JPH0378470A - サイリスタ変換器 - Google Patents
サイリスタ変換器Info
- Publication number
- JPH0378470A JPH0378470A JP21358289A JP21358289A JPH0378470A JP H0378470 A JPH0378470 A JP H0378470A JP 21358289 A JP21358289 A JP 21358289A JP 21358289 A JP21358289 A JP 21358289A JP H0378470 A JPH0378470 A JP H0378470A
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- Japan
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- current
- output
- thyristor converter
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- resistor
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は［流検出ｆ１１度を向上させた電流検出器を
有し９安定動作するサイリスタ変換器に関するものであ
る。
有し９安定動作するサイリスタ変換器に関するものであ
る。
第３図は従来のサイリスタ変換器を示す回路図であり、
図において、田はサイリスタ変換器で、これが交流電源
０人に接続され、かつ直流礪動機ＤＯＭの界磁巻線等の
りアクドル負荷りに直流の出力電流よりを供給するサイ
リスタＴＨ１〜ＴＨ４と、電流検出器１２）と、出力電
流よりの制御回路（３）とから構成されている。また電
流検出器（ｌ！１において、ＣＴは出力電流よりの大き
さを検出する交流変流器（以下％変流器という）９日は
この変流器ＣＴの出力電流を整流するダイオードスタッ
ク、Ｒ８はこのダイオードスタックＤＢの出力電流を検
出する検出抵抗で。
図において、田はサイリスタ変換器で、これが交流電源
０人に接続され、かつ直流礪動機ＤＯＭの界磁巻線等の
りアクドル負荷りに直流の出力電流よりを供給するサイ
リスタＴＨ１〜ＴＨ４と、電流検出器１２）と、出力電
流よりの制御回路（３）とから構成されている。また電
流検出器（ｌ！１において、ＣＴは出力電流よりの大き
さを検出する交流変流器（以下％変流器という）９日は
この変流器ＣＴの出力電流を整流するダイオードスタッ
ク、Ｒ８はこのダイオードスタックＤＢの出力電流を検
出する検出抵抗で。
この検出抵抗の出力信号０１ＦＢは制御フィードバック
信号として制御回路＋３１に供給される。さらに制御回
路（３）において、Ｔｉ１ｌは電流基準ＯＲｇＦを設定
する基準信号器、ムＰは電流基準ｃｎｇｒと上記制御フ
ィードバック信号ＯＦＢとを比較。
信号として制御回路＋３１に供給される。さらに制御回
路（３）において、Ｔｉ１ｌは電流基準ＯＲｇＦを設定
する基準信号器、ムＰは電流基準ｃｎｇｒと上記制御フ
ィードバック信号ＯＦＢとを比較。
演算増巾する演算器、ＧＰはこの演算器ＡＰの出力にも
とづきサイリスタＴＨ１−ＴＨ４のゲート信号を発生す
るゲートパルス発生器である。
とづきサイリスタＴＨ１−ＴＨ４のゲート信号を発生す
るゲートパルス発生器である。
次に動作について説明する。まず、基準信号器ＶＲＩは
サイリスタ変換器１！＋の出力電流ＩＤを負荷に供給す
るべく電流基準０ＲＥＴを発生する。
サイリスタ変換器１！＋の出力電流ＩＤを負荷に供給す
るべく電流基準０ＲＥＴを発生する。
出力電流よりは変流器ＣＴで検出され、ダイオードスタ
ックＤＢ Ｋ人力され、抵抗Ｒ８両端に出力信号ＯＦ
Ｂを発生する。演算器ＡＰは電流基準ｃＲｇｒと出力電
ｆｉ ＯＦＢ の差を演算増巾し、その出力はゲート
パルス発生器ＧＰ に入力される。ゲートパルス発生器
ＧＰ の出力はサイリスタＴＨ１〜ＴＨ４の各ゲートに
印加される。この結果、リアクトル負荷電には′を光基
準ＣＲＥｒで設定された出力電流よりが供給される。
ックＤＢ Ｋ人力され、抵抗Ｒ８両端に出力信号ＯＦ
Ｂを発生する。演算器ＡＰは電流基準ｃＲｇｒと出力電
ｆｉ ＯＦＢ の差を演算増巾し、その出力はゲート
パルス発生器ＧＰ に入力される。ゲートパルス発生器
ＧＰ の出力はサイリスタＴＨ１〜ＴＨ４の各ゲートに
印加される。この結果、リアクトル負荷電には′を光基
準ＣＲＥｒで設定された出力電流よりが供給される。
従来のサイリスタ変換器は以上のように構成されている
ので、電流フィードバック信号ＣＦＢが正確に出力電流
より に一致しない問題点があった。このもようを第４
図にて説明する。第４図はサイリスタ変換器Ｉｌ＋が制
御角αで動作している場合の各部波形を示すものである
。図においてｅＡは交流電圧波形、工ｌはサイリスタＴ
Ｈ１、ＴＨ３の電流波形、工２はサイリスタ’１’Ｈ２
゜ＴＨ４の電光波形、よりは直流電流である。こ＼で負
荷りは充分大きなインダクタンスをもっているものとす
る。さらに工＾Ｃは交流電圧波形ＯＦＢ はこの交流
ＩＩ流をダイオードスタックＤｓ整流した検出抵抗Ｒｅ
の両端電圧波形である。
ので、電流フィードバック信号ＣＦＢが正確に出力電流
より に一致しない問題点があった。このもようを第４
図にて説明する。第４図はサイリスタ変換器Ｉｌ＋が制
御角αで動作している場合の各部波形を示すものである
。図においてｅＡは交流電圧波形、工ｌはサイリスタＴ
Ｈ１、ＴＨ３の電流波形、工２はサイリスタ’１’Ｈ２
゜ＴＨ４の電光波形、よりは直流電流である。こ＼で負
荷りは充分大きなインダクタンスをもっているものとす
る。さらに工＾Ｃは交流電圧波形ＯＦＢ はこの交流
ＩＩ流をダイオードスタックＤｓ整流した検出抵抗Ｒｅ
の両端電圧波形である。
第４図に示すように出力信号ＯＦＢはサイリスタの転流
型なり期間（以下型なり期間という）Ｕの間、−時０に
おち込むような波形となる。
型なり期間（以下型なり期間という）Ｕの間、−時０に
おち込むような波形となる。
これは交流電源側の電源インピーダンスＸｒ、 ＶＣよ
るもので、ＸＬか大きい程、この重なり期間Ｕは大きく
なる。また負荷電流よりが大きくなる種型なり期間Ｕけ
大きくなる。
るもので、ＸＬか大きい程、この重なり期間Ｕは大きく
なる。また負荷電流よりが大きくなる種型なり期間Ｕけ
大きくなる。
この結果、電流基準０ＲＩＩ とフィードバック信号Ｃ
ＦＢとの直線性が損なわれる結果となる。
ＦＢとの直線性が損なわれる結果となる。
また電源の事情によりｔ源インダクタンスＸＬが異なり
、重なり期間Ｕも異なるため、負荷′は流を設定する念
めの′ｌ［光基準４ＶＲｘの設定を電源が変る毎に再調
整する必要があるなどの不具合を招く結果となった。
、重なり期間Ｕも異なるため、負荷′は流を設定する念
めの′ｌ［光基準４ＶＲｘの設定を電源が変る毎に再調
整する必要があるなどの不具合を招く結果となった。
なおか＼る従来のサイリスタ変換器のｘｉ検出回路とし
て、特公昭５９−８５９２号公報に同様の記載がある。
て、特公昭５９−８５９２号公報に同様の記載がある。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、設定基準とフィードバック信号の直線性が改
善され、設定誤差を小さくすることができ、安定運転で
きるサイリスタ変換器を得ることを目的とする。
たもので、設定基準とフィードバック信号の直線性が改
善され、設定誤差を小さくすることができ、安定運転で
きるサイリスタ変換器を得ることを目的とする。
この発明に係るサイリスタ変換器は、交流電源に接続さ
れ直流電Ｒを出力するサイリスタ、これらのサイリスタ
の出力電流を設定値に制御する制御回路、上記出力電Ｒ
を検出する交流変流器、及びこの交流変流器の出力を直
流に変換するダイオードとこのダイオードの［１５１！
出力端に接続された検出抵抗とこの検出抵抗出力端と上
記ｊｌｉｌＪ １ｆｆｔ１回路入力端との間に設けられ
抵抗及びコンデンサから成る１次遅れ回路とを有する電
流検出器を備えたものである。
れ直流電Ｒを出力するサイリスタ、これらのサイリスタ
の出力電流を設定値に制御する制御回路、上記出力電Ｒ
を検出する交流変流器、及びこの交流変流器の出力を直
流に変換するダイオードとこのダイオードの［１５１！
出力端に接続された検出抵抗とこの検出抵抗出力端と上
記ｊｌｉｌＪ １ｆｆｔ１回路入力端との間に設けられ
抵抗及びコンデンサから成る１次遅れ回路とを有する電
流検出器を備えたものである。
この発明における’！１！＋５！検出器は、検出抵抗出
力端と演算器との間に抵抗及びコンデンサからなる１次
遅れ回路を付加することにより、検出抵抗両端電圧が重
なり期間のため落ち込みを生じても、演算器入力端では
ほとんど落ち込みがないよつにし、出力電流設定誤差を
なくすようにし、またサイリスタ変換器を安定動作させ
るようにしたものである。
力端と演算器との間に抵抗及びコンデンサからなる１次
遅れ回路を付加することにより、検出抵抗両端電圧が重
なり期間のため落ち込みを生じても、演算器入力端では
ほとんど落ち込みがないよつにし、出力電流設定誤差を
なくすようにし、またサイリスタ変換器を安定動作させ
るようにしたものである。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において抵抗ＲＦ及びコンデンサＯＦは１次遅れ回Ｉ
ｎｋ形成し、検出抵抗Ｆｔ８の出力端と演算器ＡＰの入
力端の間に接続される。
図において抵抗ＲＦ及びコンデンサＯＦは１次遅れ回Ｉ
ｎｋ形成し、検出抵抗Ｆｔ８の出力端と演算器ＡＰの入
力端の間に接続される。
Ｃ！ＩＦＢｌは検出抵抗Ｒ８の両端の出力信号％０ＦＢ
２は１次遅れ回路すなわちコンデンサＯＦ’の両端の出
力信号である。なお、この他の第３図１ｃ示したものと
同一の構成部分には同一の符＋に付して、その重複する
説明を省略する。
２は１次遅れ回路すなわちコンデンサＯＦ’の両端の出
力信号である。なお、この他の第３図１ｃ示したものと
同一の構成部分には同一の符＋に付して、その重複する
説明を省略する。
次に動作について説明する
第２図は出力信号０ＦＢＩ及び０ＦＢ２ の波形図で
あり、実線が０ＦＢ１．点線が０ＦＢ２を示す。
あり、実線が０ＦＢ１．点線が０ＦＢ２を示す。
出力信号０ＦＢＩ は第４図で説明したと同様に重な
り期間Ｕにおいて、検出値ｌ５−ＴＩ弓ｄ−Ｒｓ（こ＼
でＮ１はＣＴ の１次巻数、Ｎ怠はＣＴの２次巻数、工
ｄは直流電流囚、Ｒ８は検出抵抗ＲＢの抵抗値（Ω）で
おるから、はｙ直線的に０に向かって減衰し、ｉた立上
る。
り期間Ｕにおいて、検出値ｌ５−ＴＩ弓ｄ−Ｒｓ（こ＼
でＮ１はＣＴ の１次巻数、Ｎ怠はＣＴの２次巻数、工
ｄは直流電流囚、Ｒ８は検出抵抗ＲＢの抵抗値（Ω）で
おるから、はｙ直線的に０に向かって減衰し、ｉた立上
る。
今、１次遅れ回路の時定数Ｔｒ −０Ｆ−ＲＩＦ （こ
＼でＯＦはコンデンサＯＦのキャパシタンス＠Ｉ（３）
、ＲＦは抵抗ＲＦの抵抗値（Ω）を重なり期間Ｕの５倍
程度に選んだ場合、出力信号０ＦＢ２は第Ｂ図点嫌に示
すようになり、重なり期間Ｕにおける落ち込み最大値は
０．９５ｍ５程度となる。
＼でＯＦはコンデンサＯＦのキャパシタンス＠Ｉ（３）
、ＲＦは抵抗ＲＦの抵抗値（Ω）を重なり期間Ｕの５倍
程度に選んだ場合、出力信号０ＦＢ２は第Ｂ図点嫌に示
すようになり、重なり期間Ｕにおける落ち込み最大値は
０．９５ｍ５程度となる。
従がって重なり期間Ｕにおける落ち込みはほとんど無視
できることとなる。すなわち出力（８号０ＦＢ２は重な
り期間Ｕの影響をほとんど受けずに忠実に直１！ｔｉよ
りに比例する信号が得られる。
できることとなる。すなわち出力（８号０ＦＢ２は重な
り期間Ｕの影響をほとんど受けずに忠実に直１！ｔｉよ
りに比例する信号が得られる。
この結果直流１ｉ流より を設定する際、交流電源が異
なっても再調整することなどが必要なくなり、安定動作
するサイリスタ変換器を提供することができる。
なっても再調整することなどが必要なくなり、安定動作
するサイリスタ変換器を提供することができる。
以上のように、この発明によれば、サイリスク変換器の
′＠電流検出器出力ＦＩＳ分に１次遅れ回路を付加する
ことにより、電流検出精度を向上させ、安定動作するサ
イリスタ変換器を得ることが出来る。
′＠電流検出器出力ＦＩＳ分に１次遅れ回路を付加する
ことにより、電流検出精度を向上させ、安定動作するサ
イリスタ変換器を得ることが出来る。
第１図はこの発明の一実施例によるサイリスク変換ＷＡ
を示す回路図、第８図はこの発明の詳細な説明する出力
信号波形図、第８図は従来のサイリスタ変換器を示す回
路図、第４図は従来動作を示す各部波形図である。 図において、１１１＃ｔサイリスタ変換器、（２１は電
流検出器、１３）は制御回路、ＣＴけ交流変流器、ＤＳ
はダイオードスタック、Ｒ８は検出抵抗、ＲＦは１次遅
れ回路の抵抗、ＣＦは同じくコンデンサである。 なお図中、同一符号は同一 または相当部分を示す。 第３図 １ ブイリ又グ支Ｉ央４シ ２：’Ｌ：ｆｔオ（工器 ３ ？Ｉ拶Ｐ田給 ０丁 も九友壇を器 り゛イオート。 十更広しわ（Ｉ九 ｌ；ち見れ回路り氏坑 Ｉ；に辺」（回８１コンヂンブ 第４図 第２図 ｔ
を示す回路図、第８図はこの発明の詳細な説明する出力
信号波形図、第８図は従来のサイリスタ変換器を示す回
路図、第４図は従来動作を示す各部波形図である。 図において、１１１＃ｔサイリスタ変換器、（２１は電
流検出器、１３）は制御回路、ＣＴけ交流変流器、ＤＳ
はダイオードスタック、Ｒ８は検出抵抗、ＲＦは１次遅
れ回路の抵抗、ＣＦは同じくコンデンサである。 なお図中、同一符号は同一 または相当部分を示す。 第３図 １ ブイリ又グ支Ｉ央４シ ２：’Ｌ：ｆｔオ（工器 ３ ？Ｉ拶Ｐ田給 ０丁 も九友壇を器 り゛イオート。 十更広しわ（Ｉ九 ｌ；ち見れ回路り氏坑 Ｉ；に辺」（回８１コンヂンブ 第４図 第２図 ｔ
Claims (1)
- 交流電源に接続され直流電流を出力するサイリスタ、
これらのサイリスタの出力電流を設定値に制御する制御
回路、上記出力電流を検出する交流変流器、及びこの交
流変流器の出力を直流に変換するダイオードとこのダイ
オードの直流出力端に接続された検出抵抗とこの検出抵
抗出力端と上記制御回路入力端との間に設けられ抵抗及
びコンデンサから成る１次遅れ回路とを有する電流検出
器を備えたサイリスタ変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21358289A JPH0378470A (ja) | 1989-08-18 | 1989-08-18 | サイリスタ変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21358289A JPH0378470A (ja) | 1989-08-18 | 1989-08-18 | サイリスタ変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0378470A true JPH0378470A (ja) | 1991-04-03 |
Family
ID=16641589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21358289A Pending JPH0378470A (ja) | 1989-08-18 | 1989-08-18 | サイリスタ変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0378470A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19620444B4 (de) * | 1995-06-09 | 2019-07-25 | Mitsubishi Denki K.K. | Gleichrichtersteuersystem |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4331475Y1 (ja) * | 1965-01-04 | 1968-12-20 | ||
| JPS5819919A (ja) * | 1981-07-30 | 1983-02-05 | Toshiba Corp | 直流給電装置の制御装置 |
| JPS61100821A (ja) * | 1984-10-22 | 1986-05-19 | Hitachi Ltd | 誘導負荷用半導体整流器の等価負荷装置 |
-
1989
- 1989-08-18 JP JP21358289A patent/JPH0378470A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4331475Y1 (ja) * | 1965-01-04 | 1968-12-20 | ||
| JPS5819919A (ja) * | 1981-07-30 | 1983-02-05 | Toshiba Corp | 直流給電装置の制御装置 |
| JPS61100821A (ja) * | 1984-10-22 | 1986-05-19 | Hitachi Ltd | 誘導負荷用半導体整流器の等価負荷装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19620444B4 (de) * | 1995-06-09 | 2019-07-25 | Mitsubishi Denki K.K. | Gleichrichtersteuersystem |
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