JPH0370218A - 受信波基準校正形周波数シンセサイザ - Google Patents
受信波基準校正形周波数シンセサイザInfo
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- JPH0370218A JPH0370218A JP1204682A JP20468289A JPH0370218A JP H0370218 A JPH0370218 A JP H0370218A JP 1204682 A JP1204682 A JP 1204682A JP 20468289 A JP20468289 A JP 20468289A JP H0370218 A JPH0370218 A JP H0370218A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
不発ＢＡは、移動無線機などに用いて好適な周波数シン
セサイザにｆｉｋジ、特に、送信周波数の安定化のため
に、基地局の高安定度の送信周波数を受信して無線機内
の基準発振器の周波数を校正する受信波基準校正形周波
数シンセサイザに関する。
セサイザにｆｉｋジ、特に、送信周波数の安定化のため
に、基地局の高安定度の送信周波数を受信して無線機内
の基準発振器の周波数を校正する受信波基準校正形周波
数シンセサイザに関する。
移動無線機においては、狭いチャンネル間隔で周ｆＲ数
スペクトルを有効に利用することなどから。
スペクトルを有効に利用することなどから。
高い周波数安定度が要求される。このために、温度補償
された電圧制御型の水晶発振器Ｃ以下、ＶＣ−’１’Ｃ
Ｘ０）が用いられ１周波数の安定化が図かられているが
、これでも、周波数安定度に限界がある。
された電圧制御型の水晶発振器Ｃ以下、ＶＣ−’１’Ｃ
Ｘ０）が用いられ１周波数の安定化が図かられているが
、これでも、周波数安定度に限界がある。
これに対し、１＆地局の高安定度の送信周波数を受（！
Ｌ、これを基準としてＶＣ−’Ｉ’ＣＸＯの周波数の変
動を補正して周波数の高安定度を図かる工うにした技術
が提案されている（たとえば、昭和６１年度電子通信学
会通信部門全国大会予稿集ｐ、２−２６７０「移動通信
における受信周波数測定」と題する論文）。
Ｌ、これを基準としてＶＣ−’Ｉ’ＣＸＯの周波数の変
動を補正して周波数の高安定度を図かる工うにした技術
が提案されている（たとえば、昭和６１年度電子通信学
会通信部門全国大会予稿集ｐ、２−２６７０「移動通信
における受信周波数測定」と題する論文）。
以下、かかる従来技術を第２図によって説明する。但し
、同図において、１はアンテナ、２はアンテナ１からの
受信信号を第１の中間周波信号（以下、第１のＩＰ倍信
号いう）に変換するミキサ、ｓｒｓ ｐ ？ （バンド
パスフィルタ）、ｌｊ第１の１２信号を第２のＩＰ倍信
号変換するミキサ、５はＢＰＦ、６はｇ２０１ Ｆ信号
の増幅器、７は復調器、８は第２のＩＰ信号金発生する
ための局部発振器、９は出力端子、１０は送受共用器、
１１は第１のＩｌ＋’信号に変換するためのシンセサイ
ザ方式で構成された局部発振器、１２はこのシンセサイ
ザの基準信号を発生する電圧制御５８度補償水晶発振Ｒ
Ｂ（ＶＣ−ＴＣＸＱ）、１３ｄｌｊ２Ｃ）ＩＦ信４ｊｊ
ｔ″選択するＢＰＦ、１４は第２の！？倍信号周波数を
計数して基準値との差を出力する制御部、１５は制御部
１４の出力データを直流電圧値に変換するＤ／Ａ変換器
、１６は送信周波敷金発生する送信用周波数シンセサイ
ザ、１７はこの送信信号を増幅する高周波電力増幅器、
１８は入力端子である。
、同図において、１はアンテナ、２はアンテナ１からの
受信信号を第１の中間周波信号（以下、第１のＩＰ倍信
号いう）に変換するミキサ、ｓｒｓ ｐ ？ （バンド
パスフィルタ）、ｌｊ第１の１２信号を第２のＩＰ倍信
号変換するミキサ、５はＢＰＦ、６はｇ２０１ Ｆ信号
の増幅器、７は復調器、８は第２のＩＰ信号金発生する
ための局部発振器、９は出力端子、１０は送受共用器、
１１は第１のＩｌ＋’信号に変換するためのシンセサイ
ザ方式で構成された局部発振器、１２はこのシンセサイ
ザの基準信号を発生する電圧制御５８度補償水晶発振Ｒ
Ｂ（ＶＣ−ＴＣＸＱ）、１３ｄｌｊ２Ｃ）ＩＦ信４ｊｊ
ｔ″選択するＢＰＦ、１４は第２の！？倍信号周波数を
計数して基準値との差を出力する制御部、１５は制御部
１４の出力データを直流電圧値に変換するＤ／Ａ変換器
、１６は送信周波敷金発生する送信用周波数シンセサイ
ザ、１７はこの送信信号を増幅する高周波電力増幅器、
１８は入力端子である。
アンテナ１の受信信号は送受共用器１０を介してミキｔ
２に供給され１局部発振器１１の出力信号によって第１
の１２信号に変換される。この第１の１２信号は、ＢＰ
ＦＳで不要成分が除去されｆｔ、後、ミキサ４に供給さ
れて局部発振器８の出力信号にエフ第２の！Ｆ信号に変
換される。この第２のＩＦ＠ｌ）は、ＢＰＦ５で不要成
分が除去され、増幅器６で増幅された後、復ｖＲ器７で
復１１されて出力端子９から出力される。
２に供給され１局部発振器１１の出力信号によって第１
の１２信号に変換される。この第１の１２信号は、ＢＰ
ＦＳで不要成分が除去されｆｔ、後、ミキサ４に供給さ
れて局部発振器８の出力信号にエフ第２の！Ｆ信号に変
換される。この第２のＩＦ＠ｌ）は、ＢＰＦ５で不要成
分が除去され、増幅器６で増幅された後、復ｖＲ器７で
復１１されて出力端子９から出力される。
増幅器６から出力される第２のＩＰ倍信号、渣た、ＢＰ
Ｆ１５ｔ−通り、制御部１４に供給される。
Ｆ１５ｔ−通り、制御部１４に供給される。
この制御部１４では、供給された第２のＩＰ倍信号周波
数を計数し、この計数値と基準値との差データを出力す
る。この差データはＤ／Ａ変換器１５でアナログの直流
電圧に変換される。ＶＣ−ＴＣｘＯはシンセサイザの基
準発振器であって、シンセサイザにより、局部発振器１
１はこのｖＣ−ＴＣＸＯからの基準信号に同期した周波
数変換信号を発生するが、この局部発振器１１の発振周
波数が、また、Ｄ／Ａ変換器１５の出力直流電圧によっ
て制御される。これにより、増幅器６から出力されるｇ
２のＩＰ倍信号周波数が制御部１４で設定されている基
準値に等しくなる。
数を計数し、この計数値と基準値との差データを出力す
る。この差データはＤ／Ａ変換器１５でアナログの直流
電圧に変換される。ＶＣ−ＴＣｘＯはシンセサイザの基
準発振器であって、シンセサイザにより、局部発振器１
１はこのｖＣ−ＴＣＸＯからの基準信号に同期した周波
数変換信号を発生するが、この局部発振器１１の発振周
波数が、また、Ｄ／Ａ変換器１５の出力直流電圧によっ
て制御される。これにより、増幅器６から出力されるｇ
２のＩＰ倍信号周波数が制御部１４で設定されている基
準値に等しくなる。
送信時には、入力端子１８から変調信号が送信用周波数
シンセサイザ１６に供給され、ＶＣ−ＴＣＸＯ１２と局
部発振器１１が構成するシンセサイザの出力信号によっ
て規定の送信周波数の送信信号が形成される。この送信
信号は、高周波電力増幅器１７で増幅された後、送受共
用器１０′ｔ−介し、アンテナ１に供給されて送信され
る。
シンセサイザ１６に供給され、ＶＣ−ＴＣＸＯ１２と局
部発振器１１が構成するシンセサイザの出力信号によっ
て規定の送信周波数の送信信号が形成される。この送信
信号は、高周波電力増幅器１７で増幅された後、送受共
用器１０′ｔ−介し、アンテナ１に供給されて送信され
る。
ところで、この従来技術においては、アンテナ１での高
い周波数精度の受信信ｆは、第２＋Ｚ）Ｉ Ｎ’倍信号
変換される過程において、その周波数精度は局部発振器
１１および局部発振器８の精度で決定される。−例とし
て、受信周波数を？００ＭＨｚ、第１のＩＰ’信号の周
波数ｆ：４５ＭＨｚ（局部発振器１１は上＠）、ｇ２の
ＩＰ倍信号周波数音４５５１（Ｈｚ （局部発振器８は
下側）とすると、局部発振器１１の出力周波数は局部発
振器８の出力周波数のおよそ２０倍でめり、それだけ局
部発振器１１の出力周波数の誤差が大きな影Ｉｔ’ｌｌ
：与える。このため、局部発振器１１の出力周波数の精
度を決めているＶＣ−ＴＣＸＯ１２の周波数を高精度に
する必要がある。ここで、ＶＣ−Ｔ ＣＸＱ １２０周
波数に１．０ｐｐｍＯ誤差であったとすると、結果的に
、第２のＩＰ倍信号周波数は９４５Ｈｚずれることにな
る。このずれを補正する手段として第２のＩＦｙＩ号を
帯域制限するＢＰＦ１！Ｓと、このＢＰＦ１５からの＃
Ｉ２のＩＦ倍信号周波数をカウントして誤差データ金出
力するｆｌｉｔ御部１４と、誤差データを直流電圧に変
換するＤ／Ａ変換器１５とが設けられ、この直流′電圧
に工り、第２のＩＰ倍信号周波数が４５５ｋＨｚに校正
されるＬうに、ＶＣ−Ｔ ＣＸＯ１２カ校正すｉ、６゜
更に、送信周波数もＶＣ−Ｔ ＣＸＯｉ ２（Ｄ出力１
８号を基準とする送信用周波数シンセブイザ１６で発生
されているので、同様に校正される。
い周波数精度の受信信ｆは、第２＋Ｚ）Ｉ Ｎ’倍信号
変換される過程において、その周波数精度は局部発振器
１１および局部発振器８の精度で決定される。−例とし
て、受信周波数を？００ＭＨｚ、第１のＩＰ’信号の周
波数ｆ：４５ＭＨｚ（局部発振器１１は上＠）、ｇ２の
ＩＰ倍信号周波数音４５５１（Ｈｚ （局部発振器８は
下側）とすると、局部発振器１１の出力周波数は局部発
振器８の出力周波数のおよそ２０倍でめり、それだけ局
部発振器１１の出力周波数の誤差が大きな影Ｉｔ’ｌｌ
：与える。このため、局部発振器１１の出力周波数の精
度を決めているＶＣ−ＴＣＸＯ１２の周波数を高精度に
する必要がある。ここで、ＶＣ−Ｔ ＣＸＱ １２０周
波数に１．０ｐｐｍＯ誤差であったとすると、結果的に
、第２のＩＰ倍信号周波数は９４５Ｈｚずれることにな
る。このずれを補正する手段として第２のＩＦｙＩ号を
帯域制限するＢＰＦ１！Ｓと、このＢＰＦ１５からの＃
Ｉ２のＩＦ倍信号周波数をカウントして誤差データ金出
力するｆｌｉｔ御部１４と、誤差データを直流電圧に変
換するＤ／Ａ変換器１５とが設けられ、この直流′電圧
に工り、第２のＩＰ倍信号周波数が４５５ｋＨｚに校正
されるＬうに、ＶＣ−Ｔ ＣＸＯ１２カ校正すｉ、６゜
更に、送信周波数もＶＣ−Ｔ ＣＸＯｉ ２（Ｄ出力１
８号を基準とする送信用周波数シンセブイザ１６で発生
されているので、同様に校正される。
上記従来技術では、受信電界強度が低いときには、周波
数カウンタの入力にＳ／Ｎ比の劣化が生じ、これにより
、周波数のカウント誤差を生じて基準発振器の周波数校
正精度が悪くなるという問題があった。
数カウンタの入力にＳ／Ｎ比の劣化が生じ、これにより
、周波数のカウント誤差を生じて基準発振器の周波数校
正精度が悪くなるという問題があった。
一般に１周波数変調Ｃ以下、ＦＭ変調という）や位相変
調（以下、ＰＭ変調という）された信号は復調器７で復
調されるが、その８／Ｎ比はＳ／Ｎ 改善［ｉＬ値（以
下、スレシ為ホールドレベルという）となる受信入力レ
ベル以下で急激に劣化する。このような無線機では、実
用となる最小受信感度ハこのスレシ島ホールドレベル付
近となる。
調（以下、ＰＭ変調という）された信号は復調器７で復
調されるが、その８／Ｎ比はＳ／Ｎ 改善［ｉＬ値（以
下、スレシ為ホールドレベルという）となる受信入力レ
ベル以下で急激に劣化する。このような無線機では、実
用となる最小受信感度ハこのスレシ島ホールドレベル付
近となる。
第３図にスレシ島ホールドレベルがおよソＯｄＢμであ
る無線機における受信電界強度に対する中間周波数（Ｉ
Ｐ）計数誤差の関係を示す。これにＬると、受信電界強
度がＯｄＢμの付近から急激に計数誤差が生じている。
る無線機における受信電界強度に対する中間周波数（Ｉ
Ｐ）計数誤差の関係を示す。これにＬると、受信電界強
度がＯｄＢμの付近から急激に計数誤差が生じている。
この結果、ＶＣ−ＴＣＸＯで校正誤差が生ずることにな
る。
る。
本発明の目的は、かかる問題点を解消し、要求される最
小受信電界強度においても、受信周波数を精度しく計数
することができるようにした受信波基準校正形周波数シ
ンセサイザを提供することにある。
小受信電界強度においても、受信周波数を精度しく計数
することができるようにした受信波基準校正形周波数シ
ンセサイザを提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明は、ＩＰ倍信号波形
再生する波形再生回路を設け、該波形再生回路から出力
されるＩＦ倍信号制御部に供給する。
再生する波形再生回路を設け、該波形再生回路から出力
されるＩＦ倍信号制御部に供給する。
ｆ７？、、本発明は、受信電界強度がある値よりも大き
く、ＩＦ倍信号ＤＥＪ／Ｎ比が高いときにＩＰ’信号を
該波形再生回路を経ることなく制御部に供給する手段を
設ける。
く、ＩＦ倍信号ＤＥＪ／Ｎ比が高いときにＩＰ’信号を
該波形再生回路を経ることなく制御部に供給する手段を
設ける。
波形再生回路は、たとえば、電圧（あるいは電流）制御
発振器、位相比較器、ループフィルタで構成されるＰＬ
Ｌ回路であって、このｖＣＯは、通常、入力信号の周波
数付近で自走しており、信号が入力されると、その入力
周波数に同期するものである。制御部での周波数カウン
トの対象となる入力信号をこのＶＣＯの出力信号とする
ことにより、雑音の多い信号も雑音の少ない信号として
波形再生され、周波数の計数精度が向上する。
発振器、位相比較器、ループフィルタで構成されるＰＬ
Ｌ回路であって、このｖＣＯは、通常、入力信号の周波
数付近で自走しており、信号が入力されると、その入力
周波数に同期するものである。制御部での周波数カウン
トの対象となる入力信号をこのＶＣＯの出力信号とする
ことにより、雑音の多い信号も雑音の少ない信号として
波形再生され、周波数の計数精度が向上する。
さらに、上記波形再生回路は雑音の多い信号のみ有用で
あるから、雑音が少ないときには、この波形再生回路を
非動作伏態として消費電力の増加を防止する。
あるから、雑音が少ないときには、この波形再生回路を
非動作伏態として消費電力の増加を防止する。
〔実施例〕
以下１本発明の実施例を図面に工って説明する。
第１図は本発明による受信波基準校正形周波数シンセサ
イザの一実施例を示すブロック図であって、１９は直流
電圧出力回路、２０はＡ／Ｄ変換器、２１は波形再生回
路、２２はスイッチであり、第２図に対応する部分には
同一符号をつけて重複する説明を省略する。
イザの一実施例を示すブロック図であって、１９は直流
電圧出力回路、２０はＡ／Ｄ変換器、２１は波形再生回
路、２２はスイッチであり、第２図に対応する部分には
同一符号をつけて重複する説明を省略する。
同図において、増幅器６から出力される第２のＩＦｆｉ
号は、復調器７に供給されるとともに、直流電圧出力回
路１９と波形再生回路２１とに供給される。直流電圧出
力回路１９ではその第２の工？信号から受信電界強度が
検出され、これに応じたレベルの直流電圧が生成される
。この直流電圧はＡ／Ｄ変換器２０でディジタルデータ
に変換されて制御部１４に供給される。また、波形再生
回路２１はＰＬＬ回路を構成しており、第２のＩＰ倍信
号波形再生する。波形再生回路２１の出力信号は制御部
１４に供給される。
号は、復調器７に供給されるとともに、直流電圧出力回
路１９と波形再生回路２１とに供給される。直流電圧出
力回路１９ではその第２の工？信号から受信電界強度が
検出され、これに応じたレベルの直流電圧が生成される
。この直流電圧はＡ／Ｄ変換器２０でディジタルデータ
に変換されて制御部１４に供給される。また、波形再生
回路２１はＰＬＬ回路を構成しており、第２のＩＰ倍信
号波形再生する。波形再生回路２１の出力信号は制御部
１４に供給される。
制御部１４はＡ／Ｄ変換器２０からのディジタルデータ
によって受信電界強度を判定し、受信電器強度が成る値
以上のときには、スイッチ２２を閉じて増幅器６から直
接第２のＩＦ倍信号受け、受信電界強度がこの値工りも
小さいときには、スイッチ２２を開いて波形再生回路２
１からの第２のＩＦｆｉ号を受ける。この制御部１４は
、また、第２図における制御部１４と同様に、供給され
た第２の工ＩＰ＠９の周波数をカウントし、そのカウン
ト値と予め設定された基準値との差データを出力する。
によって受信電界強度を判定し、受信電器強度が成る値
以上のときには、スイッチ２２を閉じて増幅器６から直
接第２のＩＦ倍信号受け、受信電界強度がこの値工りも
小さいときには、スイッチ２２を開いて波形再生回路２
１からの第２のＩＦｆｉ号を受ける。この制御部１４は
、また、第２図における制御部１４と同様に、供給され
た第２の工ＩＰ＠９の周波数をカウントし、そのカウン
ト値と予め設定された基準値との差データを出力する。
ところで、第２図に示した従来技術と同様に、この実施
例においても、受信周波数おＬび送信周波数の精度はＶ
Ｃ−ＴＣＸＯ１２の周波数精度で決筐る。その精度を高
めるために、受信信号の高精度の周波数を計数し、これ
と基準値との誤差をＶＣ−’Ｉ’ＣＸ０１２に帰還する
。′ｒなわち、受信信号はミキサ２で第１のＩＰ’信号
に変換され、さらに、ミキサ４に入力されて第２のＩＰ
’信号に変換される。このとき、第１のＩＰ倍信号周波
数精度は局部発振器１１の周波数精度で決ｔり、第２の
ＩＰ倍信号周波数精度はこれに局部発振器８の周波数精
度が加算されたものとなる。しかし、局部発振器１１の
周波数は局部発振器８０周波数に比べて約２０倍と高い
から、この局部発振器１１の周波数精度が重要となる。
例においても、受信周波数おＬび送信周波数の精度はＶ
Ｃ−ＴＣＸＯ１２の周波数精度で決筐る。その精度を高
めるために、受信信号の高精度の周波数を計数し、これ
と基準値との誤差をＶＣ−’Ｉ’ＣＸ０１２に帰還する
。′ｒなわち、受信信号はミキサ２で第１のＩＰ’信号
に変換され、さらに、ミキサ４に入力されて第２のＩＰ
’信号に変換される。このとき、第１のＩＰ倍信号周波
数精度は局部発振器１１の周波数精度で決ｔり、第２の
ＩＰ倍信号周波数精度はこれに局部発振器８の周波数精
度が加算されたものとなる。しかし、局部発振器１１の
周波数は局部発振器８０周波数に比べて約２０倍と高い
から、この局部発振器１１の周波数精度が重要となる。
この実施例では、ｆＲ形再再生回路２１ｔ設けることに
エフ、受信電界強度が低い状態においても。
エフ、受信電界強度が低い状態においても。
局部発振器１１の周波数精度が高くなるようにしている
。
。
この波形再生回路２１は、ＶＣＯ、位相比較器、ルーグ
フィルタエ９ＰＬＬ回路を構成している。
フィルタエ９ＰＬＬ回路を構成している。
例えば、トーン発信式のｔ詰機に用いられるトーンデコ
ーダでよい。これは、入力信号のＳ ／ Ｎ比が一４ｄ
ＢであってもｖＣＯの周波数がこの人カイａ号の周波数
に追従できるものである。このような波形再生回路を用
いることに１り、無線機において、受信電界強度が低く
てＥｌ／Ｎ比が低いＩＦ’信号であっても、その周波数
を精度良く計数することができる。
ーダでよい。これは、入力信号のＳ ／ Ｎ比が一４ｄ
ＢであってもｖＣＯの周波数がこの人カイａ号の周波数
に追従できるものである。このような波形再生回路を用
いることに１り、無線機において、受信電界強度が低く
てＥｌ／Ｎ比が低いＩＦ’信号であっても、その周波数
を精度良く計数することができる。
この実施例におけるＩＰ周波数の計数誤差を第４図に示
す。同図に示すＬうに、最小受信電界強度がＯｄＢμ付
近にあっても、計数誤差は少ない。
す。同図に示すＬうに、最小受信電界強度がＯｄＢμ付
近にあっても、計数誤差は少ない。
この実施例では、結果的に、送受信周波数の精度を決め
ているＶＣ−’Ｉ’ ＣＸＯｉ ２ｔ−広範囲に制御し
ていることになる。
ているＶＣ−’Ｉ’ ＣＸＯｉ ２ｔ−広範囲に制御し
ていることになる。
一方、第５図に示したように、受信電界強度が高いとき
、すなわち、ＩＦｙｉ号Ｏ８／Ｎ比が良好であるときに
は、計数誤差も少なく、波形再生回路２１は必要としな
い。このために、第１図において、Ａ／Ｄ変換器２０Ｃ
＋出力デイジタルデータによって受信電界強度が載位以
上であることが検出されたときには、スイッチ２２によ
って第２のｌＦ信号は波形再生回路２１をバイパスする
ようにしている。これによると、このときには、波形再
生回路２１の電源を断とすることができ、したがって、
不要な消費電力の増加を防止することができる。
、すなわち、ＩＦｙｉ号Ｏ８／Ｎ比が良好であるときに
は、計数誤差も少なく、波形再生回路２１は必要としな
い。このために、第１図において、Ａ／Ｄ変換器２０Ｃ
＋出力デイジタルデータによって受信電界強度が載位以
上であることが検出されたときには、スイッチ２２によ
って第２のｌＦ信号は波形再生回路２１をバイパスする
ようにしている。これによると、このときには、波形再
生回路２１の電源を断とすることができ、したがって、
不要な消費電力の増加を防止することができる。
Ｃ発明の効果〕
以上説明しｆｌ、ように、本発明にＬれば、受信電界強
度が低いときでも受Ｍ’ＪＩ号の周波数を精度良く計数
できるので、常に、高精度な受信波基準校正形周波数シ
ンセサイザが実現できるし、また、受Ｍ′ｆＩＬ界強度
が高いときには、不要な消費電力の増加を防止すること
ができる。
度が低いときでも受Ｍ’ＪＩ号の周波数を精度良く計数
できるので、常に、高精度な受信波基準校正形周波数シ
ンセサイザが実現できるし、また、受Ｍ′ｆＩＬ界強度
が高いときには、不要な消費電力の増加を防止すること
ができる。
第１図は本発明にＬる受信波基準校正形周波数シンセサ
イザの一実施例を示すブロック図、第２図は従来の受信
波基準校正形周波数シンセサイザの一例を示すブロック
図、第５図は第２図に示した従来技術でのＩＦ周波数に
対する計数誤差の関係を示すグラフ図、第４図は第１図
に示した実施例でのＩＦ周波数に対する計数誤差の関係
を示すグラフ図である。 ２．４・・・・・・ミキサ、８・・・・・・局部発振器
、１１・・・・・・７ンセサイザの局部発振器、１２・
・・・・・″電圧制御温度補償水晶発振器、１４・・・
・・・制御部、１９・・・・・・直流電圧出力回路、２
１・・・・・・波形再生回路、２２・・・・・・スイッ
チ。
イザの一実施例を示すブロック図、第２図は従来の受信
波基準校正形周波数シンセサイザの一例を示すブロック
図、第５図は第２図に示した従来技術でのＩＦ周波数に
対する計数誤差の関係を示すグラフ図、第４図は第１図
に示した実施例でのＩＦ周波数に対する計数誤差の関係
を示すグラフ図である。 ２．４・・・・・・ミキサ、８・・・・・・局部発振器
、１１・・・・・・７ンセサイザの局部発振器、１２・
・・・・・″電圧制御温度補償水晶発振器、１４・・・
・・・制御部、１９・・・・・・直流電圧出力回路、２
１・・・・・・波形再生回路、２２・・・・・・スイッ
チ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、受信周波数信号を中間周波信号に変換するミキサと
、該中間周波数信号の周波数を計数して該周波数のずれ
を検出する制御部と、該ミキサによる変換の基準となる
信号を発生する基準発振器を備え、該検出されたずれに
応じて該基準発振器の出力周波数を校正するようにした
受信波基準校正形周波数シンセサイザにおいて、該ミキ
サからの該中間周波信号を波形再生する波形再生回路を
設け、該波形再生回路から出力される中間周波信号が該
制御部に供給されることを特徴とする受信波基準校正形
周波数シンセサイザ。 ２、請求項１において、受信電界強度を検出する手段と
、受信電界強度が所定値以上のとき前記ミキサからの中
間周波信号を直接前記制御部に供給しかつ前記波形再生
回路を非動作とする手段とを設けたことを特徴とする受
信波基準校正形周波数シンセサイザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1204682A JPH0370218A (ja) | 1989-08-09 | 1989-08-09 | 受信波基準校正形周波数シンセサイザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1204682A JPH0370218A (ja) | 1989-08-09 | 1989-08-09 | 受信波基準校正形周波数シンセサイザ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0370218A true JPH0370218A (ja) | 1991-03-26 |
Family
ID=16494561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1204682A Pending JPH0370218A (ja) | 1989-08-09 | 1989-08-09 | 受信波基準校正形周波数シンセサイザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0370218A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5335364A (en) * | 1991-02-22 | 1994-08-02 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Circuit arrangement for automatic frequency control in a radio telephone |
-
1989
- 1989-08-09 JP JP1204682A patent/JPH0370218A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5335364A (en) * | 1991-02-22 | 1994-08-02 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Circuit arrangement for automatic frequency control in a radio telephone |
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