JPH0654013A

JPH0654013A - 受信機の周波数変換回路

Info

Publication number: JPH0654013A
Application number: JP22645192A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Onoda; 雅浩小野田; Minoru Maeda; 稔前田; Susumu Sasaki; 進佐々木; Yoshibumi Toda; 義文戸田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-08-03
Filing date: 1992-08-03
Publication date: 1994-02-25

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、例えば移動通信システムにおける
移動機の受信回路に用いられる周波数変換回路に関する
ものであり、周波数変換回路において周波数変換した中
間周波信号の周波数安定度を高めることを目的とする。【構成】第１局部発振信号および第２局部発振信号を
発生する局部発振信号発生回路１０１と、変調された受
信信号を該第１局部発振信号と混合することにより第１
中間周波信号に周波数変換する第１混合器１０２と、第
１中間周波信号を該第２局部発振信号と混合するこによ
り第２中間周波信号に周波数変換する第２混合器１０３
と、第２混合器１０３の第２中間周波信号から変調波を
除去して搬送波を抽出する変調波除去回路１０４と、変
調波除去回路１０４で抽出された搬送波のその真値から
の周波数偏差を検出する偏差検出回路１０５とを備え、
局部発振信号発生回路１０１は、偏差検出回路１０５で
検出された周波数偏差が減少する方向にその発生する第
１局部発振信号および第２局部発振信号の周波数を制御
するように構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば移動通信システ
ムにおける移動機の受信回路に用いられる周波数変換回
路に関するものである。

【０００２】一般に、自動車電話システム等の移動通信
システムにおいては、無線通信機に基準発振器を設け
て、その基準発振器出力に基づいて周波数変換用の局部
発振器出力あるいは送信信号変調用の搬送波を得るよう
にしている。

【０００３】このような移動通信システムにおいては、
近年、需要の増大に伴い、チャネル間隔の狭小化や周波
数配置のインタリーブ化による周波数スペクトルの有効
利用が望まれている。この要望に応えるためには、無線
周波信号（以下、ＲＦ信号という）の周波数の高安定性
が求められ、そのためには発振周波数の周波数安定度が
高い高精度の基準発振器を必要とする。

【０００４】

【従来の技術】一般に、基地局においては、その性質
上、周波数安定度が０．１ppm 以下の高精度な発振器を
設けることができる。これに対して、移動機はその使用
条件が過酷であるため、基準発振器の周波数安定度は３
ppm 程度が限界である。

【０００５】そこで、従来の移動機においては、基地局
から送られてくるＲＦ信号に基づいて移動機側の基準発
振器の発振周波数を制御するようにしている。このよう
な構成にすれば、基地局から送られてくるＲＦ信号の周
波数安定度は高いので、移動機から送信するＲＦ信号の
信号安定度も高めることができる。

【０００６】かかる構成の従来の移動機の例が図８に示
される。図８において、１は受信アンテナ、２は帯域フ
ィルタ、３は受信信号を第１中間周波信号ＩＦ１に周波
数変換するミクサ、２１は第１局部発振信号をミクサ３
に供給する周波数シンセサイザ、５は帯域フィルタ、６
は第１中間周波信号ＩＦ１を第２中間周波信号ＩＦ２に
周波数変換するミクサ、２２は第２局部発振信号をミク
サ６に供給する第２局部発振器であって周波数安定度の
高い水晶発振器などで構成されるもの、９は帯域フィル
タ、１０は振幅制限増幅器、１１は復調回路である。

【０００７】ここで、第１中間周波信号の周波数はｆ
_IF1＋Δｆ_IF1（但し、ｆ_IF1は真値、Δｆ_IF1は真値
からの周波数偏差）、第２中間周波信号の周波数はｆ
_IF2＋Δｆ_IF2（但し、ｆ_IF2は真値、Δｆ_IF2は真値
からの周波数偏差）、第１局部発振信号の周波数はｆ_L1
＋Δｆ_L1（但し、ｆ_L1は真値、Δｆ_L1は真値からの周波
数偏差）、第２局部発振信号の周波数はｆ_L2＋Δｆ
_L2（但し、ｆ_L2は真値、Δｆ_L2は真値からの周波数偏
差）である。

【０００８】また、２３は帯域フィルタ、２４は第２中
間周波信号の周波数をカウントする周波数カウンタ、２
５は第２中間周波信号の周波数の真値ｆ_IF2を記憶保持
しておくテーブル、２６は周波数カウンタ２４からの第
２中間周波数の実測値とテーブル２５の真値との周波数
偏差（Δｆ_IF2＝Δｆ_L1＋Δｆ_L2）を演算する減算器、
２７は第２局部発振器２２の出力周波数（ｆ_L2＋Δ
ｆ_L2）をカウントする周波数カウンタ、２８は第２局部
発振器の出力周波数の真値ｆ_L2を記憶保持しておくテー
ブル、２９は周波数カウンタ２７からの第２局部発振周
波数の実測値（ｆ_L2＋Δｆ_L2）とテーブル１８の真値ｆ
_L2との周波数偏差Δｆ_L2を演算する減算器、３０は減算
器２６の周波数偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）から減算器２９
の周波数偏差Δｆ_L2を引いて周波数偏差Δｆ_L1を抽出す
る演算器、３１は演算器３０の周波数偏差Δｆ_L1をアナ
ログ電圧にディジタル／アナログ変換するＤ／Ａ変換
器、３２はＤ／Ａ変換器３２の出力電圧を制御電圧とす
る電圧制御発振器からなる基準発振器であり、この基準
発振器３２の基準発振信号が周波数シンセサイザ２１に
その動作の周波数基準を与える信号として供給される。

【０００９】また、この基準発振器３２の基準発振信号
は送信側回路での変調用の搬送波を生成するために利用
される。すなわち、３３は基準発振信号に基づいて送信
用搬送波を生成する周波数シンセサイザ、３４は送信信
号に搬送波を乗じてＲＦ信号に周波数変換するミクサ、
３５は帯域フィルタ、３６は送信アンテナである。

【００１０】この回路においては、演算器３０の出力で
ある周波数偏差Δｆ_L1がゼロになるように基準発振器３
２の発振周波数を制御することで周波数シンセサイザ２
１の出力における周波数偏差Δｆ_L1をゼロにするように
している。このＡＦＣ回路により、基準発振器３２の周
波数安定度を基地局側の送信信号の周波数安定度に準じ
たものにすることができるものであり、この基準発振器
３２の出力を用いて送信側の搬送波の周波数安定度を高
安定なものにすることができる。

【００１１】なお、復調回路１１に入力される第２中間
周波信号はその周波数偏差としてΔｆ_L1は抑圧される
が、依然としてΔｆ_L2は残留する。そこで第２局部発振
器２２として比較的に周波数安定度の高い温度補償形水
晶発振器などを使用して、その周波数偏差Δｆ_L2ができ
るだけ小さくなるようにしている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来回路には
次にような問題点がある。（１）従来の移動通信システムにおいては、主信号で
ある音声の信号処理がアナログ化されており、その変調
方式としては周波数変調方式が採用されるため、受信Ｒ
Ｆ信号を周波数変換した復調回路に入力される中間周波
信号に対してさほど高い周波数安定度が要求されていな
かった。

【００１３】これに対し、近年、移動通信システムにお
いては、音声等の信号処理のディジタル化が考えられて
いる。このディジタル移動通信システムにおいては、一
般に、変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ、ＱＰＳ
Ｋ、ＱＡＭなどのディジタル位相変調方式が採用され
る。

【００１４】例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を採
用した場合、復調回路への入力信号である第２中間周波
信号ＩＦ２の周波数に、温度変動あるいは電源電圧変動
などに起因して真値からの偏差が生じると、その周波数
偏差が位相誤差に変換されて誤り率の劣化の原因とな
る。したがってディジタル移動通信システムにおいては
復調回路に入力される第２中間周波数の高安定化が必要
となる。

【００１５】（２）またπ／４シフトＱＰＳＫ変調な
どのディジタル変調方式の場合、変調信号の符号の並び
が“１”あるいは“０”が連続して並ぶものになること
がある。このような符号偏りが生じると、受信側の第２
中間周波変換段において被変調信号（第２中間周波信
号）の周波数スペクトラムが、搬送波周波数ｆ₀（＝ｆ
_R−ｆ_L1−ｆ_L2）を中心にして正側あるいは負側に偏
る。例えば、第２中間周波数ｆ_IF2＝４５５ｋHzに対し
て最大で±２．６２５ｋHz程度の偏りが生じる。

【００１６】このため、第２中間周波信号ＩＦ２の周波
数（すなわち振幅制限増幅器１０の出力信号の周波数）
をそのまま周波数カウンタでカウントすると、その実測
値は前述の周波数偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）の他にこの符
号偏りによる誤差を含むことになり、したがってこの誤
差を含んだ実測値に基づいて基準発振器を制御したので
は第２中間周波信号ＩＦ２の周波数偏差を十分に抑圧す
ることができない。

【００１７】この符号偏りに関しては、通常、基地局に
おいて変調信号にスクランブルをかけて“１”または
“０”が連続しないようにすることで防止することがで
きる。しかし、スクランブルによる符号偏り防止効果の
度合いはＰＮパターン（擬似雑音パターン）の周期に比
例するので、所望の符号偏り防止効果を得るには、ＰＮ
パターンの周期を長くする必要があり、具体的には例え
ば１．５sec ほどの周期が必要である。

【００１８】これに対して、周波数カウンタ２４のカウ
ント時間は、受信を開始してからＡＦＣ動作が収束する
までの時間を短縮する必要がある関係上、あまり長くす
ることができない。具体的には例えば１００ｍsec ほど
の時間しか設定することができない。このため、基地局
側で変調信号にスクランブルをかけたとしても、周波数
カウンタ２４のカウント時間が短いため、実際は、符号
偏りに起因する周波数カウンタ２４のカウント誤りをほ
とんど防止することができない。

【００１９】（３）また従来回路では、第２局部発振
器２２の発振周波数の周波数偏差Δｆ_L2を求めるのに、
第２局部発振器２２の発振周波数（ｆ_L2＋Δｆ_L2）を直
接に周波数カウンタ２７でカウントして、その真値ｆ_L2
との差Δｆ_L2を求めている。

【００２０】しかし、このようにすると、第２局部発振
周波数は非常に高周波であるため、通常、ＣＭＯＳトラ
ンジスタで構成される周波数カウンタではカウントする
ことができない。そこで、第２局部発振周波数を分周し
て周波数を低くする必要がある。しかし、このような分
周処理を施す場合、分周処理を施さない場合と同じカウ
ント精度を得るには、カウント時間を長くする必要があ
るが、これはＡＦＣ動作の収束時間を長くすることにな
る。

【００２１】（４）また、第２局部発振器としては、比
較的に周波数安定度の高いものが必要とされるため、温
度補償形水晶発振器などが用いられるが、これらの発振
器は高価である。

【００２２】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、ディジタル変調方
式などを用いた受信機の周波数変換回路において周波数
変換した中間周波信号の周波数安定度を高めることにあ
る。

【００２３】

【課題を解決するための手段】図１は本発明にかかる原
理説明図である。本発明の受信機の周波数変換回路は、
一つの形態として、第１局部発振信号および第２局部発
振信号を発生する局部発振信号発生回路１０１と、変調
された受信信号を該第１局部発振信号と混合することに
より第１中間周波信号に周波数変換する第１混合器１０
２と、第１中間周波信号を該第２局部発振信号と混合す
るこにより第２中間周波信号に周波数変換する第２混合
器１０３と、第２混合器１０３の第２中間周波信号から
変調波を除去して搬送波を抽出する変調波除去回路１０
４と、変調波除去回路１０４で抽出された搬送波のその
真値からの周波数偏差を検出する偏差検出回路１０５と
を備え、局部発振信号発生回路１０１は、偏差検出回路
１０５で検出された周波数偏差が減少する方向にその発
生する第１局部発振信号および第２局部発振信号の周波
数を制御するように構成される。

【００２４】上述の局部発振信号発生回路１０１は、基
準発振信号を発生する周波数可変制御形の基準発振器１
０６と、基準発振信号に基づいて第１局部発振信号を発
生する第１局部発振器１０７と、基準発振信号に基づい
て第２局部発振信号を発生する第２局部発振器１０８と
で構成するようにし、基準発振器１０６を、該偏差検出
回路１０５で検出された周波数偏差が減少する方向にそ
の発生する基準発振信号の周波数を制御するように構成
することができる。

【００２５】また上述の第１局部発振器１０７を位相同
期回路による周波数シンセサイザで構成し、第２局部発
振器１０８を位相同期回路で構成してもよい。

【００２６】また本発明の受信機の周波数変換回路は、
他の形態として、局部発振信号を発生する局部発振信号
発生回路と、変調された信号を該局部発振信号と混合す
ることにより復調回路に入力される中間周波信号に周波
数変換する混合器と、混合器の中間周波信号から変調波
を除去して搬送波を抽出する変調波除去回路と、変調波
除去回路で抽出された搬送波のその真値からの周波数偏
差を検出する偏差検出回路とを備え、局部発振信号発生
回路は、偏差検出回路で検出された周波数偏差が減少す
る方向にその発生する局部発振信号の周波数を制御する
ように構成される。

【００２７】この局部発振信号発生回路は、基準発振信
号を発生する周波数可変制御形の基準発振器と、基準発
振器の基準発振信号を用いてその基準発振信号に位相同
期した局部発振信号を発生する位相同期回路で構成され
た局部発振器とで構成することができる。

【００２８】また上述の変調波除去回路は、入力された
中間周波信号を逓倍することで被変調信号成分を分離す
る被変調信号成分分離手段と、被変調信号成分分離手段
で分離した被変調信号成分と復調器で生成された再生ク
ロックとを乗算して被変調信号成分のうちから逓倍搬送
波成分を抽出する逓倍搬送波抽出手段と、逓倍搬送波抽
出手段の逓倍搬送波成分を分周して元の搬送波周波数の
搬送波にする分周手段とを含み構成することができる。

【００２９】上述の各周波数変換回路を用いた受信機は
ディジタル位相変調方式を用いた通信システムに適用し
て好適である。

【００３０】

【作用】第１番目の形態の受信機の周波数変換回路にお
いては、変調波除去回路１０４は、第２混合器１０３の
第２中間周波信号から変調波を除去して搬送波を抽出す
る。偏差検出回路１０５は、この変調波除去回路１０４
で抽出された搬送波の周波数をその真値と比較し、その
真値からの周波数偏差を検出する。局部発振信号発生回
路１０１は、この偏差検出回路１０５で検出された周波
数偏差が減少する方向にその発生する第１局部発振信号
および第２局部発振信号の周波数を制御する。このよう
にすることで、復調回路に入力される第２中間周波信号
の周波数偏差を、符号偏りによる誤差も含めてなくすこ
とができる。

【００３１】また局部発振信号発生回路１０１を基準発
振器１０６と第１局部発振器１０７と第２局部発振器１
０８とで構成した場合には、偏差検出回路１０５で検出
された周波数偏差が減少する方向に基準発振器１０６の
発生する基準発振信号の周波数を制御するようにする。

【００３２】また２番目の形態の受信機の周波数変換回
路においては、変調波除去回路により、混合器の中間周
波信号から変調波を除去して搬送波を抽出する。偏差検
出回路は、この抽出された搬送波の周波数をその真値と
比較しその真値からの周波数偏差を検出する。局部発振
信号発生回路は、この偏差検出回路で検出された周波数
偏差が減少する方向にその発生する局部発振信号の周波
数を制御する。このようにすることで、復調回路に入力
される中間周波信号の周波数偏差を、符号偏りによる誤
差も含めてなくすことができる。

【００３３】また上述の変調波除去回路においては、被
変調信号成分分離手段によって、入力された中間周波信
号を逓倍することで被変調信号成分を分離し、逓倍搬送
波抽出手段によって、被変調信号成分分離手段で分離し
た被変調信号成分と復調器で生成された再生クロックと
を乗算して被変調信号成分のうちから逓倍搬送波成分を
抽出し、分周手段によって、逓倍搬送波抽出手段の逓倍
搬送波成分を分周して元の搬送波周波数の搬送波にす
る。これにより中間周波信号から変調波を除去した搬送
波成分を抽出することができ、符号偏りによる誤差を抑
圧することができる。

【００３４】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図２には本発明の一実施例としての周波数変換回
路を用いた受信回路が示される。この実施例の受信回路
は、変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用
いたディジタル移動通信システムの移動機に搭載され
る。この受信回路は受信方式としてダブルスーパーヘテ
ロダイン方式を用いており、ＲＦ信号の周波数ｆ_Rとし
ては８２０ＭHz〜９００ＭHz程度が使用され、受信回路
の第１中間周波数ｆ_IF1としては１３０ＭHz、第２中間
周波数ｆ_IF2としては４５５ｋHzが使用されている。

【００３５】図２において、アンテナ１で受信された周
波数ｆ_RのＲＦ信号は、帯域フィルタ２を通ってミクサ
３に入力されて、ここで第１局部発振器４からの第１局
部発振器出力とかけ合わされて第１中間周波数ｆ_IF1の
第１中間周波信号ＩＦ１に周波数変換される。

【００３６】この第１中間周波信号ＩＦ１はさらに帯域
フィルタ５を通ってミクサ６に入力され、ここで第２局
部発振器７からの第２局部発振器出力とかけ合わされて
第２中間周波数ｆ_IF2の第２中間周波信号ＩＦ２に周波
数変換される。この第２中間周波信号ＩＦ２は帯域フィ
ルタ９と振幅制限増幅器１０を通って、変調波除去回路
８と復調回路１１に入力される。

【００３７】復調回路１１では第２中間信号ＩＦ２から
ベースバンド信号を復調する。この復調回路１１はクロ
ック再生回路を含んでおり、送信側の変調周波数（シン
ボル周波数）ｆ_Sのクロックを再生し、このクロックを
さらに４分周して周波数ｆ_S／４とした再生クロックを
変調波除去回路８に供給する。

【００３８】変調波除去回路８は振幅制限増幅器１０か
ら出力された第２中間周波信号ＩＦ２から変調波を取り
除いて、変調のかかっていない搬送波（ｆ₀＝４５５ｋ
Hzの搬送波）を抽出する回路であり、第２中間周波信号
の周波数測定にあたって符号偏りの影響を除去するため
のものである。この無変調の搬送波は周波数カウンタ１
２に入力される。

【００３９】周波数カウンタ１２はこの変調が取り除か
れた搬送波の周波数ｆ₀を実測値として測定する回路で
あり、その実測値は減算器１４の一方の入力端子に入力
される。この減算器１４の他方に入力端子にはテーブル
１３からのデータが入力されている。このテーブル１３
は第２中間周波数ｆ_IF2の真値（すなわち周波数偏差の
ない４５５ｋHz）をデータとして格納している。したが
って、減算器１４は、第２中間周波数ｆ_IF2についてそ
の実測値と真値の周波数偏差Δｆ_IF2を計算して出力す
ることになる。

【００４０】減算器１４から出力された周波数偏差Δｆ
_IF2はＤ／Ａ変換器１５でアナログ電圧に変換されたう
えで、基準発振器１６に制御電圧として供給される。こ
の基準発振器１６は電圧制御発振器（ＶＣＯ）により構
成されている。この基準発振器１６はそれ単体としての
周波数安定度は高くなく、３ppm 程度のものが使用され
る。この基準発振器１６の出力は、第１局部発振器４と
第２局部発振器７にそれらの動作上の周波数基準を与え
る基準信号として供給される。

【００４１】ここで、上述の変調波除去回路８、周波数
カウンタ１２、減算器１４、Ｄ／Ａ変換器１５等は基準
発振器１６の発振周波数を自動制御する自動周波数制御
（ＡＦＣ）回路を構成するものである。

【００４２】なお、タイミング発生回路１７は基準発振
器１６の出力に基づいて周波数カウンタ１２等の動作を
制御するタイムベース信号やゲート信号等を発生するも
のである。

【００４３】図３には第１局部発振器４の詳細な構成例
が示される。この第１局部発振器４はＰＬＬ（位相同期
ループ）を用いたシンセサイザからなる公知の構成のも
のであり、電圧制御発振器４１、可変分周器４２、位相
比較器４３、分周器４４、積分器４５等からなる。この
第１局部発振器４は、受信チャネル毎に異なるＲＦ信号
周波数ｆ_Rをミクサ３により全て同じ第１中間周波数ｆ
_IF1に周波数変換するために、ミクサ３に供給する第１
局部発振器出力の発振周波数ｆ_L1を、受信したＲＦ信号
の周波数ｆ_Rに応じて変化させるようになっており、そ
のため可変分周器４２が用いられている。

【００４４】動作を説明すると、電圧制御発振器４１か
らの第１局部発振器出力は可変分周器４２で分周（例え
ば２５ｋHzに分周）されて、位相比較器４３の一方の入
力端子に入力される。この位相比較器４３の他方の入力
端子には基準発振器１６から基準発振器出力が分周器４
４で分周（２５ｋHzに分周）されて入力されている。位
相比較器４３はこの両入力信号の位相誤差を検出してそ
の位相誤差を積分器４５を通して電圧制御発振器４１に
制御電圧として供給する。これにより電圧制御発振器４
１から出力される第１局部発振器出力が基準発振器出力
に位相同期させられる。なお可変分周器４２の分周比は
受信チャネルの切替え時にもその選局データに基づいて
第１中間周波数ｆ_IF1を一定とするよう制御される。

【００４５】図４には第２局部発振器７の詳細な構成例
が示される。この第２局部発振器７もＰＬＬ回路からな
る公知の構成のものであり、電圧制御発振器７１、分周
器７２、位相比較器７３、分周器７４、積分器７５等か
らなる。この第２局部発振器７は、ミクサ３から出力さ
れる第１中間周波信号ＩＦ１をミクサ６によって更に第
２中間周波数ｆ_IF2の第２中間周波信号ＩＦ２に変換す
るように、ミクサ６に第２局部発振周波数の第２局部発
振器出力を供給する回路であるが、第１中間周波数ｆ
_IF1は一定周波数であるから、第２局部発振周波数ｆ_L2
は可変周波数とする必要はなく、そのため第１局部発振
器４のようなシンセサイザ構成とはなっていない。

【００４６】動作を説明すると、電圧制御発振器７１の
第２局部発振器出力は分周器７２で分周（例えば５ｋHz
に分周）されて、位相比較器７３の一方の入力端子に入
力される。この位相比較器７３の他方の入力端子には基
準発振器１６からの出力が分周器７４で分周（５ｋHzに
分周）されて入力されている。位相比較器７３はこの両
入力信号の位相誤差を検出してその位相誤差を積分器７
５を通して電圧制御発振器７１に制御電圧として供給す
る。これにより電圧制御発振器７１から出力される第２
局部発振器出力が基準発振器出力に位相同期させられ
る。

【００４７】図５には変調波除去回路８の詳細な構成例
が示される。図５において、８１は振幅制限増幅器１０
から出力される第２中間周波信号ＩＦ２を４逓倍する４
逓倍器である。この４逓倍器８１の逓倍出力は帯域フィ
ルタ８２を通して乗算器８３の一方の入力端子に供給さ
れる。この帯域フィルタ８２は中心周波数が第２中間周
波信号ＩＦ２の搬送波周波数（４５５ｋHz）の４倍とな
っている。乗算器８３の他の入力端子には復調回路１１
から周波数ｆ_S／４の再生クロックが入力されており、
これと前述の第２中間周波信号ＩＦ２を４逓倍した信号
を帯域フィルタ８２に通したものとを乗算することによ
り、第２中間周波信号ＩＦ２から変調波が取り除かれ、
４逓倍搬送波成分（但し、周波数は４ｆ₀）が抽出され
る。この抽出搬送波成分は４分周器８４により４分周さ
れ、これにより抽出搬送波成分は周波数が１／４とされ
て元の周波数ｆ₀に戻される。

【００４８】以下、実施例装置の動作を説明する。ま
ず、ＡＦＣ動作の概要について説明する。一般に、基地
局が送信するＲＦ信号は、前述の如く、精度が０．１pp
m 以下の基準発振器を使って生成され、その周波数安定
度は極めて高い。したがって、このＲＦ信号の周波数の
真値をｆ_Rとすれば、移動機側のアンテナ１で受信し帯
域フィルタ２を通したＲＦ信号の実際の周波数も実質的
にｆ_Rと見なすことができる。

【００４９】これに対し、第１局部発振器４の出力は精
度が３ppm 程度の基準発振器１６の発振器出力に基づい
て生成されている。したがって、この第１局部発振器出
力は、基準発振器１６の周波数偏差に応じた周波数偏差
を有することになる。この第１局部発振器出力の周波数
偏差をΔｆ_L1とすれば、第１局部発振器出力の実際の周
波数は、ｆ_L1＋Δｆ_L1となる。ここでｆ_L1は第１局部発
振器出力の周波数の真値である。

【００５０】これにより、前段ミクサ３から出力される
第１中間周波信号ＩＦ１の周波数、すなわち第１中間周
波数ｆ_IF1は、ｆ_IF1＝ｆ_R−（ｆ_L1＋Δｆ_L1）となる。

【００５１】同様に、第２局部発振器７の出力も基準発
振器１６の周波数偏差に応じた周波数偏差を持つ。この
周波数偏差をΔｆ_L2とすれば、第２局部発振器出力の実
際の周波数は、ｆ_L2＋Δｆ_L2となる。ここで、ｆ_L2は第
２局部発振器出力の周波数の真値である。

【００５２】これにより、後段のミクサ６から出力され
る第２中間周波信号ＩＦ２の周波数、すなわち第２中間
周波数ｆ_IF2は、ｆ_IF2＝ｆ_R−（ｆ_L1＋Δｆ_L1）−（ｆ_L2＋Δｆ_L2）となる。したがって、この第２中間周波数ｆ_IF2は、基
準発振器１６の出力の周波数偏差に起因して、その真値
（ｆ_R−ｆ_L1−ｆ_L2）に対して＋（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）の
周波数偏差を持つことになる。

【００５３】変調波除去回路８はこの第２中間周波信号
ＩＦ２から変調波を取り除いてその搬送波を抽出する。
この搬送波の周波数ｆ₀は、符号偏りの影響がなけれ
ば、その真値はｆ₀＝ｆ_R−ｆ_L1−ｆ_L2 となるが、実
際の値はこれに周波数偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）を含ん
で、ｆ₀＝ｆ_IF2＝ｆ_R−（ｆ_L1＋Δｆ_L1）−（ｆ_L2＋Δｆ_L2）となる。

【００５４】変調波除去回路８で抽出された搬送波成分
は周波数カウンタ１２によりその周波数が実測値として
カウントされた後、減算器１４において、テーブル１３
に格納されている第２中間周波数ｆ_IF2の真値（ｆ_R−
ｆ_L1−ｆ_L2）と減算され、それにより第２中間周波信号
ＩＦ２の真値からの周波数偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）が抽
出される。

【００５５】この周波数偏差はＤ／Ａ変換器１５でアナ
ログ値に変換されて制御電圧として基準発振器１６に入
力される。これにより基準発振器１６は、第２中間周波
信号ＩＦ２からこの周波数偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）が除
去される方向に、第１局部発振器４と第２局部発振器７
に供給する基準発振器出力の周波数を制御する。

【００５６】よって基準発振器１６はそれ自体の周波数
安定度が低くても、復調回路１１に入力される第２中間
周波信号ＩＦ２の搬送波の周波数安定度は、上述のＡＦ
Ｃ動作により、基地局側の基準発振器の周波数安定度に
準じた極めて高いものになり、それにより復調回路１１
における誤り率の劣化を防止することができる。

【００５７】次に、変調波除去回路８により第２中間周
波信号ＩＦ２から変調波を除去する動作について説明す
る。つまり、振幅制限増幅器１０から出力される第２中
間周波信号ＩＦ２から、符号偏りにより偏差を生じさせ
ている変調波を取り除いて搬送波成分だけを抽出し、こ
の搬送波成分の周波数を周波数カウンタ１２でカウント
するようにすれば、符号偏りの影響を除去する。

【００５８】この変調波除去回路８の動作をさらに詳し
く説明する。従来のアナログ周波数変調方式の場合、図
９に示されるように、被変調信号の周波数スペクトラム
は、搬送波周波数ｆ₀を中心として、変調周波数ｆ_Sと
周波数変位ｆ_Dの比の値によって変調周波数ｆ_Sの間隔
でベッセル関数Ｂ（ｆ_D／ｆ_S）に従って並ぶ。

【００５９】これに対して、ディジタル移動通信におけ
るπ／４シフトＱＰＳＫ変調などのディジタル変調方式
の場合、被変調信号の周波数スペクトラムは、図６
（ａ）に示されるように、送信側において詰まった状態
で並ぶ、これは、ディジタル変調信号は雑音信号と同じ
ような周波数帯域を有するからである。

【００６０】振幅制限増幅器１０の増幅出力は、まず図
５の４逓倍器８１により周波数が４逓倍される。その４
逓倍出力をさらに帯域フィルタ８２を通すことによっ
て、図６（ｂ）に示されるように、周波数が（４ｆ₀−
ｆ_S／４）と（４ｆ₀＋ｆ_S／４）の被変調信号の成分
Ｓ１とＳ２が得られる。

【００６１】この４逓倍出力と復調回路１１で再生され
た周波数ｆ_S／４の再生クロックを乗算器８３で乗算す
ることにより、被変調信号のうちの４逓倍搬送波成分Ｓ
３（周波数が４ｆ₀のもの）が抽出される。この４逓倍
搬送波成分Ｓ３を４分周器８４で４分周して周波数を１
／４にすると、４逓倍搬送波成分Ｓ３の周波数は元の搬
送波周波数ｆ₀に変換される。

【００６２】本発明の実施にあたっては種々の変形形態
が可能である。例えば上述の実施例では、本発明をπ／
４シフトＱＰＳＫ変調方式の通信機に適用した場合につ
いて説明したが、本発明はこれに限られるものではな
く、例えばＱＰＳＫあるいはＱＡＭなどのディジタル位
相変調方式にも適用することが可能である。

【００６３】例えばＱＰＳＫ変調方式に本発明を適用し
た場合、変調波除去回路の構成としては前述の図５のも
のを用いてもよいが、次にように変更してもよい。すな
わち図５において、４逓倍器８１の換えて２逓倍器を、
４ｆ₀に中心周波数を持つ帯域フィルタ８２に換えて２
ｆ₀に中心周波数を持つ帯域フィルタを、また４分周器
８３に換えて２分周器をそれぞれ用いる。この場合の周
波数スペクトラムは図７に示されるようになり、帯域フ
ィルタから出力される信号中の搬送波成分の周波数は２
ｆ₀となる。

【００６４】また上述の実施例では、本発明を、受信信
号を第１、第２の中間周波信号に変換するダブルスーパ
ーヘテロダイン方式の受信機に適用した場合について説
明したが、本発明はこれに限られるものではなく、単一
の中間周波信号に周波数変換するシングルスーパーヘテ
ロダイン方式の受信機に適用することも可能であり、そ
の場合にも符号偏りなどによる復調回路への入力信号の
周波数の不安定をなくすことができる。

【００６５】また上述の実施例では、第１局部発振信号
と第２局部発振信号を周波数シンセサイザ構成の第１局
部発振器、位相同期回路構成の第２局部発振器、基準発
振器で構成される回路で発生するようにしたが、これは
基準発振器の出力を送信側の搬送波生成用にも利用する
ためであり、よって本発明はこの構成に限られるもので
はない。例えば、基準発振器を設けることなく第１局部
発振器と第２局部発振器をそれぞれ電圧制御発振器で構
成して第２中間周波信号の周波数偏差がなくなるように
それらの発振周波数を制御するようにしてもよい。

【００６６】また本発明は、ディジタル変調方式の受信
機のほか、従来のアナログ変調方式の受信機にも適用す
ることができる。

【００６７】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、次のような効果がある。（１）まず、ＡＦＣ回路により第１、第２の局部発振
周波数を制御するようにしたので、基準発振器１６の周
波数安定度が低くても、第２中間周波信号ＩＦ２の搬送
波の周波数安定度は高いものとなり、したがって復調回
路１１における誤り率を低減できる。

【００６８】（２）特に、第２中間周波数ｆ_IF2の周
波数偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）を測定するために、変調波
除去回路８で第２中間周波信号ＩＦ２から変調波を取り
除いて搬送波成分Ｓ３を抽出し、その搬送波成分の周波
数をカウントするようにしたので、符号偏りにより第２
中間周波信号ＩＦ２が偏移した場合にも、その影響を受
けることなく第２中間周波信号ＩＦ２における周波数偏
差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）を正確に測定することができる。

【００６９】（３）また第２中間周波信号ＩＦ２の周
波数偏差を求めるために、第２中間周波信号ＩＦ２の周
波数ｆ_IF2を周波数カウンタでカウントする構成とした
ので、ＡＦＣ動作の収束時間を短縮することができる。

【００７０】つまり、第２中間周波信号ＩＦ２の周波数
偏差（Δｆ_L1＋Δｆ_L2）を求めるには、第１局部発振器
４の発振周波数（ｆ_L1＋Δｆ_L1）と第２局部発振器７の
発振周波数（ｆ_L2＋Δｆ_L2）を直接に周波数カウンタで
カウントして、それらの真値ｆ_L1、ｆ_L2との差を求める
方法が考えられるが、その場合には第１、第２の局部発
振周波数は非常に高周波であるため、カウンタとしてＣ
ＭＯＳトランジスタ構成のものを利用できず、前述した
ようなＡＦＣ動作の収束時間が長くなるという問題が生
じる。

【００７１】これに対して、本発明では実施例に示すよ
うに、第２中間周波信号ＩＦ２の搬送波周波数ｆ₀（＝
４５５ｋHz）をカウントする構成になっているので、周
波数カウンタとしてはＣＭＯＳトランジスタ構成のもの
で十分に足り、よってカウント時間が短くてよいので、
ＡＦＣ動作の収束時間を短縮することができる。

【００７２】（４）また、上述の如く、周波数カウンタ
のカウント時間を短くすることができることにより、Ａ
ＦＣ回路のＡＦＣ動作のために予め設定された時間内
に、カウント動作を複数回繰り返すことも可能となるの
で、それら複数のカウント値の平均値を最終的なカウン
ト値とすることができ、よってカウント精度を高めるこ
とができる。（５）また、第２局部発振器に温度補償形水晶発振器な
どの高精度の高価な発振器を使用する必要がなくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る原理説明図である。

【図２】本発明の一実施例としての周波数変換回路を用
いた受信回路を示す図である。

【図３】実施例回路における第１局部発振器の構成例を
示す図である。

【図４】実施例回路における第２局部発振器の構成例を
示す図である。

【図５】実施例回路における変調波除去回路の構成例を
示す図である。

【図６】実施例回路における変調波除去回路での各処理
段階の周波数スペクトラムを示す図である。

【図７】他の実施例における変調波除去回路での各処理
段階の周波数スペクトラムを示す図である。

【図８】従来の周波数変換回路を示す図である。

【図９】従来のアナログ周波数変調方式の場合の被変調
信号の周波数スペクトラムを示す図である。

【符号の説明】

１アンテナ２、５、９、８２帯域フィルタ３、６ミクサ４第１局部発振器７第２局部発振器８変調波除去回路１０振幅制限増幅器１１復調回路１２周波数カウンタ１３テーブル１４減算器１５Ｄ／Ａ変換器１６基準発振器１７タイミング発生器４１７１電圧制御発振器４２可変分周器４３、７３位相比較器４４、７２、７４分周器４５、７４積分器８１４逓倍器８３乗算器８４４分周器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者戸田義文神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１局部発振信号および第２局部発振信
号を発生する局部発振信号発生回路（１０１）と、変調された受信信号を該第１局部発振信号と混合するこ
とにより第１中間周波信号に周波数変換する第１混合器
（１０２）と、該第１中間周波信号を該第２局部発振信号と混合するこ
とにより第２中間周波信号に周波数変換する第２混合器
（１０３）と、該第２混合器の第２中間周波信号から変調波を除去して
搬送波を抽出する変調波除去回路（１０４）と、該変調波除去回路で抽出された搬送波のその真値からの
周波数偏差を検出する偏差検出回路（１０５）とを備
え、該局部発振信号発生回路は、該偏差検出回路で検出され
た周波数偏差が減少する方向にその発生する第１局部発
振信号および第２局部発振信号の周波数を制御するよう
に構成された受信機の周波数変換回路。
【請求項２】該局部発振信号発生回路（１０１）は、基準発振信号を発生する周波数可変制御形の基準発振器
（１０６）と、該基準発振信号に基づいて第１局部発振信号を発生する
第１局部発振器（１０７）と、該基準発振信号に基づいて第２局部発振信号を発生する
第２局部発振器（１０８）とを含み構成され、該基準発振器は、該偏差検出回路で検出された周波数偏
差が減少する方向にその発生する基準発振信号の周波数
を制御するように構成された請求項１記載の受信機の周
波数変換回路。
【請求項３】第１局部発振器は位相同期回路による周
波数シンセサイザで構成され、該第２局部発振器は位相
同期回路で構成されている請求項２記載の受信機の周波
数変換回路。
【請求項４】局部発振信号を発生する局部発振信号発
生回路と、変調された信号を該局部発振信号と混合することにより
復調回路に入力される中間周波信号に周波数変換する混
合器と、該混合器の中間周波信号から変調波を除去して搬送波を
抽出する変調波除去回路と、該変調波除去回路で抽出された搬送波のその真値からの
周波数偏差を検出する偏差検出回路とを備え、該局部発振信号発生回路は、該偏差検出回路で検出され
た周波数偏差が減少する方向にその発生する局部発振信
号の周波数を制御するように構成された受信機の周波数
変換回路。
【請求項５】該局部発振信号発生回路は、基準発振信号を発生する周波数可変制御形の基準発振器
と、該基準発振器の基準発振信号を用いてその基準発振信号
に位相同期した局部発振信号を発生する位相同期回路で
構成された局部発振器とを含み構成される請求項４記載
の受信機の周波数変換回路。
【請求項６】該変調波除去回路は、入力された中間周波信号を逓倍することで被変調信号成
分を分離する被変調信号成分分離手段と、該被変調信号成分分離手段で分離した被変調信号成分と
復調器で生成された再生クロックとを乗算して該被変調
信号の成分のうちから逓倍搬送波成分を抽出する逓倍搬
送波抽出手段と、該逓倍搬送波抽出手段の逓倍搬送波成分を分周して元の
搬送波周波数の搬送波にする分周手段とを含み構成され
る請求項１〜５のいずれかに記載の受信機の周波数変換
回路。
【請求項７】受信信号はディジタル位相変調されてい
ることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の受
信機の周波数変換回路。