JPH03952B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、一般的には電気的装置の所望の動
作状態を自動的に設定するために使用する制御ル
ープに、より詳しくはその様な制御ループと共に
使用して、制御電圧が所望の動作状態を設定する
ことなく誤つて制御電圧範囲の限界値をとる状態
にさせられるような不所望モードから回復し得る
ようにする回復装置に関するものである。

〔発明の背景〕

この発明の一応用例はカラーテレビジヨン受像
機でカラー同期を行なうのに使用される制御ルー
プと共に使用される形である。

カラーテレビジヨン受像機におけるカラー同期
の普通のやり方は、カラーTV受像機で処理され
る合成カラーテレビジヨン信号のクロミナンス成
分を形成している変調されたカラー副搬送波の復
調に使用するための基準発振波を取出すべきカラ
ー基準発振器の周波数と位相を制御するAFPC制
御ループを使用することである。このAFPC制御
ループにおいては、位相検知器がカラー基準発振
器として働くVCO（電圧制御発振器）の出力の位
相をカラー同期バースト（このバーストは、カラ
ー副搬送波周波数と基準位相をもつ発振波より成
り、クロミナンス成分に付随して水平周波数で繰
返す）の位相と比較して、VCOへ印加するため
の制御電圧を発生する。

このVCOの自走周波数が到来副搬送波周波数
と一致すると、ループが働いて上記位相検知器の
各入力間に所定位相関係（直交関係）を設定しこ
れを維持する。しかし、VCOの自走周波数が到
来副搬送波周波数と異なると、このループは、
VCOの動作周波数を到来副搬送波周波数と整合
するように変えるように働く。動作周波数がこの
様に変更された状態下では当然或る静的位相誤差
が生じ、すなわち普通のAFPCループが安定化す
ると上記位相検知器に対する両入力間の位相関係
は、解消を必要とする周波数差の大きさと向きに
よつて決まる大きさと向きの位相誤差に応じて所
望の直交位相関係とは異なつたものとなる。

上記の静的位相誤差を補償しないと、受像機の
カラー復調器で再生される色差信号に応じて表示
されるカラー画像の色に誤差が生ずることにな
る。カラーテレビジヨン受像機は、AFPCループ
外の手段としてカラー復調器に供給される基準発
振波の位相を変えるための手動制御器を持つてい
るが、視聴者のその様な制御器の正確な手動調節
に頼ることは上記静的位相誤差補償の問題の解決
法としてはなお不充分なものである。

米国特許出願第668835号（特開61−108280対
応）には、カラーテレビジヨン受像機用として適
する発振器同期方式が記載されている。その方式
は、発振器の自走周波数が同期信号の周波数が異
なつた際に発振器同基化を行なう場合に実質的に
静的位相誤差が導入されないようになつている。

上記の米国特許出願に示された同期方式では、
出力端子間と入力端子間に帯域通過フイルタを結
合した非反転増幅器より成る発振器に移相器（発
振器より信号を受入れる）と位相比較器が付属し
ている。この位相比較器は、上記発振器から信号
を受入れる第１入力端子と受像機のバースト分離
器からカラー同期バーストを受入れる第２入力端
子とを有し、その両入力端子における各信号間の
直交位相差からの偏移の大きさと向きを表わす振
幅と極性を有する第１制御電圧を発生する。移相
を受けた信号（移相信号）の増幅器は、上記移相
器の出力端子から得られる信号と上記第１制御電
圧とに応動するもので、移相信号を第１制御電圧
の振幅と極性によつて決まる振幅と極性をもつて
帯域通過フイルタに供給する働きをする。

位相比較器と移相信号増幅器は局部カラー発振
器と共働して位相ロツクループを形成し、このル
ープは発振器の周波数と位相を到来カラー同期バ
ーストにロツクするように作用する。発振器の自
走周波数が到来同期バーストの副搬送波周波数に
等しいときは、このループは、位相比較器への局
部発振波入力が到来バーストの基準位相と確実に
所望の直交位相関係をなすような状態に安定化す
る。その様な状態のときには、受像機のカラー復
調器へ印加するために発振器から取出される基準
発振波の正しい位相が容易に得られる。

しかし、局部発振器の自走周波数が到来バース
トの副搬送波周波数と等しくない場合にこの位相
ロツクループがロツキングを行なうと、このルー
プは、発振器周波数を変更するに適したある状態
で、すなわち位相比較器の出力に或る誤差電圧
DC成分が持続的に存在することを要求するよう
な状態で安定化する。すなわち、ループは位相比
較器に対する局部発振波入力が到来バーストの基
準位相との所要の直交位相関係からずれた或る状
態で安定し、この様なずれが静的位相誤差とな
る。この静的位相誤差の大きさと向きは解消すべ
き周波数差の大きさと向きによつて決まる。補償
を行なわなければ、この静的位相誤差があるため
カラー復調器に供給される基準発振波の位相は不
正確なものとなり、この不正確さはNTSC型のカ
ラーテレビジヨン受像機の表示カラー画像の色相
不良となつて現われる（また、PAL型のカラー
テレビジヨン受像機では表示カラー画像の色飽和
度の不良として現われる）。

しかし上記米国特許出願における同期方式は局
部発振器の制御を上記の位相ロツクループのみに
頼つておらず、更にこの静的位相誤差とそれによ
る不所望な影響とを実質的に除去するように働く
補助装置を持つている。

上記米国特許出願の方式における補助装置は、
位相比較器の発生する第１制御電圧に応じて、周
期的に繰返すキーイング期間中に電荷蓄積キヤパ
シタに蓄積される電荷を変更させるキード回路を
持つている。この電荷の変更は、第１制御電圧が
第１の極性を呈するときには第１の向きに、また
この第１制御電圧が上記第１の極性とは反対の第
２の極性を呈するときには上記第１の向きと反対
の第２の向きに行なわれる。キーイング期間中に
行なわれる電荷変更の大きさは第１制御電圧の大
きさに移存している。第２の制御電圧は、この電
荷蓄積キヤパシタの両端間に生ずる電圧から取出
される。

上記出願における補助装置は、また、第２の移
相信号増幅器を有し、この増幅器は、前述の移相
器の出力端子に生ずる信号に応答すると共に、ま
た第２制御電圧と基準DC電圧より成る制御入力
にも応答する。この第２移相信号増幅器は、第２
制御電圧と基準DC電圧の両大きさの間にもし差
があればその大きさと向きに依存する大きさと極
性の別の移相信号を、発振器の帯域通過フイルタ
に供給する。

上記のキーイング期間は、連続する複数の線期
間をカバーする受信々号の垂直ブランキング期間
の一部分と一致するようにタイミングの決められ
た各キーイング期間をもつており、フイールド周
波数で繰返す。位相比較器に送込まれるカラー同
期バーストは、通常線周波数で繰返し発生するが
上記ブランキング期間の一部では存在しないこと
が望ましいキーイング・パルスに応じてバースト
分離器から取出される。

上記米国出願における補助装置が静的位相誤差
を実質的に除去するように働く態様については次
に説明する。

説明の目的上、バースト副搬送波周波数と発振
器の自走周波数の間には或る差があつて、到来バ
ーストと局部発振波とを比較するように位相比較
器が動作する連続する何本かの線期間が過ぎた後
位相ロツク・ループがロツクするものとする。そ
して位相比較器の出力は特定の極性と大きさ（静
的位相差を表わしている）の第１制御電圧より成
るものとする。ロツク状態に続いてフイールド周
波数キーイング期間中、上記の第１制御電圧が補
助キード回路の入力に現われて電荷蓄積キヤパシ
タに蓄積された電荷の変更が行なわれる。この変
更の向きと大きさはこの第１制御電圧の極性と大
きさによつて決定される。この結果、生ずる電荷
蓄積キヤパシタの両端間の電圧変化により第２移
相信号増幅器の制御入力に不平衡状態が生ずる。
この不平衡状態の結果として、第２移相信号増幅
器から発振器帰還路中に移相信号が注入される。
この不平衡状態は後続するフイールド中維持され
る。

上記したキーイング期間に続いて、第２移相信
号増幅器の注入作用により既に安定化した位相ロ
ツク・ループは、後続フイールドの線期間中ロツ
ク状態を得られるように改めて働く。こうして新
たに得られた条件の下でロツク状態が得られると
ループは静的位相誤差が減少した状態で安定する
ことになる。位相ロツク・ループの観点から、こ
の補助装置の動作はバースト副搬送波周波数に対
する差を減少させる方向に発振器の自走周波数の
調節を行なう。

次のフイールド周波数キーイング期間には、更
に電荷の変更（より少ない大きさで）が行なわれ
る。位相ロツク・ループの観点から、補助装置は
今度は発振器の自走周波数を更に調節してバース
ト副搬送波周波数との差を一層減少させるように
働く。この後続フイールドの期間中に静的位相誤
差が更に小さくなつた形でロツク状態が得られ
る。

上述の動作から、位相ロツク・ループは連続す
る複数フイールド期間中に静的位相誤差がほゞ完
全に除去された形でロツクされた或る状態に収れ
んすることが、理解されよう。位相比較器は、発
振器の動作周波数を変更し続けるためにその出力
に誤差電圧DC成分を生成する役目が確実に軽減
される。その代り、必要なDC成分は補助装置の
電荷蓄積キヤパシタに有効に記憶される。受像機
のカラー復調器に供給されるべき基準発振波に対
するこの位相調整の精度はこの補助装置中のDC
成分記憶作用により、損なわれることなく維持さ
れる。

上記米国特許出願のこの補助装置は、また、位
相ロツク・ループのみを使用する方式に比べて発
振器同期方式のプルイン範囲を有効に拡げること
ができる。この様な能力を説明するに当つて、発
振器の自走周波数は、（特別の付加手段を構じな
い）位相ロツク・ループのプルイン能力を超える
程に同期バーストの副搬送周波数から大きくずれ
ているものとする。その様なときには、繰返し生
ずるバーストの全フイールド期間の比較動作を行
なつてもロツク状態は得られない。しかし、多数
回の連続比較動作の残留効果として、位相ロツ
ク・ループの位相比較器の制御出力電圧は、通
常、解消を必要とする周波数差の向きに依存する
極性のDC成分を含んだものとなる。次にフイー
ルド周波数キーイング期間が生ずると、このDC
成分の作用として、電荷蓄積キヤパシタに蓄積さ
れた電荷の変更、第２移相信号増幅の制御入力に
おける不平衡状態の発生、およびその結果この第
２移相信号増幅器による発振器帰還路への移相信
号の注入が起ることになる。位相ロツク・ループ
の観点から、連続するフイールド期間を通じて継
続する上記の様な注入作用の効果は、発振器の自
走周波数をバースト副搬送波周波数の方向に偏移
させることゝ等価なことである。

次のフイールド期間中には、この位相ロツク・
ループはより好ましい条件で（発振器の調節され
た周波数と到来バースト副搬送波周波数との差が
より小さくなつた状態で）ロツク状態を求めるよ
うな新しい機会が与えられることになる。この調
節が不充分で、偏移されたプルイン範囲がなおバ
ースト副搬送波をカバーできない状態であれば、
次のフイールド周波数キーイング期間より前にロ
ツク状態にはならない。しかし、その様なフイー
ルド周波数キーイング期間中に、蓄積されていた
電荷が更に変更されて発振器周波数の調節が行な
われることになり、バーストの副搬送波周波数と
の差が更に小さくなる。この様な周波数の調節
は、(イ)偏移されたプルイン範囲がバースト副搬送
波周波数まで延びて次のフイールド期間中にロツ
クが得られる状態か、(ロ)補助装置の第２制御電圧
がその変動範囲の限界値に到達する状態になるま
で継続することになる。もし上記(イ)の状態になれ
ば、この同期方式はそれから前述したような形で
更に調整を行なつて静的位相誤差を解消するよう
に働く。

上記米国出願に示された同期方式によるこのプ
ルイン範囲の拡大は、カラー発振器の自走周波数
の手動調節に通常使用される手段を省略すること
を考えるに足るという点で非常に有利である。こ
の様な手動調節のための手段の幾つかの実例は、
それぞれ、ハーウツド（Harwood）氏の米国特
許第4020500号「可変フイルタ・キヤパシタ」お
よびシヤンレイ（Shanley）氏他による米国特許
第4485354号「発振器ループに対する移相信号注
入用ポテンシオメータ調節器」に開示されてい
る。

上述の米国出願に記述された形式の発振器同期
方式を採用するに当つて手動自動周波数調節手段
を使用しないで済ますかどうかを考える場合に重
要な一要因は、前述したプルイン範囲の拡大効果
による利益が得られず従つて通常のカラーAFPC
ループと同じく位相ロツク・ループのプルイン範
囲がロツク作用のために認められた周波数差によ
つてのみ決定されることになる或種の異常な信号
状態および回路状態下における不所望（failure）
モードがあることである。

上記の様な不所望モードの発生は、非常に弱い
信号の受信時に遭遇する。次にその様な不所望モ
ードの性質と理由について適正な説明を行なう。

説明の目的上、発振器の自走周波数は非常に低
く、バースト副搬送波周波数に対してそれぞれが
位相ロツク・ループのプルイン範囲外になる位大
幅に異なつているものと仮定する。一つの完全な
フイールド期間のバースト比較動作ではロツクさ
れないものとする。この弱いバースト成分のレベ
ルが低いために比較器出力中の信号応答DC成分
は極めて小さい。もし（たとえば、製造上の公差
のために）位相比較器（または電圧比較器）にオ
フセツト誤差があり、かつこのオフセツト誤差の
大きさが上記小さな信号応答DC成分よりも大き
くしかもその極性が信号応答DC成分の極性と逆
であるとすると、これらの総合作用のために、補
助制御ループは自走周波数が高すぎるのではない
かと判断するように、まどわされる。そのため誤
つた向きに周波数調節が行なわれて、次のフイー
ルド期間でロツク状態になることが、妨げられ
る。このオフセツト誤差は、次のキーイング期間
中信号応答DC成分の適正な極性をマスクし続け、
続く周波数調整が間違つた方向に行なわれ、第２
制御電圧をその電圧変化範囲の極限に達するまで
間違つた方向に変化させる。

〔発明の開示〕

この発明は、上記の発振器同期装置のような制
御ループを上記の如き不所望モードから回復させ
得るようにするのに使用される装置に関するもの
である。上記米国出願の発振器同期方式に本発明
の原理を使用した回復装置を付加して改善するこ
とによつて、異常信号状態のときでも前記不所望
モードに付帯するオフセツト誤差状態の下でも上
記方式の固有のプルイン範囲拡大の利点が生かさ
れ、そのため悪影響が全く無いという確信をもつ
て手動自走周波数調節器を省略することができ
る。

この発明による回復装置は、電気的装置を所望
の動作状態に設定するのに利用される制御ループ
と共に使用する場合に一般に使用することができ
るものであり、この制御ループ中には増幅器の所
定範囲内における制御電圧出力を発生するキード
電圧比較器を有し、この電圧比較器の各入力端子
間に一方向の電圧不平衡を生ずると上記制御電圧
出力は上記所定範囲の第１端の方に向つて偏移し
また上記と逆方向の電圧不平衡が生ずると上記範
囲の第２端の方向に制御電圧出力が偏移させられ
る。上記制御電圧出力が不要に上記範囲の一方の
端に押しやられてかつ上記所望の動作状態が設定
されないような不所望モードから回復（脱出）さ
せるために、上記の制御電圧が上記所望の動作状
態を設定することなく上記範囲の第１端に達した
ことを検知して第１モードでラツチ動作を行ない
また上記所望の動作状態を設定することなしに上
記範囲の第２端に達したことを検知して第２動作
モードでラツチ動作を行なうようなラツチング回
路が設けられている。この回復装置は、上記ラツ
チング回路が上記第２モード動作をしているとき
上記電圧比較器の両入力端子間に一方向の不平衡
を生じさせ、またラツチング回路が上記第１モー
ドで動作しているときは上記入力端子間に上記と
逆方向の不平衡を生起させるように、上記ラツチ
ング回路を電圧比較器に結合する手段も含んでい
る。このラツチング回路は、上記所望の動作状態
が得られると不動作状態にされる。

この発明の一例実施例によれば、ラツチング回
路は、同じ導電型の第１と第２のトランジスタを
含み、これら両トランジスタのエミツタ電極には
共通の電流源が結合されており、かつ上記第１ト
ランジスタのコレクタ電極を第２トランジスタの
ベース電極に結合する第１の直流導電路と、上記
第２トランジスタのコレクタ電極を第１トランジ
スタのベース電極に結合する第２の直流導電路と
を有し、しかも上記電流源は所望の動作状態が得
られることに応じて不働作とされるように構成さ
れている。このラツチング回路は更に、上記制御
電圧出力の大きさが上記範囲の１端に達すると上
記制御電圧出力を上記両ベース電極の一方に結合
し、また上記制御電圧出力の大きさが上記範囲の
他端に到達すると必ず制御電圧出力を上記両ベー
ス電極のうちの他方に結合するためのスイツチン
グ手段を具えている。一例を挙げると、この回復
装置の結合手段は、上記両コレクタ電極の各々を
上記比較器入力端子の相異なるものにそれぞれ直
流導電的に結合する手段より成るものである。

この発明の回復装置を、前記米国出願のカラー
発振器同期方式に使用する場合には、バースト応
答位相比較器の第１制御電圧出力が上記キード電
圧比較器の両入力端子間に印加され、このキード
電圧比較器の出力端子と基準電位点間には電荷蓄
積キヤパシタが結合されて、このキード電圧比較
器は周期的に繰返えされるキーイング期間のの間
上記キヤパシタに蓄積される電荷を変化させる。
この様な応用においては、ラツチング回路の不働
作化は、被同期化カラー発振器を組込んだカラ
ー・テレビジヨン受像機のカラー・キラー回路の
出力で制御することが望ましい。

〔詳細な説明と実施例〕

以下、図面を参照しつゝ詳細に説明する。

第１図にはカラー・テレビジヨン受像機の一部
回路が示されているが、こゝで、非反転増幅器１
０はその入力と出力をつなぐ帯域通過フイルタを
介して充分な正帰還を施されて、このフイルタの
通過帯域内にある動作周波数の発振器として働く
ようにされている。

この非反転増幅器１０の出力は、増幅器の端子
Ｈと動作電源の正端子（＋Vcc）との間に接続さ
れた負荷抵抗１２上に生ずる。端子Ｈは、対をな
すカスケード接続されたエミツタ・ホロワ段（そ
れぞれ、NPNトランジスタ１１，１３を使用）
を介して帯域通過フイルタの入力端子BIに結合
されている。

トランジスタ１２は、ベース電極が端子Ｈに直
結され、コレクタ電極が＋Vcc電源端子に直結さ
れ、またそのエミツタ電極がエミツタ・ホロワ・
トランジスタ１３のベース電極に直結された端子
Ｑに抵抗１２Ｒを介して接続されている。トラン
ジスタ１３は、コレクタ電極を＋Vcc電源端子に
直結し、エミツタ電極を帯域通過フイルタ入力端
子BIに直結すると共にエミツタ抵抗１４を介し
て動作電源の負端子（たとえば接地端子）に戻し
ている。

NPNトランジスタ１９より成る別のエミツ
タ・ホロワ段は帯域通過フイルタ出力端子BOを
非反転増幅器１０の入力端子Ｆに結合する働きを
する。トランジスタ１９のベース電極は端子BO
に直結されているが、エミツタ電極は端子Ｆに直
結され、コレクタは電源端子＋Vccに直結されて
いる。NPNトランジスタ２０はエミツタ・ホロ
ワ・トランジスタ１９の電流源として作用する。
トランジスタ２０のコレクタ電極は端子Ｆに直結
され、ベース電極はバイアス電位源の正端子＋
Vbに直結され、またエミツタ電極はエミツタ抵
抗２１を介して接地されている。

非反転増幅器１０の入出力端子間の正（再生）
帰還は、これらの端子BIとBO間に比較的狭帯域
の帯域通過フイルタを挿入することにより行なわ
れる。このフイルタは、圧電結晶（ピエゾエレク
トリツク・クリスタル）１５と、抵抗（Ｑ決定
用）１７と直列のキヤパシタ１６との、端子BI
とBO間の直列組合せより成つている。結晶１５
とキヤパシタ１６のパラメータは、受像機に供給
されるTV信号の公称カラー副搬送波周波数
（NTSC方式の信号の場合には、3579543Hz）でま
たはその至近周波数で両者が直列共振をするよう
に選ばれている。抵抗１７の抵抗値はこの帰還路
の帯域通過フイルタ特性が適切な狭帯域（たとえ
ば1000Hz）を呈するように選ばれる。端子BOと
接地点間に接続されているキヤパシタ１８は、抵
抗１７と共働して所望動作周波数の高調波を充分
減衰させて、発振器がその様な高い周波数の発振
を続けることが事実上無いようにしている。

上記した発振器の周波数と位相を到来カラー・
テレビジヨン信号のカラー副搬送波の基準と同期
化させるために、第１図の装置は位相比較器３２
を持つている。位相比較器３２への局部発振器入
力は増幅器１０の入力における端子Ｆから取出さ
れる発振波である。合成クロミナンス信号増幅器
３６は端子Ｃに供給される合成クロミナンス信号
に応答するもので、この合成クロミナンス信号
は、到来信号のクロミナンス成分とこれに付帯す
るカラー・バースト周波数および基準位相の振動
である周期的な同期バーストで構成されている。
クロミナンス信号増幅器３６の出力は、信号分離
器３５に供給される。分離器３５は、端子BGか
らのバースト・ゲート・パルスの制御を受けてゲ
ートされて、分離されたカラー同期バーストを位
相比較器３２の他方の入力（端子SB）へ送り込
む。分離されたクロミナンス成分は実質的にバー
ストを付帯しておらず、分離器３５の他方の出力
（端子SC）に現われる。

端子SCに生ずる分離されたクロミナンス成分
は分離クロミナンス信号増幅器４４に供給され、
そこで増幅されてカラー・テレビジヨン受像機の
カラー復調器（図示せず）へ供給するために端子
COに現われる。普通の自動クロマ端子（ACC）
の目的で、この合成クロミナンス信号増幅器３６
の利得はACC検波器４８によつて端子CGに発生
した利得制御電圧に応答するようにされる。
ACC検波器４８は、端子SBに生ずる分離された
バーストおよび移相回路３０の出力（端子Ｅ）か
ら取出される局部カラー発振波とに応動する同期
型のものが良い。普通の目的のカラー・キラー回
路４３も、ACC検波器４８の出力に応動して分
離クロミナンス信号増幅器４４の可動および不動
作を制御する。到来信号中にバーストが含まれて
いて、しかもその大きさが適正な閾値以上であり
位相が局部カラー発振器出力と同期したロツク状
態にあれば、カラー・キラー回路４３は非カラ
ー・キラー・モードで働いて増幅器４４を可動状
態とする。そうでない場合には、カラー・キラー
回路はカラー・キラー・モードで働いて増幅器４
４を不動作とする。ACC検波器４８の機能を果
すに適した構成の一例が、たとえば米国特許第
3740461号（ハーウツド氏発明）に示されている。

位相比較器３２は、比較器への両入力信号間の
位相関係を示す出力を生成する。たとえば、位相
比較器３２はプツシユプル出力を発生する形式の
もので、各出力端子CVとCV′に接続されたフイ
ルタ・キヤパシタ３４，３３の端子間に相補的な
制御電圧を供給する。この両制御電圧間の差は、
比較器の両入力間に存在する所望の直交位相関係
からの偏移の大きさと向きを示す大きさと極性を
持つている。この位相比較器３２の機能を果たす
ために使用可能な装置の一例が米国特許第
4229759号（ハーウツド氏発明）に開示されてい
る。信号分離器３５として使用するのに適切な装
置の一例が米国特許第4038681号（ハーウツド氏
発明）に示されている。

端子CVとCV′における制御電圧は、非反転増
幅器１０と負荷抵抗器１１を共用する移相信号増
幅器３１の動作を制御するために使用される。増
幅器３１の信号入力端子に印加する信号は、帯域
通過フイルタの出力端子BOに現われる発振波を
入力で受入れる直交移相回路３０の出力端子Ｅか
ら取出される。たとえば、移相回路３０のパラメ
ータは端子BOから供給される発振波に実質的に
90度の位相遅れを生じさせるようなものである。

増幅器３１の制御は次の様に行なわれる。すな
わち、端子CVとCV′における両制御電圧が相互
に平衡していれば（比較器３２に対する両入力間
に90度の位相関係があることを示す）この増幅器
３１は信号を出力せず従つて局部カラー発振器の
自走発振動作が妨げられることが無いようにされ
る。この制御電圧間に一方向の不平衡が存在すれ
ば（比較器の両入力間に、所望直交位相関係から
第１の方向の偏移があることを示す）、増幅器３
１は端子Ｅに生ずる移相信号を反転させた信号を
上記不平衡の大きさによつて決まる大きさで共有
負荷抵抗１１上に発生させる。この制御電圧間に
上記と逆向きの不平衡があると（比較器の両入力
間に、所望直交位相関係から第２の方向の偏移が
あることを示す）、増幅器３１は端子Ｅに生ずる
移相信号の非反転信号を、上記逆向きの不平衡の
大きさによつて決まる大きさで、共有負荷抵抗１
１の両端間に生ずる。この様に移相信号を制御さ
れた状態で注入することによつて、比較器の両入
力間における所望の直交位相関係からの偏移量を
最小化する向きに発振器の動作が変化させられ、
発振器は受信カラー同期バーストと同期化され
る。

以上説明したところまででは、第１図の発振器
同期方式は米国特許第4020500号（ハーウツド氏
発明）に記述されている方式と同様なものであ
る。移相信号増幅器３１の機能を行なうに適した
構成の一例が上記の米国特許明細書に開示されて
いる。この例示構成の変形として米国特許第
4485353号（フアング氏他発明）記載の説明も参
考になる。この変形例は対称制御の利点をもつも
のとして利用可能である。この様な変形例を使用
する場合には、移相器の出力を移相器の入力とマ
トリクスして移相信号増幅器３１へ信号入力を発
生させる方法をとることが望ましい。この様なマ
トリクスのために、第１図中に破線接続で示すよ
うに増幅器３１に対して端子Ｆ（非反転増幅器１
０の入力点）から信号を付加的に供給することが
良い。

以上述べた同期方式の動作において既述の静的
位相誤差の問題に対処するために、第１図の装置
は、更に、キード電圧比較器４０、電荷蓄積キヤ
パシタ４１、および付加的な移相信号増幅器４２
を持つている。

このキード電圧比較器４０は、端子AKBから
この比較器４０のキーイング入力に供給されるフ
イールド周波数のキーイング・パルスで決まるキ
ーイング期間の間、周期的に可動状態とされる。
端子CVとCV′に現われる両制御電圧は電圧比較
器４０に対して２つの信号入力として印加され
る。電荷蓄積キヤパシタ４１は比較器出力端子
VOと接地点間に接続されている。

キーイング期間中に端子CVとCV′の両制御電
圧間に一方の極性の差がある場合には、キヤパシ
タ４１に蓄積された電荷は第１の方向に変更させ
られ、しかもこのキーイング期間中に行なわれる
電荷変更の大きさは上記の差の大きさに依存して
いる。キーイング期間に、端子CVとCV′の両制
御電圧の間に上記と逆極性の差があると、キヤパ
シタ４１に蓄積される電荷は上記第１の方向とは
逆の第２の方向に変更される。このキーイング期
間中に行なわれる電荷変更の大きさは上記逆極性
の差の大きさに依存する。キーイング期間とキー
イング期間の間では、キヤパシタ４１はホールド
状態で働き蓄積した電荷をそのまゝ保持する。端
子CVとCV′の制御電圧相互間に差が無ければ、
すなわち制御電圧が平衡していれば、キーイング
期間中電荷の変更は行なわれない。

付加的な移相信号増幅器４２は、信号入力とし
て直交移相回路３０の出力端子Ｅからの移相信号
を、および制御入力としてキヤパシタ４１の両端
間に生ずる電圧に応動する電圧と基準DC電圧
（＋V_R）とを、受入れる。両制御入力間に平衡が
保たれていれば、この付加移相信号増幅器４２に
は出力が発生しない。両制御入力間に一方の極性
の不平衡があれば、増幅器４２は、端子Ｅに現わ
れる移相信号の反転されたものを上記不平衡の程
度に応じた大きさをもつて、端子Ｑ（信号を帯域
通過フイルタの入力端子BIに送り込むエミツ
タ・ホロワ・トランジスタ１３のベース電極）に
供給する。両制御入力間に上記と逆極性の不平衡
があれば、増幅器４２は、端子Ｅに生ずる移相信
号を非反筒状態でその不平衡の程度に依存する大
きさをもつて端子Ｑに供給する。

一例として、端子AKBに供給されるフイール
ド周波数のキーイング・パルスのタイミングは、
比較器４０を可動状態にする各キーイング期間が
受信したカラー・テレビジヨン信号の垂直ブラン
キング期間の同期信号の後の（ポスト同期）部分
と一致しし、かつ連続する複数（たとえば７）の
線期間を包含するようなものである。この様なタ
イミングと時間幅を有するフイールド周波数のキ
ーイング・パルスは、たとえば、自動カラー映像
管バイアス制御方式を採用している型式のカラ
ー・テレビジヨン受像機では、米国特許第
4484228号（パーカー氏発明）に記載されている
様にして都合よく得ることができる。その様なフ
イールド周波数のキーイング・パルス発生に使用
するに適した装置については、たとえば上記パー
カ氏の米国特許中の説明を参照すれば良い。

信号分離器３５の端子BGに供給される線周波
数のバースト・ゲート・パルスのタイミングは、
連続するカラー同期バースト用の水平ブランキン
グ期間のバツクポーチ位置と一致するようなもの
である。しかし、端子BGに現われるゲート・パ
ルス列の性質は、端子AKBに生ずるキーイン
グ・パルスがカバーする各期間を通してバース
ト・ゲート・パルスが存在しないように、ゲー
ト・パルスの発生がフイールド周波数で中断する
ようにすることが望ましい。この様に周期的に中
断する形のバースト・ゲート・パルス列も、ま
た、自動カラー映像管バイアス制御方式を採用し
ている上述形式の或種のカラー・テレビジヨン受
像機（たとえば、アールシーエー・カラー・テレ
ビジヨン受像機基本サービス・データ・ブツクレ
ツト−1984CTC131中に記載されている形式の受
像機）では、具合良く取出すことができる。この
様な所望の中断特性を有するゲート・パルス列を
発生するような装置の詳細については、たとえば
特開60−145790および特開60−145788の各明細書
の説明を参照されたい。

以上の説明から、位相比較器３２の有効動作期
間は電圧比較器４０の可動期間と重ならないこと
が判る筈である。端子AKBからのキーイング・
パルスによつて電圧比較器４０が可動状態とされ
ている垂直ブランキング期間中の一部の間、端子
BGにはバースト・ゲート・パルスが生じないの
で位相比較器３２へのカラー同期バースト入力の
供給が阻止される。しかし、連続するフイールド
周波数キーイング・パルス相互間に存在する電圧
比較器４０の各非動作期間の間には、多数の線期
間があつてその各期間に同期バースト入力が位相
比較器３２中に局部発振波との比較のために供給
される。

以上説明した範囲では、第１図の方式は前述し
た米国出願666835号（特開61−108280）対応に記
載の発振器同期方式に相当する。付加的な移相信
号増幅器４２の作用を行なわせるに適した一例構
成が上記米国特許出願に例示されているので参照
されたい。上記の方式が、静的位相誤差を実質的
に除去する作用については上記米国特許出願中に
記述されており、また既に説明した通りである。

更に、以上説明して来た同期方式は、位相ロツ
ク・ループ３１，３２のみを用いた場合に得られ
るプルイン範囲に比べてそのプルイン範囲を有効
に拡大することができる。この位相ロツク・ルー
プ３１，３２のプルイン能力を超えて発振器の自
走周波数が同期バーストの副搬送波周波数からず
れている様な場合には、一つの完全なフイールド
期間中、繰返しバースト比較操作を行なつてもロ
ツク状態にはなり得ない。しかし連続して多数回
比較操作を行なつたことによる残留効果として、
位相比較器３２の制御電圧出力は、通常、修正さ
れるべき周波数差の向きに依存した極性のDC成
分を含むようになる。次のフイールド周波数キー
イング期間中に補助装置４０，４１，４２がその
様なDC成分に応答して、その様な周波数差を減
少させる向きの付加的な移相信号が注入されるこ
とになる。すなわち、位相ロツク・ループという
観点から、この補助装置４０，４１，４２の動作
は、通常、発振器の自走周波数の調節を連続的に
導入してロツクすることが可能になるまで発振器
のプルイン範囲を副搬送波側にずらすことであ
る。

しかし前述のように、或種の悪条件下ではその
様な正常な動作から逸脱することがあり得る。た
とえば、(イ)副搬送波周波数が位相ロツク・ループ
のプルイン範囲を外れており、(ロ)受信したバース
トのレベルが弱くて位相比較器の出力中の信号応
答性DC成分が極めて小さく、(ハ)この小さな信号
応答性DC成分より大きくかつその極性と逆の極
性をもつた比較器オフセツト誤差が存在するよう
な場合には、補助装置４０，４１，４２の動作は
間違つた方向への周波数調節を連続的に行なう可
能性があり、そうなると、比較器４０の出力は不
可避的にその変化範囲の一方の端部に釘づけされ
て発振器を希望通り同期化することが妨げられる
ことになる。

この様な不所望モードから回復させる（抜け出
させる）ために、第１図の方式は、更に選択的に
可動状態にし得る比較器不平衡化器４５を具えて
いる。この比較器不平衡化器４５の機能は、比較
器４０の出力が所望の同期化を達成することなく
その変化範囲の一方の限界点に到達したことを感
知し、かつこの様な事態の発生に応動して比較器
に対する入力間に発振器周波数を逆方向に調節す
ることになる向きの不平衡を生じさせ、比較器の
出力をその変化範囲の上記と逆方向の限界点に向
けて変化させるようにすることである。比較器不
平衡化器４５の入力は比較器の出力端子VOに結
合されていてこの不平衡化器４５を電荷蓄積キヤ
パシタ４１が保持する電圧に応答するようにして
いる。不平衡化器４５の出力は比較器４０に結合
されて、必要時に所望の入力不平衡化作用を行な
う。不平衡化器４５の制御入力はカラー・キラー
回路４３の出力端子CKに結合されて、この不平
衡化器４５をカラー・キラー回路４３の動作モー
ド（所望の発振器同期状態が得られたか得られな
いかの表示となる）に応答させるようにする。

比較器４０の出力がその変化範囲の一方の限界
に達して所望の発振器同期状態が得られなけれ
ば、この不平衡化器４５（端子CKにおけるキラ
ー回路出力の状態のために可動状態にある）は、
キヤパシタ４１が蓄積した電荷を、比較器４０の
出力電圧をいま到達した変化範囲の限界点から引
戻す方向に、変化させる形の不平衡（比較器４０
の両入力間の）を生じさせる状態にスイツチす
る。連続するフイールド周波数キーイング期間
に、この新しい方向への電荷の変更が持続的に行
なわれて比較器４０の出力を逆方向の変化範囲限
界点へ向けて変移させる。こうして、間違つた方
向にその限界点まで周波数調整が行なわれた上記
不所望モードから回復させる装置が形成される。
位相ロツク・ループの観点から、この回復装置
は、発振器の自走周波数をその変化範囲の違い方
の端部の周波数から発振器周波数と副搬送波周波
数間の差を少なくする方向に個別ステツプで掃引
するように具合よく動作する。この掃引能力によ
つて、誤つた方向へのスタートから回復し、続い
て発振器のプルイン範囲を副搬送波周波数をカバ
ーするように変移させるまで正しい方向への掃引
が続き、後続するフイールド期間のバースト比較
操作の間位相ロツク・ループ３１，３２によつて
ロツクできるようになる。続いて、カラー・キラ
ー回路４３の非キラー・モードに応じて不平衡化
器４５が不動状態にされる。その後この同期方式
は、前述のようにして更に調整を行なつて静的位
相誤差を解消する。

もしも周波数差が、上記方式の実際上拡大され
たプルイン能力をも超えるほど大きい場合には、
この回復装置はその発振器周波数を発振器の全周
波数変化範囲にわたり交互に逆方向に掃引し続
け、ロツク可能な状態を作るように動作する。

第２図には、第１図に示した方式におけるキー
ド電圧比較器４０および選択的に可動状態とされ
る比較器不平衡化器４５の機能を果す装置に具合
よく利用できる回路の構成が示されている。

第２図において、比較器４０は、１対のNPN
トランジスタ５１，５２と、その互に接続された
エミツタ電極に接続されたコレクタ電極をもつ
NPN電流源トランジスタ５３とを用いた差動増
幅器で構成されている。ダイオード５５は、アノ
ードをトランジスタ５３のベース電極にまたカソ
ードを接地されていて、電流源トランジスタ５３
のベース・エミツタ通路を分路している。この比
較器４０を周期的に可動状態とするための、この
トランジスタ５３のベース電極に対するフイール
ド周波数のキーイング・パルス（正方向の）供給
は、NPNエミツタ・ホロワ・トランジスタ５４
のベース・エミツタ通路を介して行なわれる。ト
ランジスタ５４のコレクタ電極は＋Vcc電源端子
に直接接続され、ベース電極はキーイング・パル
ス入力端子AKBに直結されている。

位相比較器の出力端子CVに生ずる制御電圧は、
NPNエミツタ・ホロワ・トランジスタ７１と１
対の直列接続降圧抵抗７２，７２Ａを有するレベ
ルシフト段と縦続接続されたNPNトランジスタ
７０より成るエミツタ・ホロワ段を介して、差動
増幅器トランジスタ５１のベース電極に供給され
る。トランジスタ７０は、そのコレクタ電極を＋
Vcc電源端子に直接接続し、ベース電極を直接端
子CVに接続し、またエミツタ電極をトランジス
タ７１のベース電極に直結している。トランジス
タ７１は、そのコレクタ電極を直接＋Vcc電源端
子に、エミツタ電極を抵抗７２と７２Ａの直列接
続体を介して増幅器トランジスタ５１のベース電
極に接続している。NPNトランジスタ７３は、
レベル・シフト段に対する電流源として働き、そ
のコレクタ電極をトランジスタ５１のベース電極
に直接接続し、エミツタ電極をエミツタ抵抗７４
を介して接地している。

同様に、位相比較器の出力端子CV′に生成され
る制御電圧は、直列接続された１対の降圧抵抗７
７，７７ＡとNPNエミツタ・ホロワ・トランジ
スタ７６とを具えたレベルシフト段と縦続接続さ
れたNPNトランジスタ７５を用いたエミツタ・
ホロワ段を介して、差動増幅器トランジスタ５２
のベース電極に結合されている。トランジスタ７
５は、そのコレクタ電極を直接＋Vcc電源端子に
接続され、ベース電極を直接端子CV′に接続さ
れ、またエミツタ電極を直接トランジスタ７６の
ベース電極に接続されている。トランジスタ７６
は、コレクタ電極を＋Vcc電源端子に直接接続さ
れ、エミツタ電極を抵抗７７と７７Ａの直列回路
を介して差動増幅器トランジスタ５２のベース電
極に接続されている。NPNトランジスタ７８は、
コレクタ電極をトランジスタ５２のベース電極に
直結し、エミツタ電極を抵抗７９を介して接地点
に戻して、レベルシフト段用の電流源として働
く。

ダイオード８１は、そのアノードが抵抗８０を
介して＋Vcc電源端子に、カソードが抵抗８２を
介して接地点に戻されている。これらの素子８
０，８１，８２は動作電位源の端子間に分圧器を
形成し、ダイオード８１のアノードから得られる
分圧出力を上記の電流源トランジスタ７３，７８
のベース電極にバイアス電圧として供給する。

差動増幅器トランジスタ５２のコレクタ電流
は、PNPトランジスタ６１，６３，６５を有す
る電流ミラー回路に対する入力電流として作用す
る。トランジスタ６１は、そのエミツタ電極を抵
抗６２を介し＋Vcc電源端子に戻し、コレクタ電
極を増幅器トランジスタ５２のコレクタ電極とト
ランジスタ６３のベース電極とに直接接続されて
いる。トランジスタ６３のコレクタ電極は接地さ
れ、エミツタ電極はトランジスタ６１のベース電
極に直接接続されると共に抵抗６４を介して＋
Vcc電源端子に接続されている。上記電流ミラー
回路の出力トランジスタとして働くトランジスタ
６５は、そのベース電極がトランジスタ６１のベ
ース電極に直接接続され、エミツタ電極は抵抗６
６を介して＋Vcc電源端子に戻され、コレクタ電
極はダイオード６７を介して増幅器トランジスタ
５１のコレクタ電極に接続されている。リンク・
ダイオード６７の極性は、アノードがトランジス
タ６５のコレクタ電極に接続される向きである。

電圧比較器４０の出力端子VOはトランジスタ
６５のコレクタ電極に直接接続されている。そし
てこの端子VOと接地点間にはこの電圧比較器の
出力蓄積キヤパシタ４１が結合されている。端子
CVとCV′の制御電圧間に或る差があつて（キー
イング期間中に）、かつそれがトランジスタ５２
のベース電極の電位がトランジスタ５１のベース
電極の電位よりも正であるとすると、トランジス
タ６５のコレクタ電流（増幅器トランジスタ５２
のコレクタ電流のミラー復製）は増幅器トランジ
スタ５１に流れるコレクタ電流を超える。この過
剰電流は、そのキーイング期間中キヤパシタ４１
の充電電流となり、端子VOの電位を（正方向
に）上昇させる。端子VOの電位は連続する次の
フイールド中この上昇レベルに維持される。

これは対照的に、端子CVとCV′における制御
電圧の間に或る差があつて（キーイング期間に）、
それがトランジスタ５１のベース電極の電位がト
ランジスタ５２のベース電極の電位よりも正であ
るような形の場合には、ミラー回路の出力トラン
ジスタ６５から供給される電流は増幅器トランジ
スタ５１の要求する電流を満足させるには足りな
い。この不足分は、そのキーイング期間にキヤパ
シタ４１から放電電流を引出すことによつて補な
われ、それにより端子VOにおける電位が低下す
る。端子VOの電位は後続するフイールドを通じ
てこの低下したレベルに保たれる。

第２図の比較器不平衡化器４５は、互に接続し
たエミツタ電極を共通の電流源に接続した、対を
なす２個のNPNトランジスタ９０と９１を持つ
ている。NPNトランジスタ９２は、この電流源
として働くもので、そのコレクタ電極をトランジ
スタ９０と９１の共通接続されたエミツタ電極に
直接接続し、エミツタ電極を抵抗９３を介して接
地点に戻し、ベース電極を抵抗９４を介してバイ
アス電位源の正端子（＋1.2V）に接続している。

電流源トランジスタ９２を可動状態とするか不
動状態とするかはNPNトランジスタ９５の制御
によつて行なわれる。制御用のトランジスタ９５
は、そのコレクタ電極を電流源トランジスタ９２
のベース電極に直接接続し、エミツタ電極を接地
し、またそのベース電極を端子CK（第１図の方式
のカラー・キラー回路４３の端子）に直接接続し
ている。このカラー・キラー回路４３が非カラ
ー・キラー・モードにある（発振器が同期してい
ることを示す）ときは、端子CKの電位は、トラ
ンジスタ９２を遮断するに足る程度に制御トラン
ジスタ９５を導通状態とする大きさに正方向にス
イングする。トランジスタ９２がこの様な遮断状
態になると比較器不平衡化器４５は不動状態にさ
れる。カラー・キラー回路４３がそのカラー・キ
ラー・モードにあれば、端子CKの電位は充分低
下して制御トランジスタ９５の導通を阻止する。
そうすると、電流源トランジスタ９２は可動状態
となる。

トランジスタ９０のコレクタ電極はトランジス
タ９１のベース電極に直結され、また比較器４０
の直列電圧降下抵抗７７，７７Ａの相互接続点に
も直接接続されている。トランジスタ９１のコレ
クタ電極は、トランジスタ９０のベース電極に直
結され、また、比較器４０の互に直列接続された
降圧抵抗７２，７２Ａの相互接続点にも接続され
ている。トランジスタ９０と９１の間の相互接続
関係は両者がラツチング回路を形成するように働
く形になつている。

第２図の比較器不平衡化器４５は、更に、蓄積
キヤパシタ４１の端子間電圧がその変化範囲の一
方の限界値に達すると、比較器の出力端子VOを
トランジスタ９０のベース電極に選択的に接続す
るように働くスイツチ部を持つている。このスイ
ツチ部はNPNスイツチング・トランジスタ９６
とPNPスイツチング・トランジスタ９７を有し、
両トランジスタは、エミツタ電極を端子VOに直
接に、またコレクタ電極をトランジスタ９０のベ
ース電極に直接に接続している。NPNスイツチ
ング・トランジスタ９６のベース電極は第１のス
イツチ基準電位源の正端子（＋3.6V）に直接接
続され、一方PNPスイツチング・トランジスタ
９７のベース電極は第２のスイツチ基準電位源の
正端子（＋8.9V）に直結されている。

第２図の不平衡化器４５の回路がどの様に動作
して既述した形式の不所望モードから回復させる
かを説明するために、先ず、比較器４０は端子
VOにおける電圧をその変化範囲の正の限界値に
向つて故意に駆動するようにされていて、そのた
め発振器周波数と副搬送波間の差が増加した望ま
しくない状態になり、位相ロツク・ループにより
ロツク作用が得られなくなつていると仮定する。
端子VOの電圧が或るレベル（たとえば、約9.5ボ
ルト）に達し、そのレベルが第２のスイツチ基準
電位に対しスイツチング・トランジスタ９７を導
通させるに足る位に正であれば、トランジスタ９
０のベース電極の電位はトランジスタ９１のベー
ス電極電位よりも高くなり、ラツチング回路９
０，９１，９２は動作モードにスイツチされて、
トランジスタ９１は遮断状態にされ、またトラン
ジスタ９２から供給される電流は導通しているト
ランジスタ９０だけを通して流れる。

その結果、抵抗７７上の電圧降下の増大によ
り、比較器トランジスタ５２のベース電極の電位
は比較器トランジスタ５１のベース電極の電位に
比べて低下する。この電圧の低下は、比較器４０
を可動状態とするキーイング期間中、比較器トラ
ンジスタ５１のコレクタ電流をトランジスタ６５
のコレクタ電流（これは比較器トランジスタ５２
のコレクタ電流のミラー復製である）以上にする
向きに比較器の両入力間に不平衡を生成するに足
る大きさである。この様な向きの不平衡状態があ
ると、放電方向に電荷の変更が生じ端子VOの電
圧が低下する。

後続する複数フイールド周波数キーイング期間
中に端子VOの電圧は規定量ずつ（増分的に）低
下する。上記の動作モードは、スイツチング・ト
ランジスタ９７が遮断状態になつても続く。それ
はトランジスタ９０と９１間の相互接続によつ
て、回路９０，９１，９２が動作存在モードにラ
ツチされるようになつているからである。こうし
て得られる端子VO電圧の掃引でこの電圧が位相
ロツク・ループ３１，３２のプルイン範囲が副搬
送波周波数をカバーするようにするレベルに低下
すると、最終的にロツクされる。その結果カラ
ー・キラー回路４３が非カラー・キラー・モード
へシフトされることによつて端子CKの電位が上
昇し、トランジスタ９５を導通させラツチング回
路９０，９１，９２を不動状態とする。

比較器４０を、端子VOの電圧をその変化範囲
の負方向の限界値へ向けて擬似的に変化させるよ
うに故意に動作させても、上記と同様な回復作用
が得られる。その様な場合には、端子VOの電圧
が第１のスイツチ基準電位に対し充分負の或るレ
ベル（たとえば約30ボルト）に達してスイツチン
グ・トランジスタ９６を導通させると、トランジ
スタ９０のベース電極の電位はトランジスタ９１
のベース電極の電位に対して低くされ、ラツチン
グ回路は動作モードにスイツチされてトランジス
タ９０は遮断状態となりまたトランジスタ９２か
ら供給される電流は導通状態のトランジスタ９１
のみを介して流れる。この状態では、比較器の両
入力に発生させられる不平衡は、可動状態のキー
イング期間中、トランジスタ６５のコレクタ電流
が比較器トランジスタ５１のコレクタ電流を超え
ることになるような向きのものである。すると充
電方向に電荷の変更が生ずる。後続する複数のフ
イールド周波数キーイング期間中、端子VOの電
圧は増分的に増大し、回復のための掃引は正方向
に行なわれる。

第２図に例示した回路構成（たとえば、抵抗７
２と７７は1500オーム、抵抗７２Ａと７７Ａは
8500オーム、抵抗９４は10000オーム、抵抗９３
は5000オーム、キヤパシタ４１は１マイクロフア
ラド、トランジスタ７３と７８は動作時各0.415
ミリアンペアの電流源として働き、トランジスタ
５３は動作時0.25ミリアンペアの電流源として働
くものとする）では、端子VOの電圧を一方の限
界値から他方の限界値まで完全に掃引させるのに
約60フイールド周波数キーイング期間を必要とす
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例回復装置を組込
んだ発振器同期方式を採用したカラー・テレビジ
ヨン受像機の要部を一部はブロツクでまた一部は
具体的に示す構成図、第２図は、第１図における
発振器同期方式の選択機能を具合よく行なうため
に使用し得る回路の一例を示す図である。 ４０…キード電圧比較器、CV，CV′…入力端
子、VO…出力端子、９０，９１，９２…ラツチ
ング回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電気的装置の所望の動作状態を設定するのに
   利用される所定振幅範囲内の制御電圧出力を発生
   するキード電圧比較器を具え、この電圧比較器の
   両入力端子の電圧相互間の一方の向きの不平衡が
   上記制御電圧出力を上記所定振幅範囲の第１の端
   に向けて偏移させ、また上記両入力端子の電圧相
   互間の上記と逆の向きの不平衡が上記制御電圧出
   力を上記所定振幅範囲の第２の端に向けて偏移さ
   せるような制御ループであつて、上記制御電圧出
   力が上記所望の動作状態を設定することなく上記
   所定振幅範囲の両端の一方に偏移させられるよう
   な不所望モードになる可能性のある制御ループに
   おける、上記不所望モードからの回復装置であつ
   て； 上記制御電圧出力が上記所望の動作状態を設定
   することなく上記範囲の第１の端に到達したこと
   を検知して第１モードのラツチ動作を行ないまた
   上記制御電圧出力が上記所望の動作状態を設定す
   ることなく上記範囲の第２の端に到達したことを
   検知して第２モードのラツチ動作を行なうラツチ
   ング回路と、 このラツチング回路が上記第２モードの動作を
   するとき上記電圧比較器の両入力端子間に上記一
   方の向きの不平衡が設定され一方上記ラツチング
   回路が上記の第１モードの動作をするとき上記両
   入力端子間に上記と逆向きの不平衡が設定される
   ように、上記ラツチング回路を上記電圧比較器に
   結合する手段と、を具え、 上記ラツチング回路は上記所望の動作状態が設
   定されると不動作状態にされるように構成された
   制御ループ用の回復装置。