JPH0370219A - エコーキャンセラとエコー消去方法 - Google Patents
エコーキャンセラとエコー消去方法Info
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- JPH0370219A JPH0370219A JP2196453A JP19645390A JPH0370219A JP H0370219 A JPH0370219 A JP H0370219A JP 2196453 A JP2196453 A JP 2196453A JP 19645390 A JP19645390 A JP 19645390A JP H0370219 A JPH0370219 A JP H0370219A
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- 230000015654 memory Effects 0.000 claims abstract description 54
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/231—Echo cancellers using readout of a memory to provide the echo replica
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、エコーキャンセラに関し、特に、従来技術で
必要としたより少ないメモリを用い、エコーの線形また
非線形の歪み成分を消去するオーバーラツプ（ｏｖｅｒ
ｌａｐｐｉｎｇ ）ルックアップ−アット（ｌｏｏｋ−
ｕｐ−ａｎｄ−ａｄｄ ）エコーキャンセラに関する。
必要としたより少ないメモリを用い、エコーの線形また
非線形の歪み成分を消去するオーバーラツプ（ｏｖｅｒ
ｌａｐｐｉｎｇ ）ルックアップ−アット（ｌｏｏｋ−
ｕｐ−ａｎｄ−ａｄｄ ）エコーキャンセラに関する。
（従来の技術）
２線式通信システムにおけるエコーとは、特定地点に反
射されて戻り、着信信号と共に受信される特定地点にお
ける送信信号の一部を言う。この種の歪みは２線式通信
路にインタフェースするハイブリッド変成器において不
可避のインピーダンス不整合によって必然的に起こる２
線式２重通信システムにおける固有の問題である。本出
願において、用語“ワイヤ”は、望ましくないエコーの
存在する伝導性信号路を包含する。
射されて戻り、着信信号と共に受信される特定地点にお
ける送信信号の一部を言う。この種の歪みは２線式通信
路にインタフェースするハイブリッド変成器において不
可避のインピーダンス不整合によって必然的に起こる２
線式２重通信システムにおける固有の問題である。本出
願において、用語“ワイヤ”は、望ましくないエコーの
存在する伝導性信号路を包含する。
エコーは線形と非線形の両成分を有する。データシステ
ムに応用する場合には、必要とするエコー消去量はデー
タ速度や種々の他の因子により変わる。エコーキャンセ
ラはエラーを生ずるエコーを消去し、そして実質的に除
去するのに長く使用されてきたデバイスである。このよ
うなデバイスの多くはエコーの線形成分のみをなくする
のに有効である一方、他のデバイスはエコーの線形と非
線形の両成分を消去するのに有用である。幾つかのデー
タ伝送の場合、例えば９６００ビット／秒未満のデータ
速度を有する音声帯域モデムにおいて、線形成分のみの
消去でも特性規格を満たすのに十分な信号対残留エコー
比を得る。しかし、データ速度が増すに従って、例え、
必要とする信号対残留エコー比を得ることができても、
エコー非線形成分の消去は必要となる。
ムに応用する場合には、必要とするエコー消去量はデー
タ速度や種々の他の因子により変わる。エコーキャンセ
ラはエラーを生ずるエコーを消去し、そして実質的に除
去するのに長く使用されてきたデバイスである。このよ
うなデバイスの多くはエコーの線形成分のみをなくする
のに有効である一方、他のデバイスはエコーの線形と非
線形の両成分を消去するのに有用である。幾つかのデー
タ伝送の場合、例えば９６００ビット／秒未満のデータ
速度を有する音声帯域モデムにおいて、線形成分のみの
消去でも特性規格を満たすのに十分な信号対残留エコー
比を得る。しかし、データ速度が増すに従って、例え、
必要とする信号対残留エコー比を得ることができても、
エコー非線形成分の消去は必要となる。
エコーの線形と非線形の両成分を消去するのに適したエ
コーキャンセラにオーバーラツプルックアップ−アット
キャンセラと呼ばれる１種がある。
コーキャンセラにオーバーラツプルックアップ−アット
キャンセラと呼ばれる１種がある。
例えば１９８８年１２月２０日発行のアダムス（Ａｄａ
ｍｏｓ）らの米国特許第４，７９２．９１５号がそれで
ある。オーバーラツプルックアップ−アットの構成装置
において、その得られた消去は複数の逐次に送信される
データ記号の関数である。
ｍｏｓ）らの米国特許第４，７９２．９１５号がそれで
ある。オーバーラツプルックアップ−アットの構成装置
において、その得られた消去は複数の逐次に送信される
データ記号の関数である。
特に、複数の送信記号の異なる記号及びそれぞれの異な
る記号に直接隣接する記号の１つまたは両方がＭメモリ
へのアドレスとして用いられる。
る記号に直接隣接する記号の１つまたは両方がＭメモリ
へのアドレスとして用いられる。
このような装置により提供されるエコー消去は、関連メ
モリ出力（複数）の和であり、記号の所定シーケンスに
固定型であるかもしくは適応型である。適応型オーバー
ラツプルックアップ−アット構成装置において、記号の
所定のシーケンスに対してメモリに記憶される値は、所
定の応用におけるエコー消去を最適化するために、時間
的に更新される。記憶される値の更新は、収束時間とし
て知られるパラメータにより定量化される。この収束時
間は、メモリサイズに正比例するものであるが、メモリ
に記憶された値が、所定の応用においてエコー消去を最
適化する値に移行するのに要する時間と定義される。
モリ出力（複数）の和であり、記号の所定シーケンスに
固定型であるかもしくは適応型である。適応型オーバー
ラツプルックアップ−アット構成装置において、記号の
所定のシーケンスに対してメモリに記憶される値は、所
定の応用におけるエコー消去を最適化するために、時間
的に更新される。記憶される値の更新は、収束時間とし
て知られるパラメータにより定量化される。この収束時
間は、メモリサイズに正比例するものであるが、メモリ
に記憶された値が、所定の応用においてエコー消去を最
適化する値に移行するのに要する時間と定義される。
［発明が解決しようとする課題］
従来技術の固定型キャンセラと適応型オーバーラツプル
ックアップ−アットキャンセラは、原理的には満足すべ
きエコー消去を与えるものであるが、しばしば必要とす
るメモリサイズが所定のシステムにおいて実際には実行
できない。またこれらのエコーキャンセラの他の欠点は
、適応型オーバーラツプルックアップ−アットキャンセ
ラにおいて、収束時間が所望の規格にあっていないこと
である。
ックアップ−アットキャンセラは、原理的には満足すべ
きエコー消去を与えるものであるが、しばしば必要とす
るメモリサイズが所定のシステムにおいて実際には実行
できない。またこれらのエコーキャンセラの他の欠点は
、適応型オーバーラツプルックアップ−アットキャンセ
ラにおいて、収束時間が所望の規格にあっていないこと
である。
以上の点に鑑み、従来技術で必要としたより顕著に少な
いメモリを用いて容易に実行でき、かつ所望の収束時間
を有する構成装置を用いて、線形及び非線形の同成分を
補償（相殺）するエコーキャンセラが構成できるならば
、非常に望ましいことである。
いメモリを用いて容易に実行でき、かつ所望の収束時間
を有する構成装置を用いて、線形及び非線形の同成分を
補償（相殺）するエコーキャンセラが構成できるならば
、非常に望ましいことである。
［課題を解決するための手段］
上記課題を解決するために、本発明によれば、従来技術
のオーバーラツプルックアップ−アット構成装置は変更
されて、各関連メモリは、記号のシーケンスにおいて関
連記号を表わす複数のビットと、そのシーケンスにおい
て各関連記号に隣接する記号を表わす一部のビットとに
より、アドレス指定されるよう構成される。本発明の１
実施例として、各メモリは異なる記号及び関連する記号
に直接先行する記号と直接後続する記号の符号ビットの
みにより、アドレス指定される。
のオーバーラツプルックアップ−アット構成装置は変更
されて、各関連メモリは、記号のシーケンスにおいて関
連記号を表わす複数のビットと、そのシーケンスにおい
て各関連記号に隣接する記号を表わす一部のビットとに
より、アドレス指定されるよう構成される。本発明の１
実施例として、各メモリは異なる記号及び関連する記号
に直接先行する記号と直接後続する記号の符号ビットの
みにより、アドレス指定される。
［作用］
この直接先行する記号と直接後続する記号の一部のビッ
トを使用すると、キャンセラの性能を大きく低下させず
に、実質上必要とするメモリサイズを削減できる。例え
ば、代表的な音声帯域モデムへ応用の場合、従来技術の
ルックアップ−アットキャンセラは記憶場所１００．０
ＯＯＫを有するメモリを必要とするのに対し、本発明の
装置を用いた場合は記憶場所１００Ｋを有するメモリを
必要とするのみである。好都合なことに、必要メモリの
この大きな削減は、本発明の適応エコーキャンセラの収
束時間を対応して減少させる。
トを使用すると、キャンセラの性能を大きく低下させず
に、実質上必要とするメモリサイズを削減できる。例え
ば、代表的な音声帯域モデムへ応用の場合、従来技術の
ルックアップ−アットキャンセラは記憶場所１００．０
ＯＯＫを有するメモリを必要とするのに対し、本発明の
装置を用いた場合は記憶場所１００Ｋを有するメモリを
必要とするのみである。好都合なことに、必要メモリの
この大きな削減は、本発明の適応エコーキャンセラの収
束時間を対応して減少させる。
［実施例］
第１図は、導線１０１上に直交振幅変調（ＱＡＭ）信号
を送信し、そしてこの導線から遠隔地にある他のトラン
シーバ（両者共図示せず）より送信されるこのような信
号を受信するトランシーバ（送信器／受信器）１００を
説明する図である。
を送信し、そしてこの導線から遠隔地にある他のトラン
シーバ（両者共図示せず）より送信されるこのような信
号を受信するトランシーバ（送信器／受信器）１００を
説明する図である。
本発明のトランシーバはＱＡＭ変調を用いているが、本
発明はこの変調方式に限定するものではなく、いずれの
変調方式でも利用できるものである。
発明はこの変調方式に限定するものではなく、いずれの
変調方式でも利用できるものである。
トランシーバ１００の送信部内には、バス１０２上でス
クランブルされディジタルに符号化（例；トレリス符号
化）された２進数字は、周知の装置（図示せず）により
与えられるが、マツパ−１０３に結合する。このマツパ
−１０３は、複数の２進数字Ｍ＠ＱＡＭ変調方式におけ
る実数（Ｒ）と虚数（１）の記号成分のディジタル表現
に逐次マツピングする。記号当りのビット数Ｍは、変数
であって、使用するコーディング、記号レート、及びデ
ータ速度の関数である。例えば、１６ＱＡＭにおいて、
Ｍは２進数字の４に等しく、一方６４ＱＡＭにおいて、
Ｍは、２進数字の６に等しい。
クランブルされディジタルに符号化（例；トレリス符号
化）された２進数字は、周知の装置（図示せず）により
与えられるが、マツパ−１０３に結合する。このマツパ
−１０３は、複数の２進数字Ｍ＠ＱＡＭ変調方式におけ
る実数（Ｒ）と虚数（１）の記号成分のディジタル表現
に逐次マツピングする。記号当りのビット数Ｍは、変数
であって、使用するコーディング、記号レート、及びデ
ータ速度の関数である。例えば、１６ＱＡＭにおいて、
Ｍは２進数字の４に等しく、一方６４ＱＡＭにおいて、
Ｍは、２進数字の６に等しい。
いずれの場合においても、特定のＱＡＭ方式には無関係
に、マツパ−１０３により与えられるディジタル表現は
周知のスペクトル整形化（例：ナイキ支トまたは平方根
ナイキスト整形化）を与える送信フィルタ１０４と結合
し、そこからディジタルからアナログへの（Ｄ／Ａ）変
換器１０５に結合して、そこでディジタル表現はアナロ
グＱＡＭ信号に変換される。このアナログＱＡＭ信号は
、次に平滑化ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６とハイ
ブリッドトランス１０７を介して導線１０１に導かれる
。
に、マツパ−１０３により与えられるディジタル表現は
周知のスペクトル整形化（例：ナイキ支トまたは平方根
ナイキスト整形化）を与える送信フィルタ１０４と結合
し、そこからディジタルからアナログへの（Ｄ／Ａ）変
換器１０５に結合して、そこでディジタル表現はアナロ
グＱＡＭ信号に変換される。このアナログＱＡＭ信号は
、次に平滑化ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６とハイ
ブリッドトランス１０７を介して導線１０１に導かれる
。
トランシーバ１００の受信部において、導線１０１から
のＱＡＭ信号は、ハイブリッドトランス１０７、アンテ
ィエイ゛リアシング（ａｎｔ ｉａ ｌ ｉａｓ ｉｎ
ｇ）ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８及びＡ／Ｄ変換
器１０９と結合する。Ａ／Ｄ変換器１０９はＱＡＭ信号
のディジタル表現値を与えるが、この値からエコーキャ
ンセラ１１０の出力が減算器１１１を介して減算され、
その結果得られた差が受信器１１２に供給される。受信
器１１２内において、他の場所から初め送信されたスク
ランブルされた２進数字は回復されて、導線１１３上に
出力される。
のＱＡＭ信号は、ハイブリッドトランス１０７、アンテ
ィエイ゛リアシング（ａｎｔ ｉａ ｌ ｉａｓ ｉｎ
ｇ）ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８及びＡ／Ｄ変換
器１０９と結合する。Ａ／Ｄ変換器１０９はＱＡＭ信号
のディジタル表現値を与えるが、この値からエコーキャ
ンセラ１１０の出力が減算器１１１を介して減算され、
その結果得られた差が受信器１１２に供給される。受信
器１１２内において、他の場所から初め送信されたスク
ランブルされた２進数字は回復されて、導線１１３上に
出力される。
エコーキャンセラ１１０は、他のトランシーバから人力
するＱＡＭ信号と共にエコーとして導線１１５上に発生
する、導線１１４上の送信ＱＡＭ信号の固有部を事実上
削除する。このエコーはしばしば“近”エコーと“遠”
エコーに分けられる。
するＱＡＭ信号と共にエコーとして導線１１５上に発生
する、導線１１４上の送信ＱＡＭ信号の固有部を事実上
削除する。このエコーはしばしば“近”エコーと“遠”
エコーに分けられる。
第１図で説明すると、近エコーは、ノ＼イブリ・ノドト
ランス１０フを介して結合するものであり、−方遠エコ
ーは、トランシーバ１００から遠隔の場所における他の
インピーダンス不整合により惹起されるものである。エ
コーキャンセラ１１０は近エコーまたは遠エコーのどち
らかを消去するのに適している。後者の遠エコーの場合
、追加バルク遅延（図示せず）は−膜内にバス１０２と
遅延線１１５の間に挿入され、近エコーに比較して遠エ
コーが進行する追加路における遅延を相殺する。
ランス１０フを介して結合するものであり、−方遠エコ
ーは、トランシーバ１００から遠隔の場所における他の
インピーダンス不整合により惹起されるものである。エ
コーキャンセラ１１０は近エコーまたは遠エコーのどち
らかを消去するのに適している。後者の遠エコーの場合
、追加バルク遅延（図示せず）は−膜内にバス１０２と
遅延線１１５の間に挿入され、近エコーに比較して遠エ
コーが進行する追加路における遅延を相殺する。
この追加バルク遅延の値は、周知の方法により求めるこ
とかできる。
とかできる。
本発明のキャンセラ１１０は、線形および非線形の両エ
コー成分を削減する修正オーバーラツプルックアップ−
デッド構成装置を用いる。先行技術のオーバーラツプル
ックアップ−アットキャンセラにおいては、各メモリは
関連記号に直接先行する記号と直接後続の記号を表わす
２進数字Ｍと共に、一連の連続的に送信される記号に関
連する記号を表わす２進数字Ｍの集合により、アドレス
指定される。次に、エコーキャンセラ出力は各アドレス
指定されメモリの出力和である。広義の本発明の特徴と
して、本発明の装置は、各メモリが一連の連続的に送信
される記号の関連する記号を表わす２進数字Ｍにより再
びアドレス指定されるよう修正され（これは、従来技術
の場合、関連する記号に隣接する２つの記号のそれぞれ
に対し２進数字Ｍの使用に対比され）、また、各記憶ア
ドレスは関連する記号に隣接する少なくとも１つの記号
を表わす２進数字Ｍの一部を含むように修正されるもの
である。
コー成分を削減する修正オーバーラツプルックアップ−
デッド構成装置を用いる。先行技術のオーバーラツプル
ックアップ−アットキャンセラにおいては、各メモリは
関連記号に直接先行する記号と直接後続の記号を表わす
２進数字Ｍと共に、一連の連続的に送信される記号に関
連する記号を表わす２進数字Ｍの集合により、アドレス
指定される。次に、エコーキャンセラ出力は各アドレス
指定されメモリの出力和である。広義の本発明の特徴と
して、本発明の装置は、各メモリが一連の連続的に送信
される記号の関連する記号を表わす２進数字Ｍにより再
びアドレス指定されるよう修正され（これは、従来技術
の場合、関連する記号に隣接する２つの記号のそれぞれ
に対し２進数字Ｍの使用に対比され）、また、各記憶ア
ドレスは関連する記号に隣接する少なくとも１つの記号
を表わす２進数字Ｍの一部を含むように修正されるもの
である。
第１図において、本発明の１つの好ましい実施例として
、メモリ１１６−２ないし１１６−４は、符号ビットと
共に関連する遅延線要素１１５−２ないし１１５−４に
おけるＭビットによりそれぞれアドレス指定され、この
符号ビットは、関連する遅延線要素に直接隣接する遅延
線要素に記憶される実数と虚数の記号成分の符号ビット
、即ち算術符号を表わす。従って、メモリ１１６−２は
、遅延線要素１１５−１と１１５−３に記憶された記号
の符号ビットと共に遅延線要素１１５−２におけるＭビ
ットによりアドレス指定され、メモリ１１６−３は、遅
延線要素１１５−２と１１５−４に記憶された記号の符
号ビットと共に遅延線要素１１５−３におけるＭビット
によりアドレス指定される。メモリ１１６−４は、遅延
線要素１１５−３と１１５−５に記憶された記号の符号
ビ・ソトと共に遅延線要素１１５−４におけるＭビット
によりアドレス指定される。ここで、各ＱＡＭ記号に対
し２つの符号ビット（すなわちＲ成分に１つとＩ成分に
１つ）があり、これらの符号ビットは、Ｓビットマツパ
−１１７の１つを介して隣接する遅延線要素の各記号か
ら抽出される。本実施例のエコーキャンセラの出力は加
算器１１８を介してメモリ１１６−２ないし１１６−４
の出力を加算して与えられる。
、メモリ１１６−２ないし１１６−４は、符号ビットと
共に関連する遅延線要素１１５−２ないし１１５−４に
おけるＭビットによりそれぞれアドレス指定され、この
符号ビットは、関連する遅延線要素に直接隣接する遅延
線要素に記憶される実数と虚数の記号成分の符号ビット
、即ち算術符号を表わす。従って、メモリ１１６−２は
、遅延線要素１１５−１と１１５−３に記憶された記号
の符号ビットと共に遅延線要素１１５−２におけるＭビ
ットによりアドレス指定され、メモリ１１６−３は、遅
延線要素１１５−２と１１５−４に記憶された記号の符
号ビットと共に遅延線要素１１５−３におけるＭビット
によりアドレス指定される。メモリ１１６−４は、遅延
線要素１１５−３と１１５−５に記憶された記号の符号
ビ・ソトと共に遅延線要素１１５−４におけるＭビット
によりアドレス指定される。ここで、各ＱＡＭ記号に対
し２つの符号ビット（すなわちＲ成分に１つとＩ成分に
１つ）があり、これらの符号ビットは、Ｓビットマツパ
−１１７の１つを介して隣接する遅延線要素の各記号か
ら抽出される。本実施例のエコーキャンセラの出力は加
算器１１８を介してメモリ１１６−２ないし１１６−４
の出力を加算して与えられる。
本発明の別の好ましい実施例の変形例として、第１図に
示す上記実施例に点線で示すメモリ１１６−１及び１１
６−５並びに加算器１２０を追加されうる。この実施例
は、以下の点を除いては上記の実施例と同一である。即
ち、遅延線要素１１５−１に記憶されたＭビットが、遅
延線要素１１５−２に記憶された記号の符号ビットと共
にメモリ１１６−１をアドレス指定するのに用いられ、
メモリ１１６−５は遅延線要素１１５−４に記憶された
記号の符号ビットと共に遅延線要素１１５−５に記憶さ
れたＭビットによりアドレス指定される点である。メモ
リ１１６−１に対して、関連する記号は遅延線要素１１
５−１記憶されたものであって、関連する記号に直接先
行する遅延線における記憶された記号ではないことであ
る。同様に、メモリ１１６−５は遅延線要素１１５−４
に記憶された記号の符号ビットと共に遅延線要素１１５
−５に記憶された関連する記号のＭビットによりアドレ
ス指定される。ここで、遅延線要素１１５−５に記憶さ
れた記号に直接後続する記号は既に遅延線を通過してし
まっていて使うことはできない。この第２の実施例の装
置では、メモリの数は第１の場合と対照して遅延線要素
の数より２つ少なく、換言すると、メモリの数はエコー
キャンセラのメモリ範囲に等しい。
示す上記実施例に点線で示すメモリ１１６−１及び１１
６−５並びに加算器１２０を追加されうる。この実施例
は、以下の点を除いては上記の実施例と同一である。即
ち、遅延線要素１１５−１に記憶されたＭビットが、遅
延線要素１１５−２に記憶された記号の符号ビットと共
にメモリ１１６−１をアドレス指定するのに用いられ、
メモリ１１６−５は遅延線要素１１５−４に記憶された
記号の符号ビットと共に遅延線要素１１５−５に記憶さ
れたＭビットによりアドレス指定される点である。メモ
リ１１６−１に対して、関連する記号は遅延線要素１１
５−１記憶されたものであって、関連する記号に直接先
行する遅延線における記憶された記号ではないことであ
る。同様に、メモリ１１６−５は遅延線要素１１５−４
に記憶された記号の符号ビットと共に遅延線要素１１５
−５に記憶された関連する記号のＭビットによりアドレ
ス指定される。ここで、遅延線要素１１５−５に記憶さ
れた記号に直接後続する記号は既に遅延線を通過してし
まっていて使うことはできない。この第２の実施例の装
置では、メモリの数は第１の場合と対照して遅延線要素
の数より２つ少なく、換言すると、メモリの数はエコー
キャンセラのメモリ範囲に等しい。
本発明のいずれの実施例にしても、エコー消去は固定型
または適応型のものとなりうる。
または適応型のものとなりうる。
後者では、各メモリに記憶される値は更新回路（エラー
スケーリング回路）１２１と加算器１２２．１２３を用
いて減算器１１１の出力に発生する信号に基づき時間と
共に更新される。加算器１２３は、メモリ１１６−１と
１１６−５が使われる場合のみ必要とする。この回路の
実施可能の１例を最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズム
を用い簡単に説明する。
スケーリング回路）１２１と加算器１２２．１２３を用
いて減算器１１１の出力に発生する信号に基づき時間と
共に更新される。加算器１２３は、メモリ１１６−１と
１１６−５が使われる場合のみ必要とする。この回路の
実施可能の１例を最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズム
を用い簡単に説明する。
Ｓ ＳＸ Ｓｅ −Ｓ −Ｘ を瞬間ｎにお
けｎｎｎｎ るＡ／Ｄ回路１０９、エコーキャンセラー１０、減算器
１１１の出力をそれぞれ表わすものとする。
けｎｎｎｎ るＡ／Ｄ回路１０９、エコーキャンセラー１０、減算器
１１１の出力をそれぞれ表わすものとする。
ＬＭＳアルゴリズムは２乗平均エラーくｅ２ 〉を最小
にする。但し、ここでくｅ２ 〉は２乗エラー（ｅ２
）の期待値を示す。第１図において、量αｅ はエラー
スケーリング回路１２１で計算され、次に加算器１２２
．１２３を用いて各個別メモリの出力に加えられる。各
相は次にアドレス指定された場所のメモリに戻され記憶
される。更新アルゴリズムにおける量αは、調整アルゴ
リズムのステップサイズと呼ばれ、−殻内に初期エコー
キャンセラ・トレーニング中は大きい値をとり、定常動
作中はより小さい値をとる。これら更新値のそれぞれは
関連するメモリアドレスに応答し、メモリから読み出さ
れる。このアドレスはスクランブルされた２進数字の特
定のシーケンスに依存するので、どの更新値も更新後す
ぐ読み出されうるか、またはしばらくの間はメモリから
読み出されることばない。
にする。但し、ここでくｅ２ 〉は２乗エラー（ｅ２
）の期待値を示す。第１図において、量αｅ はエラー
スケーリング回路１２１で計算され、次に加算器１２２
．１２３を用いて各個別メモリの出力に加えられる。各
相は次にアドレス指定された場所のメモリに戻され記憶
される。更新アルゴリズムにおける量αは、調整アルゴ
リズムのステップサイズと呼ばれ、−殻内に初期エコー
キャンセラ・トレーニング中は大きい値をとり、定常動
作中はより小さい値をとる。これら更新値のそれぞれは
関連するメモリアドレスに応答し、メモリから読み出さ
れる。このアドレスはスクランブルされた２進数字の特
定のシーケンスに依存するので、どの更新値も更新後す
ぐ読み出されうるか、またはしばらくの間はメモリから
読み出されることばない。
次に第２図において、これは本発明と公知の有限インパ
ルス応答（Ｆ Ｉ Ｒ）エコーキャンセラとを組合わせ
、さらに必要なメモリサイズを削減する方法（装置）を
示す。図示のよう、本発明のオーバーラツプルックアッ
プ−加算エコーキャンセラ２０２は４記号ピリオド（４
Ｔ）のメモリスパンを有し、４記号ピリオド遅延線２０
１に直列に接続され、この遅延線は次に導線１０２に接
続する。さらに、４記号ピリオドと１２記号ピリオド（
４Ｔと１２Ｔ）のメモリスパンをそれぞれ有する４Ｔ
ＦＩＲエコーキャンセラ２０３と１２ＴＦＩＲエコー
キヤンセラ２０５は４記号４ピリオド（４Ｔ）遅延線２
０４と直列に配置されている。ＦＩＲエコーキャンセラ
の出力は加算器２０６を介して結合され、この加算器の
出力は、次に加算器２０７を用いてルックアップ−加算
エコーキャンセラ２０２の出力に加えられる。
ルス応答（Ｆ Ｉ Ｒ）エコーキャンセラとを組合わせ
、さらに必要なメモリサイズを削減する方法（装置）を
示す。図示のよう、本発明のオーバーラツプルックアッ
プ−加算エコーキャンセラ２０２は４記号ピリオド（４
Ｔ）のメモリスパンを有し、４記号ピリオド遅延線２０
１に直列に接続され、この遅延線は次に導線１０２に接
続する。さらに、４記号ピリオドと１２記号ピリオド（
４Ｔと１２Ｔ）のメモリスパンをそれぞれ有する４Ｔ
ＦＩＲエコーキャンセラ２０３と１２ＴＦＩＲエコー
キヤンセラ２０５は４記号４ピリオド（４Ｔ）遅延線２
０４と直列に配置されている。ＦＩＲエコーキャンセラ
の出力は加算器２０６を介して結合され、この加算器の
出力は、次に加算器２０７を用いてルックアップ−加算
エコーキャンセラ２０２の出力に加えられる。
第２図に示されている実施例では、マツパ−１０３を通
る遅延はなく、エコーチャネルインパルス応答のピーク
は、先端エツジ後の６記号ビリオドである。留意点とし
ては、４７ ＦｒＲエコーキャンセラ２０３は、イン
パルス応答の初期部即ち、先端エツジ上で動作でき、４
Ｔオーバーラツプルックアップ−加算キャンセラ２０２
は、４Ｔバルク遅延線２０１と２０４によるインパルス
応答のピーク近辺を中心とする４記号ピリオド区間上で
動作でき、さらに、１２Ｔ ＦＩＲエコーキャンセラ
２０５は、インパルス応答の後端エツジの１２記号ピリ
オド上で動作できる。好都合にも、この構成は、本発明
の方法を用いて非線形エコー成分が最大となるエコーチ
ャネル インパルス応答の中心をカバーし、次に、より
簡単なＦＩＲ構成を用いて送信インパルス応答の末尾を
カバーする。この構成は、エコーの線形部の全てとエコ
ーの非線形部の大部分を消去する。
る遅延はなく、エコーチャネルインパルス応答のピーク
は、先端エツジ後の６記号ビリオドである。留意点とし
ては、４７ ＦｒＲエコーキャンセラ２０３は、イン
パルス応答の初期部即ち、先端エツジ上で動作でき、４
Ｔオーバーラツプルックアップ−加算キャンセラ２０２
は、４Ｔバルク遅延線２０１と２０４によるインパルス
応答のピーク近辺を中心とする４記号ピリオド区間上で
動作でき、さらに、１２Ｔ ＦＩＲエコーキャンセラ
２０５は、インパルス応答の後端エツジの１２記号ピリ
オド上で動作できる。好都合にも、この構成は、本発明
の方法を用いて非線形エコー成分が最大となるエコーチ
ャネル インパルス応答の中心をカバーし、次に、より
簡単なＦＩＲ構成を用いて送信インパルス応答の末尾を
カバーする。この構成は、エコーの線形部の全てとエコ
ーの非線形部の大部分を消去する。
以上、本発明の幾つかの実施例を例示したが、これは説
明のための例であって、本発明の他の構成についても当
業者には明らかである。
明のための例であって、本発明の他の構成についても当
業者には明らかである。
例えば、本発明の実施例を離散関数要素に関し説明した
が、これらの要素の関数は、適切にプログラムされた汎
用プロセッサ、または専用集積回路、またはディジタル
信号プロセッサ、またはこれらのデバイスのいずれかの
アナログもしくはハイブリッド相当物により得られる。
が、これらの要素の関数は、適切にプログラムされた汎
用プロセッサ、または専用集積回路、またはディジタル
信号プロセッサ、またはこれらのデバイスのいずれかの
アナログもしくはハイブリッド相当物により得られる。
さらに、本発明は３メモリまたは５メモリの使用に関し
説明したが、本発明は、いずれの複数のメモリでも使用
することができる。さらにまた、追加メモリ１１６−１
と１１６−５が共用である必要はなく、これら追加メモ
リの１つのみの使用でもよい。最後に、本発明を特定シ
ステムの利用の場合に関し説明したが、本発明の精神を
エコー消去を所望する実質上いずれの用途も使用するこ
とができる。
説明したが、本発明は、いずれの複数のメモリでも使用
することができる。さらにまた、追加メモリ１１６−１
と１１６−５が共用である必要はなく、これら追加メモ
リの１つのみの使用でもよい。最後に、本発明を特定シ
ステムの利用の場合に関し説明したが、本発明の精神を
エコー消去を所望する実質上いずれの用途も使用するこ
とができる。
［発明の効果コ
以上説明したように１３本発明の装置（方法）によれば
、直接先行する記号と直接後続の記号の一部のビットを
使用することにより、エコーキャンセラの性能を低下さ
せることなく、必要とするメモリサイズを削減でき、こ
の削減により集束時間の減少を得ることができる。
、直接先行する記号と直接後続の記号の一部のビットを
使用することにより、エコーキャンセラの性能を低下さ
せることなく、必要とするメモリサイズを削減でき、こ
の削減により集束時間の減少を得ることができる。
尚、特許請求の範囲に記載された参照番号は、発明の容
易なる理解のためで、その範囲を制限するよう、解釈さ
れるべきではない。
易なる理解のためで、その範囲を制限するよう、解釈さ
れるべきではない。
第１図は、本発明にるエコーキャンセラの２実施例を含
むトランシーバ即ち送信器／受信器のブロック模式図、 第２図は、第１図のエコーキャンセラ実施例を従来技術
の有限インパルス応答エコーキャンセラと併用するトラ
ンシーバのブロック模式図である。 ００・・・トランシーバ １０１・・・導線０２・・・
バス １０３・・・マツパ−０４・・・送信フ
ィルタ １０５・・・Ｄ／Ａ変換器０６・・・ローパス
フィルタ ０７・・・ハイブリッド ０８・・・ローパスフィルタ ０９・・・Ａ／Ｄ変換器 １０・・・エコーキャンセラ １１・・・減算器 １１２・・・受信器１３・・
・導線 １１４・・・導線１１５・・・導線、
遅延線 １１５−１１．１１５−２．１１５−３．１１５−４．
１１５−５・・・遅延線要素１１６−１．１１６−２．
１１６−３．１１６−４．１１６−５・・・メモリ １１７・・・マツパ− １１８−加算器 １２０・・・加算器１２１・
・・回路 １２２・・・加算器１２３・・・
加算器 ２０１・・・遅延線２０２・・・エコ
ーキャンセラ ２０３・・・エコーキャンセラ ２０４・・・遅延線 ２０５・・・エコーキャンセラ
むトランシーバ即ち送信器／受信器のブロック模式図、 第２図は、第１図のエコーキャンセラ実施例を従来技術
の有限インパルス応答エコーキャンセラと併用するトラ
ンシーバのブロック模式図である。 ００・・・トランシーバ １０１・・・導線０２・・・
バス １０３・・・マツパ−０４・・・送信フ
ィルタ １０５・・・Ｄ／Ａ変換器０６・・・ローパス
フィルタ ０７・・・ハイブリッド ０８・・・ローパスフィルタ ０９・・・Ａ／Ｄ変換器 １０・・・エコーキャンセラ １１・・・減算器 １１２・・・受信器１３・・
・導線 １１４・・・導線１１５・・・導線、
遅延線 １１５−１１．１１５−２．１１５−３．１１５−４．
１１５−５・・・遅延線要素１１６−１．１１６−２．
１１６−３．１１６−４．１１６−５・・・メモリ １１７・・・マツパ− １１８−加算器 １２０・・・加算器１２１・
・・回路 １２２・・・加算器１２３・・・
加算器 ２０１・・・遅延線２０２・・・エコ
ーキャンセラ ２０３・・・エコーキャンセラ ２０４・・・遅延線 ２０５・・・エコーキャンセラ
Claims (11)
- （１）複数のビットを表わすデータ記号を送受信するト
ランシーバに使用するエコーキャンセラ（１００）にお
いて、 適切なエコー消去の値を記憶する複数のメモリ（１１６
−１・・・１１６−５）と； 送信するデータ記号のシーケンスにおいて異なる関連デ
ータ記号を表わす複数のビットと、該シーケンスにおい
て該関連データ記号に隣接するデータ記号の少なくとも
１つを表わす一部のビットで、メモリのそれぞれをアド
レス指定する手段（１１７）と； 該アドレス指定手段により与えられた記憶アドレスに応
答して、該メモリから読み出された該エコー消去の値の
全てを結合する手段（１１８）とを有することを特徴と
するエコーキャンセラ。 - （２）該少なくとも１つのデータ記号は、該シーケンス
において該関連データ記号に直接先行するデータ記号で
ある ことを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - （３）該少なくとも１つのデータ記号は、該シーケンス
において該関連データ記号に直接後続するデータ記号で
ある ことを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - （４）該アドレス指定手段は、該シーケンスにおいて該
関連データ記号に隣接する２つのデータ記号を用いる ことを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - （５）２つのデータ記号は、該シーケンスにおいて該関
連データ記号に直接先行するデータ記号、直接後続する
データ記号である ことを特徴とする請求項４記載のエコーキャンセラ。 - （６）該複数のビットのそれぞれは、少なくとも１つの
符号ビットを含み、 該アドレス指定手段は、該シーケンスにおいて該関連デ
ータ記号に隣接する該少なくとも１つのデータ記号の符
号ビットのみを用いる ことを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - （７）該少なくとも１つのデータ記号は、該シーケンス
において該関連データ記号に直接先行するデータ記号で
ある ことを特徴とする請求項６記載のエコーキャンセラ。 - （８）該少なくとも１つのデータ記号は、該シーケンス
において該関連するデータ記号に直接後続するデータ記
号である ことを特徴とする請求項６記載のエコーキャンセラ。 - （９）該複数のビットのそれぞれは、少なくとも１つの
符号ビットを含み、 該アドレス指定手段は、該シーケンスにおいて該関連す
るデータ記号に直接先行し、また直接後続する２つのデ
ータ記号の符号ビットのみを用いることを特徴とする請
求項６記載のエコーキャンセラ。 - （１０）エコーキャンセラは、該メモリから読み出され
結合されたエコー消去の値に応答して、該複数のメモリ
に記憶されたエコー消去の値を修正する手段（１２１、
１２２）を含む ことを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - （１１）複数のビットを表わすデータ記号を送信するト
ランシーバにおけるエコー消去方法において、 複数のメモリに適当なエコー消去の値を記憶するステッ
プと； 送信するデータ記号のシーケンスにおいて異なる関連デ
ータ記号を表わす複数のビットと、該シーケンスにおい
て該関連データ記号に隣接するデータ記号の少なくとも
１つを表わす一部のビットで、各メモリをアドレス指定
するステップと；該アドレスステップにより与えられた
記憶アドレスに応答して、該メモリから読み出された該
エコー消去の値の全てを結合するステップと を有することを特徴とするエコー消去方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US386753 | 1989-07-31 | ||
| US07/386,753 US5146494A (en) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Overlapping look-up-and-add echo canceller requiring a smaller memory size |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0370219A true JPH0370219A (ja) | 1991-03-26 |
| JP2914391B2 JP2914391B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=23526911
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2196453A Expired - Fee Related JP2914391B2 (ja) | 1989-07-31 | 1990-07-26 | エコーキャンセラ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5146494A (ja) |
| JP (1) | JP2914391B2 (ja) |
| FR (1) | FR2652463B1 (ja) |
| GB (1) | GB2234653B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2058495C (en) * | 1990-12-27 | 1996-02-06 | Akihiko Sugiyama | Adaptive filter capable of quickly identifying an unknown system |
| CA2060667C (en) * | 1992-02-05 | 1998-12-08 | Paul Marc Yatrou | Adaptive sparse echo canceller using a sub-rate filter for active tap selection |
| JPH07248778A (ja) * | 1994-03-09 | 1995-09-26 | Fujitsu Ltd | 適応フィルタの係数更新方法 |
| JP2985675B2 (ja) * | 1994-09-01 | 1999-12-06 | 日本電気株式会社 | 帯域分割適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 |
| US5663955A (en) * | 1995-08-25 | 1997-09-02 | Lucent Technologies Inc. | Echo canceller system with shared coefficient memory |
| US5664011A (en) * | 1995-08-25 | 1997-09-02 | Lucent Technologies Inc. | Echo canceller with adaptive and non-adaptive filters |
| US5682378A (en) * | 1995-11-14 | 1997-10-28 | Paradyne Corporation | Echo cancellation for modems |
| DE19543666A1 (de) * | 1995-11-23 | 1997-05-28 | Sel Alcatel Ag | Echokompensator |
| US5777914A (en) * | 1996-08-29 | 1998-07-07 | Lucent Technologies Inc. | Technique for reducing power consumption in digital filters |
| US5751769A (en) * | 1996-10-22 | 1998-05-12 | Lockheed Martin Aerospace Corp. | Programmable digital linear and nonlinear transversal equalizer |
| DE19757337C1 (de) * | 1997-12-22 | 1999-06-24 | Siemens Ag | Echokompensatoranordnung |
| DE19801389A1 (de) * | 1998-01-16 | 1999-07-22 | Cit Alcatel | Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern |
| DE19801390A1 (de) * | 1998-01-16 | 1999-07-22 | Cit Alcatel | Einrichtung und Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern |
| JP3211884B2 (ja) * | 1998-08-14 | 2001-09-25 | 日本電気株式会社 | 音響エコーキャンセラ |
| CA2245411A1 (en) * | 1998-08-20 | 2000-02-20 | Mitel Corporation | Echo canceller with compensation for codec limiting effects |
| FR2897996A1 (fr) * | 2006-02-28 | 2007-08-31 | France Telecom | Structure a faible complexite pour l'implementation de l'annuleur d'interference mpic |
Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPS60160721A (ja) * | 1984-01-12 | 1985-08-22 | ブリテイシユ・テレコミユニケーシヨンズ・パブリツク・リミテツド・カンパニ | デイジタルフイルタおよびこれを用いたエコーキヤンセラ |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2255754B1 (ja) * | 1973-12-11 | 1978-03-17 | Ibm France | |
| GB2095067B (en) * | 1981-03-12 | 1984-10-03 | Standard Telephones Cables Ltd | Digital filter arrangement |
| IT1208769B (it) * | 1983-10-12 | 1989-07-10 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Teristiche varianti nel tempo procedimento e dispositivo per la cancellazione numerica dell eco generato in collegamenti con carat |
| CA1238381A (en) * | 1985-03-14 | 1988-06-21 | Ephraim Arnon | Multi-stage echo canceller |
| GB8511835D0 (en) * | 1985-05-10 | 1985-06-19 | British Telecomm | Adaptive digital filter |
| FR2597690B1 (fr) * | 1986-04-22 | 1988-06-10 | Trt Telecom Radio Electr | Appareil de detection et de discrimination de sauts de phase dans un signal periodique et application a un signal telephonique de tonalite avec inversions de phase. |
| US4843581A (en) * | 1987-05-11 | 1989-06-27 | American Telephone And Telegraph Company | Digital signal processor architecture |
| CA1315356C (en) * | 1988-07-20 | 1993-03-30 | Seiji Miyoshi | Digital adaptive filter and method of convergence therein |
-
1989
- 1989-07-31 US US07/386,753 patent/US5146494A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-24 FR FR9009432A patent/FR2652463B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-26 JP JP2196453A patent/JP2914391B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-26 GB GB9016406A patent/GB2234653B/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60160721A (ja) * | 1984-01-12 | 1985-08-22 | ブリテイシユ・テレコミユニケーシヨンズ・パブリツク・リミテツド・カンパニ | デイジタルフイルタおよびこれを用いたエコーキヤンセラ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2914391B2 (ja) | 1999-06-28 |
| GB9016406D0 (en) | 1990-09-12 |
| GB2234653A (en) | 1991-02-06 |
| US5146494A (en) | 1992-09-08 |
| FR2652463B1 (fr) | 1993-09-17 |
| FR2652463A1 (fr) | 1991-03-29 |
| GB2234653B (en) | 1993-10-13 |
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