JPH039706B2 - - Google Patents
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- JPH039706B2 JPH039706B2 JP14148783A JP14148783A JPH039706B2 JP H039706 B2 JPH039706 B2 JP H039706B2 JP 14148783 A JP14148783 A JP 14148783A JP 14148783 A JP14148783 A JP 14148783A JP H039706 B2 JPH039706 B2 JP H039706B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 7
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 6
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
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- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/32—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices
- G05F1/34—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices
- G05F1/38—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices semiconductor devices only
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、可飽和リアクトルを用いたスイツチ
ング電源に関するものである。
ング電源に関するものである。
［従来の技術］
可飽和リアクトルを用いたスイツチング電源は
高周波でも高効率の電源として注目されてきてい
る。例えば、特開昭57−138867号公報にはトラン
スの二次側に接続した可飽和リアクトルで出力電
圧を制御する方式が、特開昭58−93466号公報に
は磁気増幅器を用いた方式が、各々開示されてい
る。共に、可飽和リアクトルのコアとして低損失
アモルフアス材料を用いている。
高周波でも高効率の電源として注目されてきてい
る。例えば、特開昭57−138867号公報にはトラン
スの二次側に接続した可飽和リアクトルで出力電
圧を制御する方式が、特開昭58−93466号公報に
は磁気増幅器を用いた方式が、各々開示されてい
る。共に、可飽和リアクトルのコアとして低損失
アモルフアス材料を用いている。
この種のスイツチング電源の回路の一例を第１
図に示す。
図に示す。
図において、１は主スイツチング素子、２は主
トランス、３，４は主トランス２の一次巻線及び
二次巻線である。３ａはリセツト巻線と呼ばれる
ものである。５は可飽和リアクトル、６，７はダ
イオード、８はチヨークコイル、９は出力コンデ
ンサー、１０は負荷である。１１は出力電圧の検
出点、１２は定電圧制御回路、１３は制御電流i2
を一方向に流す為のダイオードである。Ｒ，
R′は抵抗素子、Ｃ，C′はコンデンサーであり、ダ
イオード６，７のサージ電圧電流を吸収するため
のスナバ回路を構成している。
トランス、３，４は主トランス２の一次巻線及び
二次巻線である。３ａはリセツト巻線と呼ばれる
ものである。５は可飽和リアクトル、６，７はダ
イオード、８はチヨークコイル、９は出力コンデ
ンサー、１０は負荷である。１１は出力電圧の検
出点、１２は定電圧制御回路、１３は制御電流i2
を一方向に流す為のダイオードである。Ｒ，
R′は抵抗素子、Ｃ，C′はコンデンサーであり、ダ
イオード６，７のサージ電圧電流を吸収するため
のスナバ回路を構成している。
第１図において、可飽和リアクトル５は定電圧
制御回路１２からの制御電流によつて制御される
磁気増幅器を構成するものであるが、検出点１１
から定電圧制御回路１２を経てダイオード１３か
ら接続点５に到る回路を切り離してスイツチング
素子１のパルス幅制御（PWM）により制御する
スイツチング電源も広く用いられている（特開昭
57−138867号公報、電子通信学会技術報告PE82
−１、電気学会磁気応用研究会資料AM79−25等
を参照）。
制御回路１２からの制御電流によつて制御される
磁気増幅器を構成するものであるが、検出点１１
から定電圧制御回路１２を経てダイオード１３か
ら接続点５に到る回路を切り離してスイツチング
素子１のパルス幅制御（PWM）により制御する
スイツチング電源も広く用いられている（特開昭
57−138867号公報、電子通信学会技術報告PE82
−１、電気学会磁気応用研究会資料AM79−25等
を参照）。
次に第１図に示す回路の動作を説明する。
直流電圧が印加された一次巻線３に接続された
スイツチング素子のON−OFFにより主トランス
２の二次巻線４にパルス状の電圧が誘起される。
この電圧は可飽和リアクトル５を通つて６〜９で
構成される整流回路を通り負荷１０に直流電圧と
なつて現われる。この時、正パルス電流i1によつ
て可飽和リアクトル５は第２図の飽和点Ａまで達
し、i1が零になつた時にBr点に戻る。負パルス電
流i2は、制御回路１２によつて出力直流電圧の設
定値と実際の直流電圧E0との差にほぼ比例して
変化する。すなわち、パルス電流i2は制御電流で
あり、この値が大きくなればリセツトされる可飽
和リアクトルの動作点はBr点→Ｃ点→Ｄ点へと
次第に移つてゆく。このように制御電流i2により
i1が流れる順方向時に生ずる可飽和リアクトルに
よる電圧降下を変化させ、出力直流電圧を一定に
するのが磁気増幅器方式のSW電源の原理であ
る。
スイツチング素子のON−OFFにより主トランス
２の二次巻線４にパルス状の電圧が誘起される。
この電圧は可飽和リアクトル５を通つて６〜９で
構成される整流回路を通り負荷１０に直流電圧と
なつて現われる。この時、正パルス電流i1によつ
て可飽和リアクトル５は第２図の飽和点Ａまで達
し、i1が零になつた時にBr点に戻る。負パルス電
流i2は、制御回路１２によつて出力直流電圧の設
定値と実際の直流電圧E0との差にほぼ比例して
変化する。すなわち、パルス電流i2は制御電流で
あり、この値が大きくなればリセツトされる可飽
和リアクトルの動作点はBr点→Ｃ点→Ｄ点へと
次第に移つてゆく。このように制御電流i2により
i1が流れる順方向時に生ずる可飽和リアクトルに
よる電圧降下を変化させ、出力直流電圧を一定に
するのが磁気増幅器方式のSW電源の原理であ
る。
［発明が解決しようとする問題点］
従来のスイツチング電源では、二次巻線４の電
圧が正から負に極性を反転した瞬間にサージ電流
i3が制御電流i3に重畳してスナバ回路Ｒ，Ｃを経
由して可飽和リアクトル５に流れ込むことであ
る。この時の状況を実際の可飽和リアクトルのＢ
−Ｈ曲線、第３図を用いて詳細に説明する。
圧が正から負に極性を反転した瞬間にサージ電流
i3が制御電流i3に重畳してスナバ回路Ｒ，Ｃを経
由して可飽和リアクトル５に流れ込むことであ
る。この時の状況を実際の可飽和リアクトルのＢ
−Ｈ曲線、第３図を用いて詳細に説明する。
このサージ電流i3は、二次巻線４の電圧が正か
ら負の極性に反転する直前までにダイオード６と
ダイオード７の両端に接続されたスナバ回路のコ
ンデンサ、ＣとC′に蓄積された電荷の放電々流
と、ダイオード６の接合容量によつて生ずるリバ
ース・リカバリ電流によるものである。
ら負の極性に反転する直前までにダイオード６と
ダイオード７の両端に接続されたスナバ回路のコ
ンデンサ、ＣとC′に蓄積された電荷の放電々流
と、ダイオード６の接合容量によつて生ずるリバ
ース・リカバリ電流によるものである。
すなわち、正方向にパルス電流i1が流れる場合
は、可飽和リアクトルはi1に比例した磁界h1に相
当するａ点に達するが、i1が零になつた時にBr点
にもどる。２次巻線４の電圧が反転して負パルス
電圧が現れた時は、最初にスナバ回路Ｃ−Ｒを経
由してサージ電流i3が流れ、i3に比例した磁界h3
に相当するｂ点に移動する。さらに、コントロー
ル回路１２から供給される制御電流i2に相当した
磁界h2が加わり、h3＋h2の磁界に相当するｃ点に
達する。次に再び二次巻線の電圧が正方向になつ
た時にはｃ→ｄのループでａ点に達する。この
時、△B1＋△B2＋△B3の磁束変化に相当する電
圧降下が可飽和リアクトル５で発生する。
は、可飽和リアクトルはi1に比例した磁界h1に相
当するａ点に達するが、i1が零になつた時にBr点
にもどる。２次巻線４の電圧が反転して負パルス
電圧が現れた時は、最初にスナバ回路Ｃ−Ｒを経
由してサージ電流i3が流れ、i3に比例した磁界h3
に相当するｂ点に移動する。さらに、コントロー
ル回路１２から供給される制御電流i2に相当した
磁界h2が加わり、h3＋h2の磁界に相当するｃ点に
達する。次に再び二次巻線の電圧が正方向になつ
た時にはｃ→ｄのループでａ点に達する。この
時、△B1＋△B2＋△B3の磁束変化に相当する電
圧降下が可飽和リアクトル５で発生する。
従つてi3は可飽和リアクトルコアに次のような
重大な問題点を提起する。
重大な問題点を提起する。
(イ) △B3本来制御には不必要な磁束変化である。
このため可飽和リアクトルに不必要な好ましく
ない温度上昇を引きおこす。
このため可飽和リアクトルに不必要な好ましく
ない温度上昇を引きおこす。
(ロ) また、とくに低損失の可飽和リアクトルコア
を用いた場合には、サージ電流i3だけでかなり
の程度リセツトされ、場合によつては制御不
能、即ち出力電圧の低下を引きおこし使用に耐
えないこともある。
を用いた場合には、サージ電流i3だけでかなり
の程度リセツトされ、場合によつては制御不
能、即ち出力電圧の低下を引きおこし使用に耐
えないこともある。
更に問題になることは、可飽和リアクトル５に
流入するサージ電流i3の大きさが負荷電流I0、す
なわち正パルス電流i1が大きくなるという傾向を
もつことである。その理由は可飽和リアクトル５
に流入する電流i3の接合容量に起因するリバー
ス・リカバリ電流は一般に正の温度特性をもつた
めである。即ち、負荷電流I0の増加によつてダイ
オード損失が大となつて同ダイオードの温度が上
昇し、リバース・リカバリ電流も増加するからで
ある。
流入するサージ電流i3の大きさが負荷電流I0、す
なわち正パルス電流i1が大きくなるという傾向を
もつことである。その理由は可飽和リアクトル５
に流入する電流i3の接合容量に起因するリバー
ス・リカバリ電流は一般に正の温度特性をもつた
めである。即ち、負荷電流I0の増加によつてダイ
オード損失が大となつて同ダイオードの温度が上
昇し、リバース・リカバリ電流も増加するからで
ある。
また、磁気増幅器方式のスイツチング電源では
原理的にI0が大きくなると、定電圧制御のため制
御電流i2が小さくなるというように設計されてい
る。即ち、i2が零（i2＝０）の時が定格最大負荷
の時に相当し定電圧制御特性が失われない。この
点は、第４図の出力電圧特性におけるE0の直線
性が失われる点、x1，x2，x3に相当する。逆の傾
向で大きくなるi3の存在は設計上極めて困難な問
題点となつて現れる。
原理的にI0が大きくなると、定電圧制御のため制
御電流i2が小さくなるというように設計されてい
る。即ち、i2が零（i2＝０）の時が定格最大負荷
の時に相当し定電圧制御特性が失われない。この
点は、第４図の出力電圧特性におけるE0の直線
性が失われる点、x1，x2，x3に相当する。逆の傾
向で大きくなるi3の存在は設計上極めて困難な問
題点となつて現れる。
具体的に言うと下記のような問題点がある。
(イ) ダイオード６のリバース・リカバリ電流の減
少を目的にスナバ回路の効果を大にするため、
コンデンサーＣの容量を大きくしていつた場合
には、同コンデンサに蓄積される電荷も増加す
るためサージ電流i3は大となる。又、負荷電流
I0が大きくなるにつれてi3も大きくなるので、
これによつて可飽和リアクトルはリセツトされ
る。第４図に示すように、Ｃが大きく負荷が重
い場合は、スイツチング電源の定電圧制御範囲
を広くとることができない。
少を目的にスナバ回路の効果を大にするため、
コンデンサーＣの容量を大きくしていつた場合
には、同コンデンサに蓄積される電荷も増加す
るためサージ電流i3は大となる。又、負荷電流
I0が大きくなるにつれてi3も大きくなるので、
これによつて可飽和リアクトルはリセツトされ
る。第４図に示すように、Ｃが大きく負荷が重
い場合は、スイツチング電源の定電圧制御範囲
を広くとることができない。
(ロ) 定電圧制御範囲を広くとるためには第４図で
模式的に示すような、コンデンサーＣを小さく
してゆくことになるが、この時には第５図に示
すように、第６図で定義されるスパイクノイズ
電圧eNが急速に増大してゆく。ここでeNは出力
直流電圧に重畳されるスイツチングによるスパ
イクノイズ電圧である。
模式的に示すような、コンデンサーＣを小さく
してゆくことになるが、この時には第５図に示
すように、第６図で定義されるスパイクノイズ
電圧eNが急速に増大してゆく。ここでeNは出力
直流電圧に重畳されるスイツチングによるスパ
イクノイズ電圧である。
一方、ダイオード６，７のリバースリカバリ
（逆回復）電流に起因する前記ダイオードの損失
及び出力直流電圧と重畳するスパイクノイズ電圧
を低下させるため、第１図の回路の検出点１１か
ら定電圧制御回路１２を経てダイオード１３から
ダイオード６と可飽和リアクトル５の接続点に到
る回路を切り離してスイツチング素子１をパルス
幅制御する構成としたスイツチング電源において
も、前記のスナバ回路のＣ，Ｒを経由してサージ
電流i3が流れることにより生じる△B3は、可飽和
リアクトルに不必要な好ましくない温度上昇を引
き起こすと共に△Ｂにより出力パルス幅の減少を
起すため出力制御幅が減少してしまうという問題
点があつた。
（逆回復）電流に起因する前記ダイオードの損失
及び出力直流電圧と重畳するスパイクノイズ電圧
を低下させるため、第１図の回路の検出点１１か
ら定電圧制御回路１２を経てダイオード１３から
ダイオード６と可飽和リアクトル５の接続点に到
る回路を切り離してスイツチング素子１をパルス
幅制御する構成としたスイツチング電源において
も、前記のスナバ回路のＣ，Ｒを経由してサージ
電流i3が流れることにより生じる△B3は、可飽和
リアクトルに不必要な好ましくない温度上昇を引
き起こすと共に△Ｂにより出力パルス幅の減少を
起すため出力制御幅が減少してしまうという問題
点があつた。
以上の問題点が存在するが、これらを同時に解
決する方法を見出すことは極めて困難である。こ
のため、従来技術ではある程度妥協して、コンデ
ンサーＣやＲの値を決定しているのが実状であ
る。
決する方法を見出すことは極めて困難である。こ
のため、従来技術ではある程度妥協して、コンデ
ンサーＣやＲの値を決定しているのが実状であ
る。
従つて本発明の目的は従来技術の不足部分を補
うべく、可飽和リアクトルおよび整流ダイオード
に付加されるスナバ回路の接続方法に検討を加
え、制御範囲の広いかつ低雑音のスイツチング電
源を提供することである。
うべく、可飽和リアクトルおよび整流ダイオード
に付加されるスナバ回路の接続方法に検討を加
え、制御範囲の広いかつ低雑音のスイツチング電
源を提供することである。
［課題を解決するための手段］
前記目的を達成するために本発明は、トランス
の一次巻線に直列に接続され周期的に断続するス
イツチング素子、前記トランスの二次巻線に接続
された少なくとも一個のダイオードを有する整流
回路とからなるスイツチング電源において、前記
ダイオードと前記トランスの二次巻線との接続部
に可飽和リアクトルを挿入するとともに、一端を
前記可飽和リアクトルとトランスの二次巻線の接
続点に接続し他端を前記ダイオードの可飽和リア
クトルとの接続端と反対側の端子に接続したスナ
バ回路を設けたことを特徴とするスイツチング電
源を提供する。
の一次巻線に直列に接続され周期的に断続するス
イツチング素子、前記トランスの二次巻線に接続
された少なくとも一個のダイオードを有する整流
回路とからなるスイツチング電源において、前記
ダイオードと前記トランスの二次巻線との接続部
に可飽和リアクトルを挿入するとともに、一端を
前記可飽和リアクトルとトランスの二次巻線の接
続点に接続し他端を前記ダイオードの可飽和リア
クトルとの接続端と反対側の端子に接続したスナ
バ回路を設けたことを特徴とするスイツチング電
源を提供する。
また本発明は、トランスの一次巻線に直列に接
続され周期的に断続するスイツチング素子、前記
トランスの二次巻線に接続された可飽和リアクト
ル、前記可飽和リアクトルに直列に接続され少な
くとも一個のダイオードを有する整流回路、前記
可飽和リアクトルに流れる電流を制御することに
より前記整流回路の出力直流電圧を一定にする制
御回路とからなる磁気増幅器方式のスイツチング
電源において、前記ダイオードと前記トランスの
二次トランスとの接続部に可飽和リアクトルを挿
入するとともに、一端を前記可飽和リアクトルと
トランスの二次巻線の接続点に接続し他端を前記
ダイオードの可飽和リアクトルとの接続端と反対
側の端子に接続したスナバ回路を設けたことを特
徴とする磁気増幅器方式のスイツチング電源を提
供する。
続され周期的に断続するスイツチング素子、前記
トランスの二次巻線に接続された可飽和リアクト
ル、前記可飽和リアクトルに直列に接続され少な
くとも一個のダイオードを有する整流回路、前記
可飽和リアクトルに流れる電流を制御することに
より前記整流回路の出力直流電圧を一定にする制
御回路とからなる磁気増幅器方式のスイツチング
電源において、前記ダイオードと前記トランスの
二次トランスとの接続部に可飽和リアクトルを挿
入するとともに、一端を前記可飽和リアクトルと
トランスの二次巻線の接続点に接続し他端を前記
ダイオードの可飽和リアクトルとの接続端と反対
側の端子に接続したスナバ回路を設けたことを特
徴とする磁気増幅器方式のスイツチング電源を提
供する。
なお、第１図で可飽和リアクトルはトランスの
二次巻線とダイオードとの間に介挿されている
が、二次巻線の他端ともう一方のダイオードとの
間に介挿されることもあり状況に応じて適宜その
介挿位置は当業者が選択してきた。同様に、本発
明においても可飽和リアクトルの介挿位置は必要
に応じて変えることは設計事項であることは言う
までもない。本発明では可飽和リアクトルを挿入
する位置をダイオードとトランスの二次巻線との
接続部と呼ぶ。
二次巻線とダイオードとの間に介挿されている
が、二次巻線の他端ともう一方のダイオードとの
間に介挿されることもあり状況に応じて適宜その
介挿位置は当業者が選択してきた。同様に、本発
明においても可飽和リアクトルの介挿位置は必要
に応じて変えることは設計事項であることは言う
までもない。本発明では可飽和リアクトルを挿入
する位置をダイオードとトランスの二次巻線との
接続部と呼ぶ。
以下、本発明を実施例に基づき説明する。
第７図が本発明の基本となる回路図である。即
ち、サージ電流電圧吸収をするスナバ回路RA，
CAが可飽和リアクトル５とダイオード６の直列
回路の両端に接続し、ダイオード６のリバース・
リカバリ電流が充分小さくなるように、CA及び
RAの値を決定しておく。このようにすると、ダ
イオード６のリバース・リカバリ電流分を除くサ
ージ電流i3の大部分は、CA，RAのみを経由して
二次巻線４に戻るので、可飽和リアクトル５を経
由する分はほとんどない。この動作を第８図の可
飽和リアクトルの動作曲線上で詳細に説明する。
二次巻線から負荷に正パルス電流i1が流れた場合
には可飽和リアクトル５はａ点に達する。次に二
次巻線の電圧が反転してダイオード６に急峻な電
圧が印加された場合でも、サージ電流i3′の大部分
はRA，CAを経由して流れるので考慮に入れる必
要がなく、制御電流i2に相当した磁界h2のみを考
えればよいことになる。この時、可飽和リアクト
ルは動作曲線上c′にリセツトされる。再び二次巻
線の電圧が反転して正パルス電流i1が流れると、
c′→d′のループを経由して可飽和リアクトル５は
ａ点に達するが、この時の動作磁束密度は△B1
＋△B2である。従来技術による不必要な磁束変
化△B3の効果を顕著に除去することができた。
ち、サージ電流電圧吸収をするスナバ回路RA，
CAが可飽和リアクトル５とダイオード６の直列
回路の両端に接続し、ダイオード６のリバース・
リカバリ電流が充分小さくなるように、CA及び
RAの値を決定しておく。このようにすると、ダ
イオード６のリバース・リカバリ電流分を除くサ
ージ電流i3の大部分は、CA，RAのみを経由して
二次巻線４に戻るので、可飽和リアクトル５を経
由する分はほとんどない。この動作を第８図の可
飽和リアクトルの動作曲線上で詳細に説明する。
二次巻線から負荷に正パルス電流i1が流れた場合
には可飽和リアクトル５はａ点に達する。次に二
次巻線の電圧が反転してダイオード６に急峻な電
圧が印加された場合でも、サージ電流i3′の大部分
はRA，CAを経由して流れるので考慮に入れる必
要がなく、制御電流i2に相当した磁界h2のみを考
えればよいことになる。この時、可飽和リアクト
ルは動作曲線上c′にリセツトされる。再び二次巻
線の電圧が反転して正パルス電流i1が流れると、
c′→d′のループを経由して可飽和リアクトル５は
ａ点に達するが、この時の動作磁束密度は△B1
＋△B2である。従来技術による不必要な磁束変
化△B3の効果を顕著に除去することができた。
以上の説明は可飽和リアクトル５のインダクタ
ンスを定電圧制御回路１２で制御する磁気増幅器
方式について行つたが、本発明はそれに限定され
るものではなく、可飽和リアクトル５のインダク
タンスを自己制御する方式についても適用される
ものである。
ンスを定電圧制御回路１２で制御する磁気増幅器
方式について行つたが、本発明はそれに限定され
るものではなく、可飽和リアクトル５のインダク
タンスを自己制御する方式についても適用される
ものである。
第９図は本発明の回路方式を用いたスイツチン
グ電源の出力特性である。図から明らかなごと
く、スパイク雑音低減の目的でスナバ回路の効果
を充分に効かせるためにコンデンサーＣの値を大
きくしても定電圧制御範囲はほとんど変化せず充
分な広さを得ることができた。同時に、スパイク
雑音電圧eNも充分に低減されることができた。
グ電源の出力特性である。図から明らかなごと
く、スパイク雑音低減の目的でスナバ回路の効果
を充分に効かせるためにコンデンサーＣの値を大
きくしても定電圧制御範囲はほとんど変化せず充
分な広さを得ることができた。同時に、スパイク
雑音電圧eNも充分に低減されることができた。
また、これまでの技術では使用に耐えないと判
定されていた低損失コアも使用することが可能と
なつた。その理由は、低損失のコアほど、小さな
リセツト電流で磁束密度が大きく変化するため、
前記i3の影響による磁束密度変化△B3の変化量も
大きくなつてしまうし、定電圧制御範囲が減少す
るとともに、磁心損失が増加することによる温度
上昇も大きくなつてしまうからである。
定されていた低損失コアも使用することが可能と
なつた。その理由は、低損失のコアほど、小さな
リセツト電流で磁束密度が大きく変化するため、
前記i3の影響による磁束密度変化△B3の変化量も
大きくなつてしまうし、定電圧制御範囲が減少す
るとともに、磁心損失が増加することによる温度
上昇も大きくなつてしまうからである。
この場合、主トランス２の二次巻線４の巻線の
最適選択とあいまつて約60degの温度上昇を
40degまで大幅に低減することができた。これら
の実施例の結果から明らかなように本発明の回路
方式の効果の著しいことが明らかであろう。
最適選択とあいまつて約60degの温度上昇を
40degまで大幅に低減することができた。これら
の実施例の結果から明らかなように本発明の回路
方式の効果の著しいことが明らかであろう。
本発明では、スナバ回路としてＣ−Ｒの直列回
路を用いたが何もこれに限定するのではなく、第
１０図ａのようにサージ電圧電流を吸収するため
の電流i3′を流す任意の回路Z1であればどのような
ものでも本発明の効果は変わらない。
路を用いたが何もこれに限定するのではなく、第
１０図ａのようにサージ電圧電流を吸収するため
の電流i3′を流す任意の回路Z1であればどのような
ものでも本発明の効果は変わらない。
また、接続方法として、第１０図ｂのようにス
ナバ回路をZ1a，Z1bと多分割しそれらの接続点
を回路の他の部分にあるインピーダンスZ2あるい
はZ3を介して接続しても、サージ吸収時の電流
i3′がダイオード６と可飽和リアクトル５を避け
て、主にZ1a，Z1bを経由して流れる場合には本
発明の効果は全く同じである。
ナバ回路をZ1a，Z1bと多分割しそれらの接続点
を回路の他の部分にあるインピーダンスZ2あるい
はZ3を介して接続しても、サージ吸収時の電流
i3′がダイオード６と可飽和リアクトル５を避け
て、主にZ1a，Z1bを経由して流れる場合には本
発明の効果は全く同じである。
以上実施例を用いて詳細に説明したように、本
発明の回路方式を用いれば、制御範囲の広いかつ
低雑音のスイツチング電源を実現することができ
る。
発明の回路方式を用いれば、制御範囲の広いかつ
低雑音のスイツチング電源を実現することができ
る。
第１図は従来技術の回路図、第２図、第３図は
可飽和リアクトルの動作曲線図、第４図、第５図
は従来技術によるスイツチング電源の出力特性
図、第６図はスパイク雑音波形図、第７図は本発
明の基本回路図、第８図は本発明の技術による可
飽和リアクトルの動作曲線図、第９図は本発明の
効果を示すスイツチング電源の出力特性図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す図である。
可飽和リアクトルの動作曲線図、第４図、第５図
は従来技術によるスイツチング電源の出力特性
図、第６図はスパイク雑音波形図、第７図は本発
明の基本回路図、第８図は本発明の技術による可
飽和リアクトルの動作曲線図、第９図は本発明の
効果を示すスイツチング電源の出力特性図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスの一次巻線に直列に接続され周期的
に断続するスイツチング素子、前記トランスの二
次巻線に接続された少なくとも一個のダイオード
を有する整流回路とからなるスイツチング電源に
おいて、 前記ダイオードと前記トランスの二次巻線との
接続部に可飽和リアクトルを挿入するとともに、
一端を前記可飽和リアクトルとトランスの二次巻
線の接続点に接続し他端を前記ダイオードの可飽
和リアクトルとの接続端と反対側の端子に接続し
たスナバ回路を設けたことを特徴とするスイツチ
ング電源。 ２ トランスの一次巻線に直列に接続され周期的
に断続するスイツチング素子、前記トランスの二
次巻線に接続された可飽和リアクトル、前記可飽
和リアクトルに直列に接続され少なくとも一個の
ダイオードを有する整流回路、前記可飽和リアク
トルに流れる電流を制御することにより前記整流
回路の出力直流電圧を一定にする制御回路とから
なる磁気増幅器方式のスイツチング電源におい
て、 一端を前記可飽和リアクトルとトランスの二次
巻線の接続点に接続し他端を前記ダイオードの可
飽和リアクトルとの接続端と反対側の端子に接続
したスナバ回路を設けたことを特徴とする磁気増
幅器方式のスイツチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14148783A JPS6031624A (ja) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14148783A JPS6031624A (ja) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6031624A JPS6031624A (ja) | 1985-02-18 |
| JPH039706B2 true JPH039706B2 (ja) | 1991-02-12 |
Family
ID=15293050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14148783A Granted JPS6031624A (ja) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6031624A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0691746B2 (ja) * | 1985-06-05 | 1994-11-14 | 株式会社東芝 | ノイズ吸収回路 |
| US7187531B1 (en) * | 2003-03-20 | 2007-03-06 | Tyco Electronics Power Systems, Inc. | Transient suppressor and power converter employing the same |
| CN119276120A (zh) * | 2023-07-05 | 2025-01-07 | 财团法人工业技术研究院 | 顺向式转换器及顺向式功因修正器 |
-
1983
- 1983-08-02 JP JP14148783A patent/JPS6031624A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6031624A (ja) | 1985-02-18 |
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