入力に一般商用電
源の交流８０〜２７０ｖを用い、それを全波整流回路４
によって整流し、コンデンサＣ７によって平滑して直流
入力電圧Ｖｉｎを得るようにしており、メイントランス
１′には３個の２次巻線り、、Ｌ、、Ｌ４を巻回し、そ
れぞれ出力回路５．６．７を形成して３種類の出力電圧
Ｖ□〜ｖ３を得るようにしている。

出力回路７は、第１図の実施例における出力回路と同じ
であり、前述のようにコンバータ部分で入力及び負荷の
変動を吸収して略安定化された準安定化直流電圧Ｖ、を
出力する。

出力回路６は、出力回路７と同様な整流・平滑回路の出
力側に、一般に多用されているドロッパ方式の安定化回
路８を設けて、負荷変動に対する安定性を高めた安定化
直流電圧ｖ２を得る。

出力回路５は、メイントランス１′の２次巻線Ｌ２に発
生するパルス状の出力電圧をマグアンプ素子ＭＡを介し
てからダイオードＤ、によって整流し、チュークコイル
ＣＨとコンデンサＣ，によって平滑して、安定化直流電
圧ｖ１を得る。なお。

ダイオードＤＧはチョークコイルＣＨによるサージ電圧
吸収用である。

９はマグアンプ制御用帰還増幅器であり、出力電圧ｖ１
の大きさに応じた制御電流ＩｓをダイオードＤ７を介し
て出力し、メイントランス１′がＯＦＦ状態で２次巻線
Ｌ２に起動電圧が発生しない時に、その制御電流Ｉｓを
マグアンプ素子ＭＡに矢示方向に流して制御磁束を発生
させ、次にメイントランス１′がＯＮ状態になって２次
巻線Ｌ２に起電圧が発生した時、マグアンプ素子ＭＡの
Ｂ−Ｈループ特性により出力側で電圧が立上るタイミン
グを遅らせて、パルス状出力電圧をパルス幅制御する。

すなわち、出力電圧ｖｉが高くなるとマグアンプ素子Ｍ
Ａを通したパルス電圧のパルス幅を第７Ｅｆｆｉ（ｂ）
に示すように小さくするように制御して実効値を低下さ
せ、出力電圧Ｖ１が低くなるとそのパルス幅を同図（ａ
）に示すように大きくするように制御して実効値を高め
、直流化した出力電圧Ｖえが常に一定になるようにする
。

このように、第１図の実施例より一層安定した出力電圧
を得るには、個々の負荷変動の一部を吸収するマグアン
プ素子ＭＡ及びその制御用帰還増幅器９．あるいはドロ
ッパ式安定化回路８等を付加すれば良いが、その入力電
圧は略安定化されているので各安定化回路の負担は小さ
く、小型低損失化ができる。

また、この実施例では、可飽和トランス２及びマグアン
プ素子ＭＡに高周波特性の優れた非晶質合金コアを用い
、スイッチング素子３には高速動作が可能なＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを用いることにより、スイッチング周波数の高周波
化が可能で、３００ＫＨｚ以上でも安定に動作する。

なお、それほどスイッチング周波数を高くする必要がな
い場合には、スイッチング素子としてバイポーラトラン
ジスタ等を使用することもできる。

また、いずれの実施例においても、原理的には可飽和ト
ランス２の磁性体応答により制御動作を行なっているの
で、高周波動作時でも変動に対する応答が早く安定して
いる。

従って簡単な回路と相まって、電源の小型化。

軽量化、及び低価格化が容易である。

特に、メイントランスの２次側の出力制御にマグアンプ
方式を用いた場合には、この回路では入力電圧が高い程
スイッチング周波数も上昇するため、高周波特性の優れ
た非晶質合金のマグアンプ素子を用いれば、周波数に応
じて制御範囲も拡大し、その分だけコアを小型化できる
利点がある。

また、上記各実施例のスイッチング電源回路は、従来の
他方式のコンバータを用いたスイッチング電源回路と比
べて次の様な点で優れている６ｉ）自励式でありながら
、急激な負荷変動や入力変動に対しても安定に動作し、
起動も容易で、低電圧入力時でも動作する。特に、メイ
ントランスの２次側にマグアンプ素子の様なインダクテ
イブな負荷を接続しても、起動及び発振動作が安定して
いる。

ｉｉ）可飽和トランスを含むスイッチング駆動回路が、
メイントランスのＯＦＦ時の残留エネルギの一部を吸収
するため、スナバ回路の負担が軽減される。

■）可飽和トランスを含むスイッチング駆動回路は、高
周波化による小型化が可能であり、かつスイッチング素
子以外は受動部品のみで構成できるため、他方式の例え
ばＰＷＭ制御用ＩＣと比べて外部ノイズに対し強く、信
頼性が高い上に応答も速くできる。

ｉｖ）メイントランスの１次側コンバータ部の部品数が
少なく、高価な能動素子も少ないので、制御機能を有す
る他の自励発振回路と比べて安価に構成できる。

〔発明の効果〕

以上説明してきたように、この発明によるスイッチング
電源回路は、簡単な回路で広範囲入力対応の定電圧電源
回路を構成でき、入力電圧及び負荷の変動に対して安定
性が高く、且つスイッチング周波数の高周波化も可能で
あるので、電源の小型・軽量化及び低価格化が容易にな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すスイッチング電源回
路の回路図、 第２図乃至第５図は第１図の実施例の動作を説明するた
めの説明図。 第６図はこの発明の他の実施例を示す回路図、第７図は
同じくそのマグアンプ素子によるパルス幅制御の説明に
供する波形図、 第８図は従来の他励式パルス幅制御（ＰＷＭ方式）のス
イッチング電源回路の例を示す回路図。 第９図は従来の自励式リンギング・チョーク・コンバー
タ（ＲＣＣ方式）のスイッチング電源回路の例を示す回
路図である。 １．１′・・・メイントランス ２・・・可飽和トランス　　３・・・スイッチング素子
４・・・全波整流回路　　　５〜７・・・出力回路８・
・・ドロッパ方式の安定化回路 ９・・・マグアンプ制御用帰還増幅器 Ｌ工・・・１次巻線　　　Ｌ２〜Ｌ４・・・２次巻線Ｌ
ｂ・・・帰還巻線 第１図 第３図 第４図 竿５図 ロ　　　・Ω 第８図 第９図 手続補正書（白側 昭和６２年９月１６日 １、事件の表示 特願昭６２−９１３８７号 ２、発明の名称 スイッチング電源回路 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 東京都大田区東糀谷二丁目１２番１４号（００２）赤井
電機株式会社 ４、代　理　人　〒１７０（電話９８６−２３８０）東
京都豊島区東池袋１丁目２０番地５ ６、捕正の内容 （１）明細書第４頁第１７行の「抵抗Ｒ３Ｊを「抵抗Ｒ
１３」と訂正する。 （２）同書第８頁第１３行の「低下して」をｒ変化して
」と、「オフ」をｒオン」とそれぞれ訂正する。 （３）同書第９頁第１行の「第６図」を「第８図」と訂
正する。 （４）同、ｆ同頁第４行の１ＭＯ５−ＦＦＴＪ　ｔｒ。 ｆｆＭＯ３−ＦＥＴｊと訂正する。 （５）回書同頁第９行の「チョークコイル」を「チョー
クコイルＪと訂正する。 （６）同番第１Ｏ頁第２行の「入力素子」を「入力電圧
」と訂正する。 （７）同書第１４頁第５行の「延びで」を「延びて」と
訂正する。 （８）同書第１６頁第８行の「チュークコイル」を「チ
ョークコイル」と訂正する。 （９）同書同頁第１５行の「起動電圧」を「起電圧」と
訂正する。 （１０）同書第２０頁第１６行のｒ　（ＰＷＭ方式）Ｊ
を［ｉ’　（ＰＷＭ）方式」と訂正する。 （１１）回書同頁第１９行のｒ　（ＲＣＣ方式）」をｌ
ｊ　（ＲＣＣ）方式Ｊと訂正する。 （１２）図面の「第Ｓ図」を別紙訂正図面のとおり訂正
する。 第９図 訂正図面

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　入力電圧に応じてメイントランスの１次側に流れる
   電流をスイッチング素子によつて断続することにより、
   その２次側に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧
   を得るスイッチング電源回路において、 前記メイントランスに帰還巻線を設けると共に可飽和ト
   ランスを備え、前記帰還巻線の出力により前記可飽和ト
   ランスを介して前記スイッチング素子を制御する自励発
   振の帰還回路を形成したことを特徴とするスイッチング
   電源回路。 ２　可飽和トランスのコアが、高周波特性の優れた非晶
   質合金によつて形成されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のスイッチング電源回路。