JPS6253113B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、カラーテレビジヨン受像機の色復調
器に与える色副搬送波信号をカラーテレビジヨン
信号中のカラーバースト信号に同期させるための
色同期回路に関する。

上記色同期回路は、一般に色副搬送波発生用の
電圧制御発振器（VCO）の出力とカラーバース
トを位相比較（位相検波）器で位相比較し、その
出力によつて上記VCOの発振周波数及び位相を
制御する所謂PLL型に構成されている。

ところで、斯るPLL型同期回路に於いて、特に
ノイズ等の影響を避ける目的で、位相比較器の感
度を大きく設定したり、その比較出力の平滑用の
ローパスフイルタの減衰度を大きく設定して、ロ
ーパス後の出力電圧が充分小さくなるようにして
おくと、電源投入直後やチヤンネル切換直後に前
記VCOが引込み点に達し色同期回路に同期がか
かるまでの同期引込み時間が長くなり、従つて、
この過渡状態での色ずれが問題になる。そして、
これは後述の如く周波数可変範囲が広いVCOを
使用する場合だけでなく、水晶振動子による周波
数可変範囲が比較的狭いVCOを使用した回路で
も、ノイズによる誤動作をより確実に防止するた
め上記のノイズ対策を施した場合には同様に問題
になる。

そこで、本発明は、ノイズによる誤動作を確実
に防止でき、しかも、同期引込み時間も充分に短
縮できる色同期回路を提供することを目的とす
る。

すなわち、本発明では、色同期回路が非同期の
状態のときは色同期回路内の色副搬送波発生用の
VCOの発振周波数及び位相を強制的にスイーブ
せしめて同期状態に引込み、一旦、同期状態にな
ると以後は上記VCOをPLL制御することによつ
て前述の目的を達成するようにした。

以下図面に示した実施例に従つて詳述する。

まず、第１図は本発明の色同期回路を関係回路
と共に示しており、１はバンドパス回路を経て与
えられる複合色信号（搬送色信号及びカラーバー
スト）を増幅するカラー増幅器であつて、通常手
動によるゲイン調整手段やACC（Automatic
Color Control）電圧によつて自動利得可変する
機能などが備わつている。５は3.579545MHzの色
副搬送波を発生するべき電圧制御型発振器であつ
て、その出力は手動による色相調整を可能にする
ためのテイントコントロール回路６と移相器７を
経てＲ−Ｙ復調器２とＢ−Ｙ復調器４にそれぞれ
一定の位相差（一般には90゜）で与えられると共
に、位相比較器９に与えられる。位相比較器９は
前記カラー増幅器１の出力に現われる複合色信号
からバーストゲート８で抽出されたカラーバース
トと前記色副搬送波とを位相比較し、その出力を
ローパスフイルタ１０を経て電圧制御型発振器５
に制御電圧として与える。１１は前記位相比較器
９の出力による色同期の確実性を期すために設け
たスイーパ回路であつて、後述するように階段状
のスイープ電圧波形を出力するようになつてい
る。１２は前記スイーパ回路１１の出力を階段状
になすため一定周波数（例えばカラーバーストの
繰り返し周波数、水平周波数をｆ_Hとしたとき
ｆ_Ｈ／１６）のパルス回路を与える手段である。１４は
Ｂ −Ｙ復調器４の出力とＲ−Ｙ復調器２又はＧ−Ｙ
復調器３のカラーバースト期間出力を受けて白黒
放送受信時やカラー放送の非正常受信時にカラー
増幅器１の機能をストツプさせるために設けたカ
ラーキラー回路であるが、このカラーキラー回路
１４の出力は同時にスイーパ回路１１に供給され
て、カラー放送の正常受信時（例えば色同期がと
れているとき）にはスイーパ回路１１を停止さ
せ、そうでないときには動作させる。１３はパル
スP₂によりカラーバースト期間又はカラーバース
トを含む水平帰線期間にカラー増幅器１へのキラ
ー出力を無効にしてカラー増幅器１をストツプさ
せるべき状態のときにも、少くともカラーバース
ト期間はストツプさせないようにするためのキラ
ー無効手段である。

前記電圧制御型発振器５は第２図に示すように
構成されているが、ここで注意すべきことは振動
子として従来の水晶振動子に代えてLiTaO₃を基
材として振動子１５（以下「LiTa振動子」とい
う）を用いている点である。第３図に、この
LiTa振動子の等価回路を示し、第４図にその入
出力特性（横軸は周波数、縦軸は位相と出力）を
示してあるが、従来の水晶振動子に比較するとＱ
値が低く3dB減衰点までの周波数ずれ△f₁、△f₂
が１〜2.6KHz程度もある。

第２図において、今発振ループの点ａとｂを開
放し、ｂ点から信号eiを入力したものとして動作
を考える。まず、LiTa振動子１５は共振周波数
でインピーダンスが０になるので差動対を構成す
る一方のトランジスタT₂₅のベースには Ｒ_Ｂ／Ｒ_Ｂ＋Ｒ_３３ei が入力される。差動対の他方のトランジスタT₂₄
のベースにはeiがそのまま入力されるので、差動
対トランジスタT₂₄，T₂₅は入力の前記差電圧 （１−Ｒ_Ｂ／Ｒ_Ｂ＋Ｒ_３３）ei を増幅する。ここでT₂₄とT₂₅のコレクタ出力
を、それぞれe₂₄、e₂₅とすると、e₂₄、e₂₅は位相が
180゜異なる。e₂₄とe₂₅は、それぞれエミツタフオ
ロワ・トランジスタT₃，T₄に入力されるが、抵
抗R₁₂，R₁₃，R₁₈についてR₁₂＋R₁₃＝R₁₈の関係を
充足するように選んであるので、ｄ点での残留信
号はなく、トランジスタT₁₇へは信号は入力され
ない。e₂₄はエミツタフオロワ・トランジスタT₃
を経てｅ点からＲ_A，Ｃ_Aで構成される移相回路１
６に入る。Ｒ_A，Ｃ_Aの両端に加わる信号電圧をそ
れぞれｅ_R、ｅ_CとするとＲ_AとＣ_Aのインピーダン
スが等しい場合ｅ_Rとｅ_Cは90゜の位相差をもつ。
このｅ_R、ｅ_Cがそれぞれ差動対T₁₄，T₁₅，T₁₆，
T₁₇に加わる。差動対T₁₄，T₁₅，T₁₆，T₁₇により
180゜反転されたme_R、ne_C（ｍ、ｎは定数）がｆ
点で加算されｋ（ｅ_R＋ｅ_C）（ｋは定数）となつ
てエミツタフオロワトランジスタT₂₁，T₂₃を経
てａ点に出力される。点ａとｂを短絡すると前記
出力はｂ点でeiに加算され同様の動作を行ない発
振する。第５図にこの場合のベクトル図を示す。

次に、第６図は位相比較器９とバーストゲート
８を示しており、これらの回路はダブルバランス
型差動回路で一体に形成されていて、下段の差動
対T₁₃₀，T₁₃₁の一方T₁₃₁のベースはVo₁により固
定バイアスされているが、他方T₁₃₀のベースには
カラー増幅器１から複合色信号が与えられる。定
電流源用トランジスタT₁₃₂は、そのベースにバー
ストゲートパルスが与えられバーストゲートパル
ス期間のみ導通するので、前記複合色信号中から
カラーバーストのみが抽出されて下段差動対
T₁₃₀，T₁₃₁のコレクタに生じ、上段差動対T₁₂₆，
T₁₂₇，T₁₂₈，T₁₂₉のエミツタに供給される。上段
差動対T₁₂₆，T₁₂₇，T₁₂₈，T₁₂₉のうち、T₁₂₇，
T₁₂₈のベースには固定バイアスVo₂が与えられ、
T₁₂₆，T₁₂₉のベースには前記電圧制御型発振器５
からの色副搬送波（CW）が与えられ、カラーバ
ーストと色副搬送波との位相比較（乗算による）
が行なわれる。その結果、第１出力がT₁₂₆とT₁₂₈
のコレクタ共通接続されたｇ点に、第２出力が
T₁₂₇，T₁₂₉の共通接続されたｈ点に現われる。第
１、第２出力は互いに逆位相であり、第１出力は
トランジスタT₁₂₀，T₁₂₁，T₁₂₂と抵抗R₁₄₆，
R₁₄₇，R₁₄₈で形成されたカレントミラー回路１７
を通してトランジスタT₁₃₃，T₁₃₄，T₁₃₅、抵抗
R₁₅₃，R₁₅₄，R₁₅₅で構成されるカレントミラー回
路１８からトランジスタT₁₃₅のコレクタ出力とし
てｉ点に現われる。一方、第２出力はトランジス
タT₁₂₃，T₁₂₄，T₁₂₅、抵抗R₁₄₉，₁₅₀，R₁₅₁で構成
されたカレントミラー回路１９を通してトランジ
スタT₁₂₄の出力としてｉ点に出力される。

第７図はカラーバーストと色副搬送波（CW）
によるトランジスタのスイツチング動作と該スイ
ツチング動作に基づく出力波形を示しており、特
にカラーバースト〔第７図イ〕に対し、色副搬送
波（CW）〔第７図ロ〕が−１／２ｆ_Hずれた場合を例 にとつて、それらのビート周波数の信号、即ち位
相比較出力が第７図ハの如く現われることを示し
ている。この出力信号はｉ点〔第６図〕から２重
時定数回路〔第６図のＲ_CとＣ_Dで高い周波数のフ
イルタ、Ｒ_CとＣ_Cで低い周波数のフイルタを形成
している〕として形成されたローパスフイルタ１
０を経て上記電圧制御型発振器５に制御電圧とし
て供給される。第８図において、横軸は時間、縦
軸は前記制御電圧をとつているが、Ａは前記位相
比較器９の出力を単に示し、PLLループにかけな
い場合、即ち自動色同期をかけない場合である。
今自動色同期をかけた場合について考えると、t₀
〜t₆の期間は制御電圧が正であるので電圧制御型
発振器５の発振周波数は高くなり、ビート周波数
が低下し、一方t₆〜t₁₂の期間は制御電圧が負であ
るから、ビート周波数は増し、第８図のＢのよう
になる。3.579545MHzで安定に発振する電位Ｅを
制御電圧曲線ＢはZ₁，Z₂の二点で横切るが、上記
曲線の勾配が正になるZ₁点は非安定点で勾配が負
になるZ₂点が安定であるので、制御電圧がZ₂点に
達したときに電圧制御型発振器５は前記発振周波
数3.579545MHzにロツクされる。

ところで、先にも述べたように電圧制御型発振
器５の振動子としてLiTa振動子１５を用いてい
るが、斯るLiTa振動子を用いた場合には振動子
の価格が水晶振動子を用いた場合に比し、格段に
安くつくという長所を享受できるばかりでなく、
次のようなメリツトもある。即ち、放送局側での
カラーバーストの周波数が正規の3.579545MHzか
らずれている場合には、そのカラーバーストに電
圧制御型発振器５で生成される色副搬送波を一致
させなければならないが、このようなときにＱの
低いLiTa振動子を用いた電圧制御型発振器では
好適に対処できる。もし、Ｑが高ければ、ずれた
カラーバーストのところではゲインは著しく低下
してしまうがＱが低ければ、ゲインの低下は僅少
で済むからである。LiTa振動子を用いた電圧制
御型発振器の制御電圧による周波数可変範囲は
LiTa振動子１５のＱが小さいために約±7KHzと
広く、水晶振動子を用いた従来の電圧制御型発振
器の周波数可変範囲が約±700Hzであるのに比較
して約10倍である。カラーバーストの周波数スペ
クトラムを模式化して示すと3.579545MHzを中心
にｆ_H間隔で現われ第９図のようになる。このう
ち、3.579545MHzの周波数のみが必要であり、
3.579545MHzから隣りの周波数成分までは±
15.75KHz（±1H）間隔があるのでLiTa振動子を
用いた電圧制御型発振器でも隣りの周波数成分に
よつて色同期回路が誤動作することはない。しか
し、LiTa振動子を用いた電圧制御型発振器の周
波数可変範囲は水晶振動子を用いたものに比べて
前述したように約10倍であるので、LiTa振動子
を用いた電圧制御型発振器を使用したPLLループ
の引込み範囲も約10倍となる。周波数引込み範囲
が広いと弱電界時の耐ノイズ特性が劣化する（弱
電界時には一般にノイズが激しくなるが、このノ
イズによつても動作してしまう）という問題があ
る。そこで、本発明では電圧制御型発振器の発振
周波数可変範囲が位相比較器の出力に生じるビー
ト信号の振幅に比例することに着目し、ビート信
号を第６図に示す２重時定数回路として形成され
たローパスフイルタ１０に通すことによつて十分
減衰（例えば1/10）して周波数引込み範囲狭く
し、弱電界時の耐ノイズ特性を水晶振動子を用い
た場合と同等に改善するようにした。ちなみに、
ローパスフイイルタ１０の抵抗Ｒ_Cは390Ω、コン
デンサＣ_Cは4.7μＦ、Ｃ_Dは10000PF、R₁₅₂は500
Ωである。尚、このようにビート信号振幅を小さ
くしたために第１０図に示すようにビート信号に
よつてPLLループが3.579545MHzの安定電位Ｅに
達せず、従つて3.579545MHzにロツクしなくなる
という問題が惹起することになるが、斯る問題を
解決するために本発明ではスイーパ回路１１を設
けて前記ビート信号とスイープ電圧とを重畳させ
ビート信号が3.579545MHzの安定電位に達するよ
うになし、PLLループをロツクさせる。その際ス
イープ電圧波形としては単なる鋸歯状波形でなく
後述するように段階波形とする。これは基準信号
として連続波を入力してPLLのロツクをとるもの
であれば鋸歯状波形でも問題ないが、カラーバー
ストのの如き間歇信号を基準信号として自動色同
期をとるものにおいては、スイーパ電圧波形を重
畳しても自動色同期のロツクがかからないという
不都合を解決するためである。例えば第１２図ロ
に示すような間歇信号を基準信号としたPLLでは
第１１図の如く単なる鋸歯状波電圧を重畳すべき
スイープ電圧として用いた場合には、第１２図の
X₁点で安定電位Ｅにロツクしようとするが、基
準信号としての情報が間歇的であるためPLLルー
プの位相検出出力が十分でなくロツクは行なわれ
ず、次の鋸歯状波の立下りの点X₂でも同じよう
にロツクはできないのである。尚、鋸歯状波の立
上りにおいては急峻のためロツクがかからないこ
とはいうまでもない。また間歇信号でなく連続信
号を基準信号として使うPLLでは検出出力、従つ
て制御出力は十分であるが、その場合にも単なる
鋸歯状波電圧の重畳ではロツクがかかりにくいと
いう欠点はついてまわる。それは、第１３図に示
すように制御電圧ＢがZ₃点で安定電位Ｅに達して
も、スイープ電圧Ｓは下降しているのでロツクさ
れない可能性が高くなるからである。

これに対し、本発明では第１４図のような階段
状（実施例では立下りのみ使用するので立下りに
ついてのみ階段状とすれば足りる）のスイープ電
圧波形としているので第１５図の如くＴ期間ずつ
スイープ電圧Ｓは低下しないでいるので第１５図
の如く安定電位Ｅに近いＴ期間で位相比較器９の
比較出力（カラーバーストと色副搬送波のビート
信号）は安定電位Ｅを何回も横切り、Z₄，Z₅，Z₆
点でロツクされる機会を受ける。しかも、実際に
は前記Ｔ期間は長く選ぶ（水平周期の８倍程度）
ので、間歇信号たるカラーバーストは複数ライン
（8H）のものがＴ期間に利用され、ローパスフイ
ルタ１０の時定数にも拘らず制御信号としては十
分なものが得られることになり、安定電位Ｅへの
ロツクは確実となる。

次にスイーパ回路１１について、第１６図の実
施例を参照して説明する。

第１６図において、ローパスフイルタ１０のコ
ンデンサＣ_Cが充電されていない場合、ｋ点の電
位をE₁とすると、ｌ点の電位はE₁−Vf（ただし
Vfはトランジスタ導通時のベース・エミツタ間
電圧を表わす）となる。コンデンサＣ_Cが充電し
ていないのでｍ点の電位は０で、トランジスタ
T₂₇，T₂₉がカツトオフ状態である。この場合ｎ
点の電位を求めると、ｋ点→R₂₄→R₂₇→R₃₄→T₂₈
→R₃₅→アースの経路で電流が流れ、この電流は
D₅，D₆，D₇，T₂₈，R₃₅によつて決まり、ｉ＝２Ｖｆ／Ｒ
_３５ で与えられるから、ｎ点の電位E₂は E₂＝E₁−ｉ（R₂₄＋R₂₇） ＝E₁−２Ｖｆ／Ｒ_３５（R₂₄＋R₂₇） となる。そこで、予めE₂＜E₁−Vfとなるように
設計するものとする。而してE₂＜E₁−Vfである
から差動対T₃₄，T₃₅はT₃₄がオフ、T₃₅がオンと
なる。T₃₅がオンの場合、抵抗R₄₁に電流が流れ電
圧降下を生じてトランジスタT₃₁，T₃₂，T₄₀がオ
ンとなる。トランジスタT₄₀がオンになると、該
トランジスタT₄₀に電流が流れトランジスタT₄₇
へベース電流を供給してトランジスタT₄₇をオン
状態にするので、このトランジスタT₄₇のコレク
タ電位はコレクタ・エミツタ間の抵抗を無視する
と0VとなるのでトランジスタT₃₀にはベース電流
が流れず、トランジスタT₃₀はカツトオフとな
る。前述の通りトランジスタT₃₁はオン状態であ
るのでｍ点を通してコンデンサＣ_Cに充電電流が
流れる。このときトランジスタT₃₀は上述の通り
カツトオフ状態であるので、前記電流はトランジ
スタT₃₀には流れない。而してコンデンサＣ_Cが
充電されるにつれてｍ点の電位は上昇し、それに
従つてｎ点の電位も上昇する。前記トランジスタ
T₃₁，T₄₀と共にトランジスタT₃₂もオン状態であ
るから、抵抗R₄₆の両端に生じる電位差が大きく
なり、ｌ点の電位も上昇するが、E₁を越える
と、トランジスタT₃₇はオフになり、代つてトラ
ンジスタT₃₉がオンとなるのでｌ点の電位はE₁＋
Vfの値にクランプされる。このｌ点電位に対し
てｎ点電位が高くなると差動対T₃₄，T₃₅はT₃₄が
オン、T₃₅がオフとなる。T₃₅がオフになるとト
ランジスタT₃₁，T₃₂，T₄₀はオフに転ずる。そし
てトランジスタT₃₁がオフになることによりコン
デンサＣ_Cに充電電流が流れなくなるので、コン
デンサＣ_Cは充電されず、放電に移る。トランジ
スタT₄₀がオフになることによりトランジスタ
T₄₇にベース電流が供給されなくなり、トランジ
スタT₄₇もオフとなる。このため、トランジスタ
T₃₀のベースにバイアスが加わり、コンデンサＣ
_Cの電荷はｍ点→T₃₀のコレクタ→T₃₀のエミツタ
→R₃₆の径路で放電する。トランジスタT₃₂がオフ
になることにより、ｌ点の電位はE₁−Vfまで低
下する。差動対T₃₄がオンになるとトランジスタ
T₃₃がオンとなり、電源（＋Ｖ_CC）から抵抗R₄₃，
R₄₄、トランジスタT₃₃を通してアースに電流が流
れる。これは、コンデンサＣ_Cの充電時に（＋Ｖ_C
Ｃ）→R₃₇→T₃₁→ｍ点→コンデンサＣ_Cのルートで
流れた電流と同量の電流を流し電源（＋Ｖ_CC）に
リツプルが乗らないようにするためである。コン
デンサＣ_Cが放電し、ｎ点の電位がｌ点の電位よ
りも下がると上述した充電及び放電を繰り返す。

上述のように第１６図の実施例ではｌ点の電位
はE₁を中心に±Vf変化し、それに応じてｎ点電
位も変化していることになるので、ｌ点の電位が
E₁±Vf変化するとすれば、ｑ点の電位E₃は E₃＝（E₁±Vf−E₁）×Ｒ_２４＋Ｒ_２７＋Ｒ_３４／Ｒ_２４
＋Ｒ_２７ ＝±Ｒ_２４＋Ｒ_２７＋Ｒ_３４／Ｒ_２４＋Ｒ_２７Vf だけ変化する。スイープ電圧波形の最大振幅をｅ
〔第１４図参照〕とすると、 ｅ＝Ｒ_２４＋Ｒ_２７＋Ｒ_３４／Ｒ_２４＋Ｒ_２７（
2Vf） となる。以上の説明の限りではスイープ電圧は第
１１図のような単なる鋸歯状波であるが、トラン
ジスタQ₃₆のベースに前記スイープ波形の立下り
の期間にパルス供給手段１２〔第１図〕から周波
数がｆ_H／16のパルスが与えられることによりこ
のトランジスタQ₃₆がオン・オフし、それに応じ
てトランジスタT₃₀がオフ・オンしてｍ点の電位
及びｑ点の電位は立下り期間中階段波形となるの
である。即ち、パルス供給手段１２からのパルス
のローレベルではトランジスタQ₃₆はオフである
から、トランジスタT₃₀はオン状態〔電源（＋Ｖ
_CC）→R₄₉→R₃₉→T₃₀のベースの径路で与えられ
ているベースバイアスが無効にされないのでオン
状態〕となり、コンデンサＣ_Cの電荷をトランジ
スタT₃₀のコレクタ・エミツタ及び抵抗R₃₆を通し
て放電せしめるのでｍ，ｑ点の電位は降下する。
前記パルスのハイレベルではトランジスタQ₃₆が
オンになつて、トランジスタT₃₀のベースバイア
スを無効にして0Vにするので、トランジスタT₃₀
によるコンデンサＣ_Cの放電動作は停止し、ｍ，
ｑ点の電位の降下は止まる。

尚、第１６図の実施例でスイープ電圧波形の上
限と下限を上述した通りトランジスタの導通時の
ベース・エミツタ間電圧Vfに依存するようにし
ているため温度上昇時における電圧制御型発振器
５のＱ値の低下を補償するというメリツトを享受
できる。例えば第２図において、抵抗R₃₃は外付
けのLiTa振動子と直列に挿入されているが、こ
の抵抗R₃₃の温度依存性（温度が１℃上がると抵
抗値が0.2％大きくなる）により電圧制御型発振
器の共振回路のＱは温度が上昇するに従つて低く
なつて電圧制御型発振器の周波数可変範囲△ｆを
カラーバーストの繰り返し周波数（従つて水平周
波数）ｆ_Hに対し、△ｆ＜ｆ_Hになすという当初の
条件を充足しなくなり、PLLとしては3.579545M
Hzは隣接するスペクトラム〔第９図参照〕で誤動
作を起し易くなると共に弱電界時の対ノイズ特性
が悪くなるのを余儀なくされる。

しかるにスイープ電圧がVfに依存し、このVf
は温度上昇によつて低くなることからスイープ電
圧としては温度が上がると小さくなり、従つて電
圧制御型発振器への制御電圧は前記共振回路のＱ
の低下を補償するように働くことになり、上述の
問題は生じない。

また第１６図の実施例でトランジスタT₃₁導通
によるコンデンサＣ_Cの充電時にはトランジスタ
T₃₀をカツトオフにして放電インピーダンス素子
を解除し、一方トランジスタT₃₀導通による放電
時にはトランジスタT₃₁をカツトオフにして充電
インピーダンス素子を解除しているのでスイープ
電圧波形形成について必要以上の電流を消費しな
いという効果がある。また、このような構成によ
りスイープ電圧波形の立下り時の波形バラツキが
少なくなる（充電インピーダンス素子が解除され
ているから）と共に色同期の引込みに寄与しない
期間ｔ〔第１４図参照〕の短縮がはかれるという
効果がある。第１６図において、トランジスタ
T₃₀，T₃₆のベースは更にトランジスタT₄₂，T₄₃
のコレクタにも接続されているが、このトランジ
スタT₄₂，T₄₃はカラーキラー回路１４の出力に
よつてオン・オフ制御されるので、結局カラーキ
ラー回路１４の出力によつてスイーパ回路１１の
動作・不動作は制御されることになる。

カラーキラー回路１４は第１図に示すようにＲ
−Ｙ復調器２とＢ−Ｙ復調器４のカラーバースト
期間出力によつてカラーキラー信号を生成する
が、Ｒ−Ｙ復調器２の出力の代りにＧ−Ｙ復調器
３の出力を利用してもよい。カラーバースト期間
におけるＲ−Ｙ復調器２の出力とＧ−Ｙ復調器３
の出力は略同一とみなしうるからである。即ち、
カラーバーストのＲ−Ｙ復調器２の復調出力は０
であり、一方Ｇ−Ｙ復調器３の復調出力はＢ−Ｙ
復調器とＲ−Ｙ復調器の出力をマトリツクスして
得られるものであるが、もともとＧ−Ｙ復調器の
出力はＲ−Ｙ復調器及びＢ−Ｙ復調器の復調出力
に対し3/10程度に設定してあるためＢ−Ｙ復調器
からＧ−Ｙ復調器に入力されるカラーバースト復
調出力（Ｒ−Ｙ復調器からのカラーバースト出力
は上述の通り０）が3/10に減少されるためＧ−Ｙ
復調器のカラーバースト復調出力は略０とみなす
ことができるのである。

第１７図に示すカラーキラー回路において、Ｒ
−Ｙ復調器の出力は線路２０から抵抗R₁₀₁、コン
デンサC₂よりなるローパスフイルタ２１を通し
てエミツタフオロワ用トランジスタT₇₆のベース
に与えられ、このトランジスタT₇₆のエミツタ側
の抵抗R₉₅を通して比較器２２用差動対を形成す
るトランジスタT₇₇のベースに供給される。一方
Ｂ−Ｙ復調器の出力は線路２３から抵抗R₁₀₈、コ
ンデンサC₁₀よりなるローパスフイルタ２４を経
てエミツタフオロワ用トランジスタT₇₉のベース
に与えられ、このトランジスタT₇₉のエミツタか
ら前記比較器２２の他方のトランジスタT₇₈のベ
ースに直接与えられる。ここで線路２０，２３に
与えられる復調器からの直流バイアスは同一であ
り、且つ抵抗R₁₀₁とR₁₀₈、コンデンサC₂とC₁₀が
それぞれ同一の値に選定されている等Ｒ−Ｙ系路
とＢ−Ｙ系路は同一条件になつているが、比較器
２２に対してはＲ−Ｙ復調器出力側が抵抗R₉₅を
介して与えられるためＢ−Ｙ復調器出力側より
も、この抵抗R₉₅による電圧降下分だけ低い値で
加わることになる。この電圧降下は約0.3Vであ
る。前記比較器２２の出力はトランジスタT₇₃，
T₇₄，T₇₅及び抵抗R₉₂，R₉₃，R₉₄で形成されたカ
レントミラー回路２５を介して積分回路２６に与
えられ、該積分回路２６で平滑される。斯る平滑
出力はエミツタフオロワ用トランジスタT₇₂を介
して差動対T₇₀，T₇₁〔供給バイアスとしてはT₇₀
のベースには固定電位V₁が直接印加され、T₇₁の
ベースにはダイオードD₁₀、抵抗R₈₇、トランジス
タT₇₂のベース・エミツタを介して与えられてい
る〕に与えられ、エミツタ接地トランジスタT₆₉
のコレクタから第１図に示すカラー増幅器１に供
給され、一方エミツタ接地トランジスタT₆₈のコ
レクタからスイーパ回路１１の前記トランジスタ
T₄₂，T₄₃のベースに供給される。前記比較器２
２は定電流源用トランジスタT₈₃のベースに印加
されるバーストゲートパルスP₁の期間のみ作動
し、それ以外は不動作となつているので、線路２
０，２３から与えられるＲ−Ｙ復調器出力及びＢ
−Ｙ復調器出力のうちカラーバースト期間以外の
出力はカラーキラー動作に何ら影響を与えない。

第１７図において、カラーバーストのない場合
（例えば白黒放送受信時）を考えると、比較器２
２の差動対トランジスタT₇₇，T₇₈のベース電位
は予めT₇₈のベース電位の方が高く選ばれている
のでT₇₇がオフ、T₇₈がオン状態である。そのた
めカレントミラー回路２５に電流は流れず、積分
回路２６のコンデンサＣ_Eが充電されないためｕ
点の電位は上昇しない。このため出力側の差動対
トランジスタT₇₀，T₇₁はT₇₀がオン、T₇₁がオフ
状態となる。前記T₇₀のオン状態によりトランジ
スタT₆₉がオンとなり、第１出力点O₁にカラー増
幅器１をストツプさせるハイレベル電圧が生じ
る。〔ただし、第１出力点O₁の信号はキラー無効
手段１３を通して与えられるので少くともカラー
バースト期間はカラー増幅器１をストツプさせな
い。〕。一方、トランジスタT₇₁のオフ状態により
トランジスタT₆₈はオフで、第２出力点O₂にはス
イーパ回路１１をストツプさせるための電圧が発
生せず、従つてスイーパ回路１１は作動状態とな
る。

次にカラーバーストがあつて、しかも正常受信
状態である場合を考えると、カラーバースト信号
は第１８図にも示すようにＢ−Ｙ復調軸と180゜
位相が異なるからカラーバーストがある場合には
Ｂ−Ｙ復調器４のカラーバースト復調出力は負電
圧となるので線路２３の電位は低下し、従つてト
ランジスタT₇₈のベース電位も一定以上低下する
とトランジスタT₇₇，T₇₈の状態は逆転してT₇₇が
オン、T₇₈がオフになる。トランジスタT₇₇がオ
ンになるとカレントミラー回路２５に電流が流
れ、ｕ点を通してコンデンサＣ_Eを充電するため
の電流が流れるのでｕ点電位が上昇する。ｕ点の
電位上昇によりトランジスタT₇₁のベース電位も
上昇し差動対トランジスタT₇₀がオフ、T₇₁がオ
ンとなる。T₇₀がオフになるとトランジスタT₆₉
がオフとなり、第１出力点O₁にはカラー増幅器
１の働きをストツプさせる電圧は生じない。この
ため、カラー増幅器１は正規の動作をする。一方
トランジスタT₇₁のオンによりトランジスタT₆₈
もオンし、第２出力点O₂にはハイレベルが生
じ、このハイレベル電圧がスイーパ回路１１のト
ランジスタT₄₂，T₄₃のベースにかかるため、ト
ランジスタT₄₂，T₄₃はオンしてトランジスタ
T₃₀，T₃₆のベース電位をアース電位にクランプ
するのでトランジスタT₃₀，T₃₆はオフに固定さ
れ、スイーパ回路１１のスイープ動作は停止する
ことになる。

第１７図では、Ｂ−Ｙ復調器が正方向のカラー
バースト復調出力を生じたとき又はＲ−Ｙ復調器
が負方向のカラーバースト復調出力を生じたとき
（従つて色同期が乱れている場合）色の発生を停
止する（色が発生しても殆んど色ノイズとなるの
で）方向に制御電圧を発生するための補助回路２
７をも具備しており、その補助回路２７は差動対
トランジスタT₈₁，T₈₂、その定電流源用トラン
ジスタT₈₄及び抵抗R₁₀₂、逆流防止ダイオードD₁₁
で形成されている。そして、この補助回路２７に
入力されるＲ−Ｙ復調出力及びＢ−Ｙ復調出力は
上述した比較器２２に入力されるものとは、その
レベルが反対の関係で与えられるようになつてい
る。即ちＲ−Ｙ復調器出力はエミツタフオロワト
ランジスタT₇₆のエミツタから直接トランジスタ
T₈₂のベースに供給され、一方Ｂ−Ｙ復調器出力
はエミツタフオロワトランジスタT₇₉のエミツタ
から降下電圧0.3Vの抵抗R₁₀₀を介してトランジス
タT₈₁のベースに与えられるので比較器２２に与
えられる復調器出力と逆の大きさ関係になつてい
る。定電流源用トランジスタT₈₄のベースには比
較器２２用の定電流源用トランジスタT₈₃と共通
にバーストゲートパルスP₁が印加されるようにな
つており、従つて補助回路２７もカラーバースト
期間にのみ動作する。

トランジスタT₈₂のベース電位をトランジスタ
T₈₁のベース電位よりも高く選んであるので、カ
ラーバーストのないとき及びカラーバーストがあ
つてもＢ−Ｙ復調器のカラーバースト復調出力と
して正方向の出力が生じないとき（カラーバース
トとＢ−Ｙ復調軸とが第１８図の関係にあると
き）にはトランジスタT₈₂がオンし、トランジス
タT₈₁はオフとなつているのでｕ点の電位に何ら
影響を与えない。しかしながら、例えば弱電界の
カラー放送受信時にはカラーバーストの位相がラ
ンダムになりがちであるが、このようにカラーバ
ーストが乱れた場合にはＢ−Ｙ復調器４から正の
カラーバースト復調出力が生じたり、Ｒ−Ｙ復調
器２から負のカラーバースト復調器出力が生じた
りすることがある。斯る場合、比較器２２のトラ
ンジスタT₇₇はオフであるからコンデンサＣ_Eが
充電されることはないが、正常電界のチヤンネル
から弱電界のチヤンネルに切換えた場合、コンデ
ンサＣ_Eには正常受信時に充電された電荷がしば
らくの間残つているから、その間画面には色ノイ
ズが生じることになるが、斯る場合前記補助回路
２７の働きによりコンデンサＣ_Eの電荷は即座に
放電されるのでカラー増幅器１がストツプし画面
上の色ノイズはすぐに消える。即ち、補助回路２
７のトランジスタT₈₁がオンになつてコンデンサ
Ｃ_Eの電荷はコンデンサＣ_E→ダイオードD₁₁→ト
ランジスタT₈₁→定電流源用トランジスタT₈₄及
び抵抗R₁₀₂→アースを通して即座に放電するから
である。また、前記補助回路２７は電圧制御型発
振器５で発生した色副搬送波が正規の3.579545M
Hzから例えば±１／２ｆ_Hずれた場合や±１／４ｆ_Hずれ
た場 合等においても色を消し、且つスイーパ回路１１
を働かせるように動作する。例えば色副搬送波が
3.579545MHzに対して±１／２ｆ_H＝±7.875KHzずれる とＢ−Ｙ復調器４におけるカラーバースト復調出
力は第１９図に示すように1H（ライン）間隔で
極性が反転したものとなる。

尚、第１９図のア〜オにおける色副搬送波
（CW）とカラーバーストの位相関係を第２０図
に示す。第１９図のように1H間隔で極性の反転
したＢ−Ｙカラーバースト復調出力が第１７図の
カラーキラー回路に入力された場合、まず第１９
図のウの部分では、比較器２２はトランジスタ
T₇₇がオンするので、コンデンサＣ_Eには充電電
流が流れｕ点の電位は上昇する。次にオの部分
（アの部分でも同様）では比較器２２はトランジ
スタT₇₇がオフとなつてコンデンサＣ_Eの充電は
行なわれない。一方補助回路２７ではトランジス
タT₈₁がオンとなるので、コンデンサＣ_Eの電荷
はダイオードD₁₁及びトランジスタT₈₁を通して放
電される。このようにして、色副搬送波が±１／２ｆ_H ずれた状態では1HごとにコンデンサＣ_Eの充電と
放電が繰り返されｕ点の電位は低レベルにおさえ
られるので第１出力点O₁にハイレベル電圧が生
じてカラー増幅器１は走査期間中ストツプされ
〔キラー無効手段１３により少くともカラーバー
スト期間はストツプされない〕、色ノイズが画面
に現われないと共に、第２出力点O₂にはハイレ
ベル電圧が生じないのでスイープ回路１１はスイ
ープ動作を続行する。

このようにして色同期PLLがロツクされるのを
防止する。尚、上述の説明では±１／２ｆ_Hずれた場合 について説明したが±１／４ｆ_Hずれた場合でもＢ−Ｙ 復調器４によるカラーバースト復調出力は1H間
隔で正→０→負→０→正を繰り返すだけで同様に
色同期PLLのロツクが防止されると共に画面への
色ノイズの映出が防止できる。また正確に±１／２ｆ_H 、±１／４ｆ_Hずれた場合だけでなく、それらの値の近 傍にずれた場合でも実質的に同様の動作が行なわ
れる。上述のようにカラーキラー回路１４によ
り、電圧制御型発振器５から発生される色副搬送
波の周波数や位相が、ある程度ずれた場合にはト
ランジスタT₄₂，T₄₃がオフ状態に保持されスイ
ーパ回路１１が停止状態に固定されることはない
のでスイーパ回路１１は先に説明した動作を行な
い、一方色副搬送波の周波数及び位相が一定範囲
内にあればトランジスタT₄₂，T₄₃がオンになつ
てスイーパ回路１１は停止状態に固定され色同期
PLLのロツクがかかる。

ロツク状態では位相比較器９の出力が直流的に
０となる。これを第２１図イに電流波形で示す。
一度ロツクがかかつた後では位相比較器９の出力
たるビート信号〔色副搬送波とカラーバーストの
ビート〕の周波数は、略直流とみなせる程度に低
いので、この直流に対してはローパスフイルタ１
０の時定数が大きくなり、エミツタフオロワトラ
ンジスタT₂₇，T₂₉〔第１６図〕の入力インピー
ダンスも大きいので位相比較器９の利得が大きく
なる。ロツク状態では第２１図ロに示すように位
相及び周波数ずれに応じた分だけ（斜線部分）電
流が流れ、この電流によつて生じる電圧が電圧制
御型発振器５に加わる。第２１図において横軸は
色副搬送波のずれ量を示し、縦軸は位相検出器の
出力を示している。第１６図の実施回路に示すよ
うに、エミツタフオロワT₂₇，T₂₉〔エミツタフ
オロワの代りにエミツタ接地型増幅器でもよい〕
を位相比較器９の負荷とすることにより該負荷を
ハイインピーダンスとしているので、ローパスフ
イルタ１０の不必要な放電を極力抑制できると共
に、色同期PLL系のジツタを好適に補正できる。
即ち、カラーバーストを入力としたPLL系におい
ては位相検出出力は先にも述べたように断続的で
あり、連続でない。そのためローパスフイルタ１
０の積分回路の放電は大きなジツタとなるが、更
にスイープ電圧重畳方式の場合は電圧制御型発振
器５の可変範囲は引込み範囲に比して大きいため
上記放電によるジツタは一層大きくなる。しかる
に前記の如くエミツタフオロワT₂₇，T₂₉（特に
無バイアス型としている）又は無バイアスエミツ
タ接地型増幅器にすることにより上記ジツタは大
幅に軽減される。また、エミツタフオロワT₂₇，
T₂₉によりコンデンサＣ_Cの電荷は殆んど放電さ
れないので、エミツタフオロワT₂₇，T₂₉を通し
て僅かに放電した電荷を充電するだけの電流が位
相比較器９から供給されることになり、この電流
はカラーバーストと色副搬送波の位相差及び周波
数差によつて流れるので周波数にして1KHz、位
相にして0.5゜分のずれに応じた電流が流れる。
この点、従来回路では、このようなハイインピー
ダンス負荷としていないので、放電した電荷を充
電するための電流も多く流さなければならず、周
波数にして100KHz、位相にして５゜に相当する
ずれに応じた電流を流さなければならなかつた。
従つて本回路では色副搬送波のずれの許容度が従
来に比して100倍程度あるということになる。第
２２図に第２図、第６図、第１６図、第１７図の
回路を全て示すと共に、それらの接続関係を示し
ている。

次にスイーパ回路１１によるスイープ電圧につ
いては、その立下りのみを利用し、立上りについ
ては利用していないので、この色同期動作に寄与
しない立上り期間（従つてスイープ電圧波形の帰
線期間）も色同期PLL、カラーキラー回路、更に
ACC検出回路を動作させたのでは、それらの各
回路に付属している平滑用又は積分用コンデンサ
が異常な状態に設定される虞れがあり、このよう
な状態で次の動作に入つた場合、色同期動作が遅
くなるという問題を惹起する。そこで、前記スイ
ープ電圧波形の帰線期間のみ前記各回路の動作を
停止させるようにした回路を第２３図にブロツク
で示す。第２３図において第１図と同一部分には
同一の記号を付してあるほか、２８はＲ−Ｙ復調
器２とＢ−Ｙ復調器４からの復調出力を受けて
ACC信号を発生するACC検出回路であり、その
出力はカラー増幅器１に与えられて該カラー増幅
器１のゲインを自動制御する。カラーバーストを
合成カラー信号から抜き取るためのバーストゲー
ト８から基準信号が与えられる位相比較器９及び
前記ACC検出回路２８、カラーキラー回路１４
はいずれもバーストゲートパルスによつてカラー
バースト期間にのみ作動するが、このバーストゲ
ートパルスはバーストゲートパルス発生器２９か
ら与えられる。そこで、前記バーストゲートパル
ス発生器２９のパルス発生動作をスイープ電圧波
形の帰線期間ｔ〔第１４図〕に停止させる手段３
０によつて制御し、前記帰線期間にはバーストゲ
ートパルスがバーストゲート８、ACC検出回路
２８、カラーキラー回路１４に供給されないよう
にしている。尚、前記手段３０によつてバースト
ゲートパルス発生器２９のパルス発生動作を停止
させる具体的態様としては、２９の出力端にスイ
ツチを設け、このスイツチを前記帰線期間にオフ
とするようにしてもよい。

以上の如く本発明に依れば、PLL型の色同期回
路に於いて、ノイズによる誤動作を防止するため
位相比較器のローパス後の出力が小さくなるよう
設定した場合でも、上記色同期回路の同期引込み
時間を充分短縮でき、従つて、定常状態での色ノ
イズの発生及びチヤンネル切換直後等の色ずれを
防止できる。

【図面の簡単な説明】

図面はいずれも本発明に関するものであつて、
第１図は色同期回路をその周辺回路と共に示すブ
ロツク図、第２図はその一部を構成する電圧制御
型発振器の回路図、第３図は第２図において使用
する共振振動子の等価回路図、第４図はその共振
振動子の特性図、第５図は第２図の説明図、第６
図は第１図の一部を構成する位相比較器の回路
図、第７図、第８図、第９図、第１０図、第１１
図、第１２図、第１３図、第１４図、第１５図は
第１図及び第６図、第１６図等の説明図、第１６
図は第１図の一部を形成するスイーパ回路の具体
例を示す回路図、第１７図は第１図の一部を形成
するカラーキラー回路の回路図、第１８図及び第
１９図、第２０図は第１７図の説明図、第２１図
は第１図等の説明図、第２２図は第２図及び第６
図、第１６図、第１７図を１つにまとめて表わす
回路図、第２３図は他の実施例のブロツク図であ
る。 １……カラー増幅器、２……Ｒ−Ｙ復調器、３
……Ｇ−Ｙ復調器、４……Ｂ−Ｙ復調器、５……
電圧制御型発振器、７……移相器、８……バース
トゲート、９……位相比較器、１０……ローパス
フイルタ、１１……スイーパ回路、１３……キラ
ー無効手段、１４……カラーキラー回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 周波数可変範囲がカラーバーストの繰返し周
   波数よりも小さくなるよう設定された電圧制御型
   発振器と、この発振器の出力とカラーバーストと
   の位相比較を行なう位相比較回路と、この比較回
   路のローパス出力電圧に一定周期で繰返すスイー
   ブ電圧を重畳して前記発振器の制御信号として印
   加する回路と、前記発振器出力の同期／非同期状
   態を検出する回路と、この回路で同期状態が検出
   されたときに前記ローパス出力電圧への前記スイ
   ーブ電圧の重畳を禁止する回路とを備えてなる色
   同期回路。