JPH0410027B2 - - Google Patents
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- JPH0410027B2 JPH0410027B2 JP57206829A JP20682982A JPH0410027B2 JP H0410027 B2 JPH0410027 B2 JP H0410027B2 JP 57206829 A JP57206829 A JP 57206829A JP 20682982 A JP20682982 A JP 20682982A JP H0410027 B2 JPH0410027 B2 JP H0410027B2
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- voltage
- oscillator
- voltages
- rotational speed
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R9/00—Transducers of moving-coil, moving-strip, or moving-wire type
- H04R9/02—Details
- H04R9/04—Construction, mounting, or centering of coil
- H04R9/041—Centering
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P13/00—Indicating or recording presence, absence, or direction, of movement
- G01P13/02—Indicating direction only, e.g. by weather vane
- G01P13/04—Indicating positive or negative direction of a linear movement or clockwise or anti-clockwise direction of a rotational movement
- G01P13/045—Indicating positive or negative direction of a linear movement or clockwise or anti-clockwise direction of a rotational movement with speed indication
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
- G01P3/46—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring amplitude of generated current or voltage
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Indicating Or Recording The Presence, Absence, Or Direction Of Movement (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Audible-Bandwidth Dynamoelectric Transducers Other Than Pickups (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、インクリメンタル位置発信器によ
り、回転方向に応じて正または負の方向に互いに
90゜ずれ回転速度に無関係な振幅を有する２つの
発信器電圧を発生させ、この発信器電圧から補助
電圧および極性信号を形成し、合成により回転速
度に関係し位置発信器の回転方向の符号に対応す
る出力電圧を形成することにより回転速度に比例
する電圧を発生する方法およびその方法を実施す
るための装置に関する。
り、回転方向に応じて正または負の方向に互いに
90゜ずれ回転速度に無関係な振幅を有する２つの
発信器電圧を発生させ、この発信器電圧から補助
電圧および極性信号を形成し、合成により回転速
度に関係し位置発信器の回転方向の符号に対応す
る出力電圧を形成することにより回転速度に比例
する電圧を発生する方法およびその方法を実施す
るための装置に関する。
この種のインクリメンタル位置発信器は市場で
入手することができる。この位置発信器は、回転
部分と結合し、かつ周縁部に分布されたマーキン
グを有する円板を含んでいる。この円板は光学的
または誘導的に走査され、その結果、回転部の回
転速度に比例する周波数のパルス列が形成され
る。その場合、パルスの振幅は回転速度には無関
係である。出力パルスをカウントすることによつ
て回転部の位置情報を得ることができる。パルス
列を周波数／電圧変換器に入力すると、回転速度
信号を得ることもできる。しかし、この方法では
回転速度を決定するためにその都度かなり多数の
パルスを評価しなければならないので、回転速度
信号は実際の回転速度の変化からかなりの遅れを
伴つてしか得ることができない。このむだ時間は
特に制御回路においては極めて大きな欠点として
作用する。
入手することができる。この位置発信器は、回転
部分と結合し、かつ周縁部に分布されたマーキン
グを有する円板を含んでいる。この円板は光学的
または誘導的に走査され、その結果、回転部の回
転速度に比例する周波数のパルス列が形成され
る。その場合、パルスの振幅は回転速度には無関
係である。出力パルスをカウントすることによつ
て回転部の位置情報を得ることができる。パルス
列を周波数／電圧変換器に入力すると、回転速度
信号を得ることもできる。しかし、この方法では
回転速度を決定するためにその都度かなり多数の
パルスを評価しなければならないので、回転速度
信号は実際の回転速度の変化からかなりの遅れを
伴つてしか得ることができない。このむだ時間は
特に制御回路においては極めて大きな欠点として
作用する。
回転速度を測定するためにしばしば速度計用三
相交流発電機も用いられる。速度計用三相交流発
電機はその回転速度に比例する振幅の電圧を発生
する。交流を整流するためにダイオードが必要に
なるが、そのしきい電圧が特に低回転速度域で障
害になる。速度計用三相交流発電機の整流信号は
そのままでは回転方法に応じた極性を持つていな
いので、三相交流の相順から回転方向を得るため
の高価な付加的手段が必要である。この欠点は速
度計用直流発電機を用いれば回避することができ
る。この速度計用直流発電機は、振幅が回転速度
に比例し、かつ極性が回転方向に関係する直流電
圧を発生する。しかしながら、速度計用直流発電
機に必要な電気機械的な整流子は相当高い消耗度
を持つている。さらに上記２種の速度計用発電機
は、その出力信号から位置情報を導出することが
できないという欠点を持つている。それ故位置決
定のためには付加的に位置発信器が必要である。
相交流発電機も用いられる。速度計用三相交流発
電機はその回転速度に比例する振幅の電圧を発生
する。交流を整流するためにダイオードが必要に
なるが、そのしきい電圧が特に低回転速度域で障
害になる。速度計用三相交流発電機の整流信号は
そのままでは回転方法に応じた極性を持つていな
いので、三相交流の相順から回転方向を得るため
の高価な付加的手段が必要である。この欠点は速
度計用直流発電機を用いれば回避することができ
る。この速度計用直流発電機は、振幅が回転速度
に比例し、かつ極性が回転方向に関係する直流電
圧を発生する。しかしながら、速度計用直流発電
機に必要な電気機械的な整流子は相当高い消耗度
を持つている。さらに上記２種の速度計用発電機
は、その出力信号から位置情報を導出することが
できないという欠点を持つている。それ故位置決
定のためには付加的に位置発信器が必要である。
したがつて本発明の目的は、インクリメンタル
位置発信器に適用して回転速度変化への反応時間
の短い、回転速度に比例する電圧を発生させる方
法およびこの方法を実施するための装置を提供す
ることにある。
位置発信器に適用して回転速度変化への反応時間
の短い、回転速度に比例する電圧を発生させる方
法およびこの方法を実施するための装置を提供す
ることにある。
この目的は本発明によれば、冒頭に述べた方法
において、第１および第２の発信器電圧の和およ
び差によつて和電圧および差電圧を形成し、これ
らの和電圧および差電圧からそれぞれ各電圧の零
点通過の±45゜の範囲で電圧ブロツクを取り出し、
これらの電圧ブロツクから極性信号により補助電
圧を合成し、この補助電圧を微分し、その微分電
圧を第１および第２の発信器電圧の位相に応じて
制御整流し、合成により出力電圧を発生させるこ
とにより達成される。
において、第１および第２の発信器電圧の和およ
び差によつて和電圧および差電圧を形成し、これ
らの和電圧および差電圧からそれぞれ各電圧の零
点通過の±45゜の範囲で電圧ブロツクを取り出し、
これらの電圧ブロツクから極性信号により補助電
圧を合成し、この補助電圧を微分し、その微分電
圧を第１および第２の発信器電圧の位相に応じて
制御整流し、合成により出力電圧を発生させるこ
とにより達成される。
すなわち、この方法によれば、両発信器電圧の
和電圧および差電圧を90゜のブロツクで微分する
ことにより回転速度に比例する信号が形成され
る。微分は例えば正弦波状の電圧の比較的直線状
をなす範囲で行なわれるので、ほぼ矩形波状の電
圧波形が得られる。両発信器電圧の和および差に
よつて両交流電圧の振幅偏差が平衡されるので、
各矩形波ブロツクはすべて同一高さを有する。そ
れ故、制御整流後、すなわち矩形波ブロツクの合
成後、わずかなリツプルしか含まない、回転速度
に比例した出力電圧を得ることができる。したが
つて、この出力電圧の付加的な平滑（それは時定
数には不利に作用する）は大抵の用途にとつて不
要である。本発明の方法においては回転速度の決
定を、従来方法のようにパルスのカウントによつ
て行なうのではなく、個々のパルスの変化率を検
出することによつて行なうので、回転速度変化に
対する応答時間は著しく短くなる。ここで用いら
れる位置発信器は同時に位置測定と速度測定のた
めに用いることができる。
和電圧および差電圧を90゜のブロツクで微分する
ことにより回転速度に比例する信号が形成され
る。微分は例えば正弦波状の電圧の比較的直線状
をなす範囲で行なわれるので、ほぼ矩形波状の電
圧波形が得られる。両発信器電圧の和および差に
よつて両交流電圧の振幅偏差が平衡されるので、
各矩形波ブロツクはすべて同一高さを有する。そ
れ故、制御整流後、すなわち矩形波ブロツクの合
成後、わずかなリツプルしか含まない、回転速度
に比例した出力電圧を得ることができる。したが
つて、この出力電圧の付加的な平滑（それは時定
数には不利に作用する）は大抵の用途にとつて不
要である。本発明の方法においては回転速度の決
定を、従来方法のようにパルスのカウントによつ
て行なうのではなく、個々のパルスの変化率を検
出することによつて行なうので、回転速度変化に
対する応答時間は著しく短くなる。ここで用いら
れる位置発信器は同時に位置測定と速度測定のた
めに用いることができる。
第１の発信器電圧が正で第２の発信器電圧が負
のときは、和電圧が微分器に接続され、第１およ
び第２の発信器電圧が共に正のときは、差電圧が
微分器に接続され、第１の発信器電圧が負で、第
２の発信器電圧が正のときは、反転した和電圧が
微分器に接続され、第１および第２の発信器電圧
が共に負のときは、反転した差電圧が微分器に接
続される。こうすることにより発信器電圧の極性
の論理結合が和電圧および差電圧から90゜ブロツ
クを形成するために関与させられる。反転または
非反転の和電圧ないし差電圧の選択によつて各ブ
ロツクの合成の際交番電圧波形が生ずる。その場
合、この交番電圧波形は跳躍部を持つていないこ
とが重要である。というのは、この跳躍部は微分
された電圧の電圧ピークに導くからである。この
要求は上述の合成によつて満たされる。
のときは、和電圧が微分器に接続され、第１およ
び第２の発信器電圧が共に正のときは、差電圧が
微分器に接続され、第１の発信器電圧が負で、第
２の発信器電圧が正のときは、反転した和電圧が
微分器に接続され、第１および第２の発信器電圧
が共に負のときは、反転した差電圧が微分器に接
続される。こうすることにより発信器電圧の極性
の論理結合が和電圧および差電圧から90゜ブロツ
クを形成するために関与させられる。反転または
非反転の和電圧ないし差電圧の選択によつて各ブ
ロツクの合成の際交番電圧波形が生ずる。その場
合、この交番電圧波形は跳躍部を持つていないこ
とが重要である。というのは、この跳躍部は微分
された電圧の電圧ピークに導くからである。この
要求は上述の合成によつて満たされる。
制御整流のためには、両発信器電圧の瞬時値が
同一極性を持つているときは微分された電圧を反
転し、両発信器電圧の瞬時値が反対極性を持つて
いるときは微分された電圧を変えないでそのまま
とすることが合目的である。こうすることによ
り、両発信器電圧の極性の論理結合が、回転速度
発信器の回転方向に対応する極性を有する出力信
号を得るために整流の制御のためにも関与させら
れる。
同一極性を持つているときは微分された電圧を反
転し、両発信器電圧の瞬時値が反対極性を持つて
いるときは微分された電圧を変えないでそのまま
とすることが合目的である。こうすることによ
り、両発信器電圧の極性の論理結合が、回転速度
発信器の回転方向に対応する極性を有する出力信
号を得るために整流の制御のためにも関与させら
れる。
本発明方法を実施するための装置においては、
回転方向に応じて正または負の方向に互いに90゜
ずれ回転速度に無関係な振幅を有する２つの発信
器電圧を発生するインクリメンタル位置発信器を
備え、加算器、減算器、インバータ、微分器およ
び零コンパレータにより回転速度に比例する出力
電圧を発生せしめるようになつており、位置発信
器の両発信器電圧はそれぞれ加算器および減算器
の各入力端に導かれ、加算器および減算器の出力
端は直接およびそれぞれインバータを介して選択
回路の入力端と接続され、選択回路は２つの零コ
ンパレータにより制御され、零コンパレータの入
力端にはそれぞれ両発信器電圧の一方が加えら
れ、選択回路はその入力を両零コンパレータの出
力信号に関係して出力端に導き、選択回路の出力
側には微分器が接続され、微分器の出力端は両零
コンパレータの出力信号に関係して制御される整
流回路と接続され、整流回路の出力端には回転速
度に比例する所望の出力信号が生ずるように構成
される。このような構成により、本発明の方法は
わずわな市販部品を用いて実現することが可能で
ある。
回転方向に応じて正または負の方向に互いに90゜
ずれ回転速度に無関係な振幅を有する２つの発信
器電圧を発生するインクリメンタル位置発信器を
備え、加算器、減算器、インバータ、微分器およ
び零コンパレータにより回転速度に比例する出力
電圧を発生せしめるようになつており、位置発信
器の両発信器電圧はそれぞれ加算器および減算器
の各入力端に導かれ、加算器および減算器の出力
端は直接およびそれぞれインバータを介して選択
回路の入力端と接続され、選択回路は２つの零コ
ンパレータにより制御され、零コンパレータの入
力端にはそれぞれ両発信器電圧の一方が加えら
れ、選択回路はその入力を両零コンパレータの出
力信号に関係して出力端に導き、選択回路の出力
側には微分器が接続され、微分器の出力端は両零
コンパレータの出力信号に関係して制御される整
流回路と接続され、整流回路の出力端には回転速
度に比例する所望の出力信号が生ずるように構成
される。このような構成により、本発明の方法は
わずわな市販部品を用いて実現することが可能で
ある。
次に図面を参照して本発明の一実施例について
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第１図は本発明の方法を説明するための電圧波
形を示すものである。位置発信器は２つの交流電
圧（以下発信器電圧という）UE1，UE2を発生す
る。このの発信器電圧UE1，UE2はこの実施例で
は多くの位置発信器においてそうであるようにほ
ぼ正弦波形をしている。しかし、事実上存在しな
い純粋の矩形波電圧を除いて、他のいかなる電圧
波形も以下に述べる本発明の方法に適している。
発信器電圧UE1，UE2の周波数は回転速度に比例
し、その振幅は回転速度には無関係である。発信
器電圧UE1は、この実施例では発信器電圧UE2に
対してちようど＋90゜の位相差を持つている。負
の回転方向ではこれは−90゜の位相差となる。発
信器電圧UE1およびUE2は加算されて和電圧USと
なり、減算されて差電圧UDとなる。すなわち加
算および減算によつてやはり±90゜の位相差を有
する２つの交流電圧が得られ、その周波数は発信
器電圧UE1，UE2の周波数と一致する。和電圧US
および差電圧UDの振幅は発信器電圧UE1および
UE2の振幅の和に等しい。両発信器電圧UE1，UE2
の振幅が異なる場合でも、和電圧USおよび差電
圧UDは常に同一振幅を持つている。また和電圧
USおよび差電圧UDは発信器電圧UE1，UE2に対し
て＋45゜ないしは−45゜の位相差を持つている。
形を示すものである。位置発信器は２つの交流電
圧（以下発信器電圧という）UE1，UE2を発生す
る。このの発信器電圧UE1，UE2はこの実施例で
は多くの位置発信器においてそうであるようにほ
ぼ正弦波形をしている。しかし、事実上存在しな
い純粋の矩形波電圧を除いて、他のいかなる電圧
波形も以下に述べる本発明の方法に適している。
発信器電圧UE1，UE2の周波数は回転速度に比例
し、その振幅は回転速度には無関係である。発信
器電圧UE1は、この実施例では発信器電圧UE2に
対してちようど＋90゜の位相差を持つている。負
の回転方向ではこれは−90゜の位相差となる。発
信器電圧UE1およびUE2は加算されて和電圧USと
なり、減算されて差電圧UDとなる。すなわち加
算および減算によつてやはり±90゜の位相差を有
する２つの交流電圧が得られ、その周波数は発信
器電圧UE1，UE2の周波数と一致する。和電圧US
および差電圧UDの振幅は発信器電圧UE1および
UE2の振幅の和に等しい。両発信器電圧UE1，UE2
の振幅が異なる場合でも、和電圧USおよび差電
圧UDは常に同一振幅を持つている。また和電圧
USおよび差電圧UDは発信器電圧UE1，UE2に対し
て＋45゜ないしは−45゜の位相差を持つている。
和電圧USおよび差電圧UDから当該電圧の零点
通過を中心として±45゜の範囲で電圧ブロツクが
切取られる。これらの電圧ブロツクは、場合によ
つては反転した後合成され、跳躍部のない補助電
圧UZが形成される。所望の電圧ブロツクを決定
するために、和電圧USおよび差電圧UDは発信器
電圧UE1，UE2に対して±45゜の位相差を持つてい
るという事実が利用される。ここで信号UK1ない
しUK2で表わされる発信器電圧UE1，UE2の極性が
互いに比較される。信号UK1が正でUK2が負の間
は、和電圧USが補助電圧UZを作成するために用
いられる。信号UK1，UK2が共に正の間は、差電
圧UDが補助電圧UZを作成するために用いられる。
信号UK1が負で信号UK2が正のときは、和電圧US
が反転されて補助電圧UZを作成するために用い
られ、両信号UK1，UK2が共に負の場合は、差電
圧UDが反転されて補助電圧UZを作成するために
用いられる。したがつて次のような論理式が成立
する。
通過を中心として±45゜の範囲で電圧ブロツクが
切取られる。これらの電圧ブロツクは、場合によ
つては反転した後合成され、跳躍部のない補助電
圧UZが形成される。所望の電圧ブロツクを決定
するために、和電圧USおよび差電圧UDは発信器
電圧UE1，UE2に対して±45゜の位相差を持つてい
るという事実が利用される。ここで信号UK1ない
しUK2で表わされる発信器電圧UE1，UE2の極性が
互いに比較される。信号UK1が正でUK2が負の間
は、和電圧USが補助電圧UZを作成するために用
いられる。信号UK1，UK2が共に正の間は、差電
圧UDが補助電圧UZを作成するために用いられる。
信号UK1が負で信号UK2が正のときは、和電圧US
が反転されて補助電圧UZを作成するために用い
られ、両信号UK1，UK2が共に負の場合は、差電
圧UDが反転されて補助電圧UZを作成するために
用いられる。したがつて次のような論理式が成立
する。
（UK1正）∧（UK2負）⇒UZ＝US
（UK1正）∧（UK2正）⇒UZ＝UD
（UK1負）∧（UK2正）⇒UZ＝S
（UK1負）∧（UK2負）⇒UZ＝Ｄ
このように和電圧USおよび差電圧UDの90゜幅の
ブロツクの合成により、発信器電圧UE1および
UE2の周波数に対して２倍の周波数の補助交流電
圧UZを得ることができる。この補助交流電圧UZ
は跳躍部を持つことはない。というのは、和電圧
USおよび差電圧UDの両振幅はすでに述べたよう
に互いに等しく、しかも両電圧は零点通過の前後
45゜で同一瞬時値を持つているからである。
ブロツクの合成により、発信器電圧UE1および
UE2の周波数に対して２倍の周波数の補助交流電
圧UZを得ることができる。この補助交流電圧UZ
は跳躍部を持つことはない。というのは、和電圧
USおよび差電圧UDの両振幅はすでに述べたよう
に互いに等しく、しかも両電圧は零点通過の前後
45゜で同一瞬時値を持つているからである。
補助電圧UZは次に微分され、電圧UD1が形成さ
れる。この電圧UD1の振幅は周知の数学的な関係
に基づいて、予め与えられた電圧波形には関係な
く、補助電圧UZの周波数に比例し、したがつて
位置発信器の回転速度に比例する。かくして本発
明方法は、和電圧USおよび差電圧UDのほぼ正弦
曲線の比較的直線的な部分の範囲から、補助電圧
UZが合成されるという利点を持つている。した
がつて微分電圧UDIは近似的に矩形波パルスとな
り、各矩形波パルスは比較的わずかなリツプルし
か持つていない。この微分電圧UDIを整流すれば
出力電圧UAとして、比較的わずかなリツプルの、
位置発信器の回転速度に比例する直流電圧を得る
ことができる。出力電圧UAの極性が位置発信器
の回転方向に対応するように、制御整流、すなわ
ち微分電圧UDIの正および負のパルスの制御され
た合成が必要である。このことは次のようにして
達成される。すなわち、両発信器電圧UE1，UE2
の極性が等しいときは出力電圧UAを得るために
微分電圧UDIを反転して用い、両発信器電圧UE1，
UE2の極性が異なるときは微分電圧UDIを反転し
ないままで用いることである。正の回転方向に対
応する第１図の例では正の出力電圧UAが得られ
る。
れる。この電圧UD1の振幅は周知の数学的な関係
に基づいて、予め与えられた電圧波形には関係な
く、補助電圧UZの周波数に比例し、したがつて
位置発信器の回転速度に比例する。かくして本発
明方法は、和電圧USおよび差電圧UDのほぼ正弦
曲線の比較的直線的な部分の範囲から、補助電圧
UZが合成されるという利点を持つている。した
がつて微分電圧UDIは近似的に矩形波パルスとな
り、各矩形波パルスは比較的わずかなリツプルし
か持つていない。この微分電圧UDIを整流すれば
出力電圧UAとして、比較的わずかなリツプルの、
位置発信器の回転速度に比例する直流電圧を得る
ことができる。出力電圧UAの極性が位置発信器
の回転方向に対応するように、制御整流、すなわ
ち微分電圧UDIの正および負のパルスの制御され
た合成が必要である。このことは次のようにして
達成される。すなわち、両発信器電圧UE1，UE2
の極性が等しいときは出力電圧UAを得るために
微分電圧UDIを反転して用い、両発信器電圧UE1，
UE2の極性が異なるときは微分電圧UDIを反転し
ないままで用いることである。正の回転方向に対
応する第１図の例では正の出力電圧UAが得られ
る。
負の回転方向の場合が第２図に示されている。
第２図の各電圧信号の符号は第１図のものと同一
である。ここでは発信器電圧UE2は発信器電圧
UE1に対し90゜遅れているのではなく進んでいる。
これに対応して和電圧USも差電圧UDに対して＋
90゜の位相差を持つている。第２図に示すように、
補助電圧UZおよび微分電圧UDIの波形は負の回転
方向でも変わらない。微分電圧UDIの制御整流の
ための前述の論理結合に基づいて、すなわち、電
圧UE1，UE2の極性が等しいときは微分電圧UDIを
反転し、電圧UE1，UE2の極性が異なるときは反
転しないで、所望の負の出力電圧UAが得られる。
第２図の各電圧信号の符号は第１図のものと同一
である。ここでは発信器電圧UE2は発信器電圧
UE1に対し90゜遅れているのではなく進んでいる。
これに対応して和電圧USも差電圧UDに対して＋
90゜の位相差を持つている。第２図に示すように、
補助電圧UZおよび微分電圧UDIの波形は負の回転
方向でも変わらない。微分電圧UDIの制御整流の
ための前述の論理結合に基づいて、すなわち、電
圧UE1，UE2の極性が等しいときは微分電圧UDIを
反転し、電圧UE1，UE2の極性が異なるときは反
転しないで、所望の負の出力電圧UAが得られる。
このようにして速度に比例する出力電圧UAを
位置発信器の回転方向に応じた極性で得ることが
できる。回転速度の測定のために個々のパルスが
評価され、また平滑を必要としないので、出力電
圧UAを回転速度変動に極めて急速に応動させる
ことができる。
位置発信器の回転方向に応じた極性で得ることが
できる。回転速度の測定のために個々のパルスが
評価され、また平滑を必要としないので、出力電
圧UAを回転速度変動に極めて急速に応動させる
ことができる。
第３図は本発明の方法を実現するための回路例
を示すものである。図示していない位置発信器に
よつて供給された発信器電圧UE1，UE2は加算器
１の加算入力端に導かれる。さらに発信器電圧
UE1は減算器２の加算入力端に、発信器電圧UE2
は減算入力端にそれぞれ導かれる。和電圧USま
たは差電圧UDの生ずる加算器１および減算器２
の出力端は、それぞれ直接およびインバータ３な
いし４を介して選択回路５の入力端に接続されて
いる。
を示すものである。図示していない位置発信器に
よつて供給された発信器電圧UE1，UE2は加算器
１の加算入力端に導かれる。さらに発信器電圧
UE1は減算器２の加算入力端に、発信器電圧UE2
は減算入力端にそれぞれ導かれる。和電圧USま
たは差電圧UDの生ずる加算器１および減算器２
の出力端は、それぞれ直接およびインバータ３な
いし４を介して選択回路５の入力端に接続されて
いる。
発信器電圧UE1，UE2はさらにそれぞれコンパ
レータ６ないし７の一方の入力端に加えられてい
る。各コンパレータ６，７の第２の入力端は零電
位におかれている。すなわちコンパレータ６ない
し７の出力端に極性信号UK1ないしUK2が生ずる
ように構成されている。極性信号UK1，UK2の極
性は対応する発信器電圧UE1，UE2の極性に対応
する。この極性信号によつて選択回路５が前述の
論理式に従つて制御され、その結果各時点で和電
圧もしくは差電圧またはそれらの反転電圧が選択
回路５の出力端に導かれる。こうして選択回路５
の出力端に補助電圧UZが生ずる。この補助電圧
UZは微分器８で微分され、微分電圧UDIが生ず
る。この微分電圧UDIは制御整流回路９に導かれ、
制御整流回路９は極性信号UK1およびUK2により
すでに述べた論理に従つて制御される。かくして
制御整流回路９の出力端には所望の出力電圧UA
が生ずる。
レータ６ないし７の一方の入力端に加えられてい
る。各コンパレータ６，７の第２の入力端は零電
位におかれている。すなわちコンパレータ６ない
し７の出力端に極性信号UK1ないしUK2が生ずる
ように構成されている。極性信号UK1，UK2の極
性は対応する発信器電圧UE1，UE2の極性に対応
する。この極性信号によつて選択回路５が前述の
論理式に従つて制御され、その結果各時点で和電
圧もしくは差電圧またはそれらの反転電圧が選択
回路５の出力端に導かれる。こうして選択回路５
の出力端に補助電圧UZが生ずる。この補助電圧
UZは微分器８で微分され、微分電圧UDIが生ず
る。この微分電圧UDIは制御整流回路９に導かれ、
制御整流回路９は極性信号UK1およびUK2により
すでに述べた論理に従つて制御される。かくして
制御整流回路９の出力端には所望の出力電圧UA
が生ずる。
選択回路５の可能な回路例を第４図に示す。こ
こで選択回路５の入力端はそれぞれ半導体スイツ
チ５ａ〜５ｄを介して選択回路５の出力端に接続
されている。半導体スイツチ５ａ〜５ｄはAND
ゲート５ｅ〜５ｈによつて制御される。つまり、
すでに述べた極性信号UK1，UK2と差電圧ないし
和電圧との間の論理関係に従つて、スイツチ５ａ
〜５ｄの制御のために次の論理式が生ずる。
こで選択回路５の入力端はそれぞれ半導体スイツ
チ５ａ〜５ｄを介して選択回路５の出力端に接続
されている。半導体スイツチ５ａ〜５ｄはAND
ゲート５ｅ〜５ｈによつて制御される。つまり、
すでに述べた極性信号UK1，UK2と差電圧ないし
和電圧との間の論理関係に従つて、スイツチ５ａ
〜５ｄの制御のために次の論理式が生ずる。
UK1∧K2⇒5a
UK1∧K2⇒5bK1
∧UK2⇒5cK1
∧K2⇒5d
すなわち、半導体スイツチ５ａを制御する
ANDゲート５ｅには非反転入力端に極性信号
UK1が導かれ、ANDゲート５ｅの反転入力端に
極性信号UK2が導かれる。極性信号UK1およびUK2
はさらに、半導体スイツチ５ｂを制御するAND
ゲート５ｆの非反転入力端に導かれる。また極性
信号UK1は半導体スイツチ５ｃを制御するAND
ゲート５ｇの反転入力端に、極性信号UK2は同じ
ANDゲート５ｇの非反転入力端に導かれる。最
後に極性信号UK1およびUK2は半導体スイツチ５
ｄを制御するANDゲート５ｈに導かれる。
ANDゲート５ｅには非反転入力端に極性信号
UK1が導かれ、ANDゲート５ｅの反転入力端に
極性信号UK2が導かれる。極性信号UK1およびUK2
はさらに、半導体スイツチ５ｂを制御するAND
ゲート５ｆの非反転入力端に導かれる。また極性
信号UK1は半導体スイツチ５ｃを制御するAND
ゲート５ｇの反転入力端に、極性信号UK2は同じ
ANDゲート５ｇの非反転入力端に導かれる。最
後に極性信号UK1およびUK2は半導体スイツチ５
ｄを制御するANDゲート５ｈに導かれる。
制御整流回路の一構成例を第５図に示す。ここ
では、微分電圧UDIの加えられる制御整流回路９
の入力端は、一方では半導体スイツチ９ａを介し
て制御整流回路９の出力端に導かれ、他方ではイ
ンバータ９ｃおよび半導体スイツチ９ｂの直列回
路を介して同出力端に導かれている。すでに述べ
た、整流回路９の制御のための論理結合、すなわ
ち、両極性信号UK1，UK2が同一極性ならば反転、
両極性信号UK1，UK2が異極性ならば非反転とい
う論理結合は排他的ORゲート９ｄおよび９ｅに
よつて実現される。排他的ORゲート９ｄ，９ｅ
の各入力端にはそれれ両極性信号UK1およびUK2
が加えられる。排他的ORゲート９ｄは半導体ス
イツチ９ａに接続され、反転出力端を有する排他
的ORゲート９ｅは半導体スイツチ９ｂに接続さ
れている。この構成によれば整流回路９の所望の
制御が達成できる。
では、微分電圧UDIの加えられる制御整流回路９
の入力端は、一方では半導体スイツチ９ａを介し
て制御整流回路９の出力端に導かれ、他方ではイ
ンバータ９ｃおよび半導体スイツチ９ｂの直列回
路を介して同出力端に導かれている。すでに述べ
た、整流回路９の制御のための論理結合、すなわ
ち、両極性信号UK1，UK2が同一極性ならば反転、
両極性信号UK1，UK2が異極性ならば非反転とい
う論理結合は排他的ORゲート９ｄおよび９ｅに
よつて実現される。排他的ORゲート９ｄ，９ｅ
の各入力端にはそれれ両極性信号UK1およびUK2
が加えられる。排他的ORゲート９ｄは半導体ス
イツチ９ａに接続され、反転出力端を有する排他
的ORゲート９ｅは半導体スイツチ９ｂに接続さ
れている。この構成によれば整流回路９の所望の
制御が達成できる。
第１図および第２図は本発明の作用を説明する
ための線図、第３図は本発明の装置の一実施例を
示すブロツク図、第４図は本発明に使用する選択
回路の一実施例を示す接続図、第５図は本発明に
使用する制御整流回路の一実施例を示す接続図で
ある。 UE1，UE2……発信器電圧、US……和電圧、UD
……差電圧、UDI……微分電圧、UA……出力電
圧、１……加算器、２……減算器、３，４……イ
ンバータ、５……選択回路、６，７……コンパレ
ータ、８……微分器、９……制御整流回路。
ための線図、第３図は本発明の装置の一実施例を
示すブロツク図、第４図は本発明に使用する選択
回路の一実施例を示す接続図、第５図は本発明に
使用する制御整流回路の一実施例を示す接続図で
ある。 UE1，UE2……発信器電圧、US……和電圧、UD
……差電圧、UDI……微分電圧、UA……出力電
圧、１……加算器、２……減算器、３，４……イ
ンバータ、５……選択回路、６，７……コンパレ
ータ、８……微分器、９……制御整流回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ インクリメンタル位置発信器により、回転方
向に応じて正または負の方向に互いに90゜ずれ回
転速度に無関係な振幅を有する２つの発信器電圧
を発生させ、この発信器電圧から補助電圧および
極性信号を形成し、合成により回転速度に関係し
位置発信器の回転方向の符号に対応する出力電圧
を形成することにより回転速度に比例する電圧を
発生する方法において、第１および第２の発信器
電圧UE1，UE2の和および差によつて和電圧USお
よび差電圧UDを形成し、これらの和電圧USおよ
び差電圧UDからそれぞれ各電圧US，UDの零点通
過の±45゜の範囲で電圧ブロツクを取り出し、こ
れらの電圧ブロツクから極性信号UK1，UK2によ
り補助電圧UZを合成し、この補助電圧UZを微分
し、その微分電圧UD1を第１および第２の発信器
電圧UE1，UE2の位相に応じて制御整流し、合成
により出力電圧UAを発生させることを特徴とす
る回転速度に比例する電圧発生方法。 ２ 第１の発信器電圧UE1が正で第２の発信器電
圧UE2が負のときは和電圧USを微分器８に導き、
第１および第２の発信器電圧UE1，UE2が共に正
のときは差電圧UDを微分器８に導き、第１の発
信器電圧UE1が負で第２の発信器電圧UE2が正の
ときは反転した和電圧USを微分器８に導き、第
１および第２の発信器電圧UE1，UE2が共に負の
ときは反転した差電圧UDを微分器８に導くこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の方法。 ３ 制御整流を行うために、両発信器電圧UE1，
UE2の瞬時値が同一極性を持つているときは微分
電圧UD1を反転し、両発信器電圧UE1，UE2の瞬時
値が反対極性を持つているときは微分電圧UD1を
変えないでそのままとすることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の方法。 ４ 回転方向に応じて正または負の方向に互いに
90゜ずれ回転速度に無関係な振幅を有する２つの
発信器電圧を発生するインクリメンタル位置発信
器を備え、加算器、減算器、インバータ、微分器
および零コンパレータにより回転速度に比例する
出力電圧を発生せしめるようになつている回転速
度に比例する電圧を発生するための装置におい
て、位置発信器の両発信器電圧UE1，UE2はそれ
ぞれ加算器１および減算器２の各入力端に導か
れ、加算器１および減算器２の出力端は直接およ
びそれぞれインバータ３，４を介して選択回路５
の入力端と接続され、選択回路５は２つの零コン
パレータ６，７により制御され、零コンパレータ
６，７の入力端にはそれぞれ両発信器電圧UE1，
UE2の一方が加えられ、選択回路５はその入力を
両零コンパレータ６，７の出力信号UK1，UK2に
関係して出力端に導き、選択回路５の出力側には
微分器８が接続され、微分器８の出力端は両零コ
ンパレータ６，７の出力信号に関係して制御され
る整流回路９と接続され、整流回路９の出力端に
は回転速度に比例する所望の出力信号UAが生ず
るようになつていることを特徴とする回転速度に
比例する電圧発生装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE31471455 | 1981-11-27 | ||
| DE3147145A DE3147145C2 (de) | 1981-11-27 | 1981-11-27 | Verfahren zur Erzeugung einer drehzahlproportionalen Spannung und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5897658A JPS5897658A (ja) | 1983-06-10 |
| JPH0410027B2 true JPH0410027B2 (ja) | 1992-02-24 |
Family
ID=6147392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57206829A Granted JPS5897658A (ja) | 1981-11-27 | 1982-11-25 | 回転速度に比例する電圧発生方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4508941A (ja) |
| EP (1) | EP0080639B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5897658A (ja) |
| DE (2) | DE3147145C2 (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5979806A (ja) * | 1982-10-29 | 1984-05-09 | Hitachi Ltd | 多相磁気回転センサおよび多相−２相出力変換方法 |
| DE3444062C2 (de) * | 1983-12-03 | 1993-05-13 | Pioneer Electronic Corp., Tokio/Tokyo | Lautsprecher mit einer Spule im Luftspalt eines Magnetsystems |
| EP0148518B1 (fr) * | 1983-12-22 | 1989-01-25 | Mavilor Systèmes S.A. | Dispositif pour la production d'un signal électrique de vitesse |
| DE3432883A1 (de) * | 1984-09-07 | 1986-03-20 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Verfahren zur ermittlung der drehzahl eines sich drehenden gegenstandes |
| DD261725A3 (de) * | 1985-05-13 | 1988-11-09 | Ilmenau Tech Hochschule | Verfahren und anordnung zur messsignalauswertung in phasengeregelten antrieben |
| DD239678A1 (de) * | 1985-07-25 | 1986-10-01 | Ilmenau Tech Hochschule | Verfahren und anordnung zur messsignalauswertung in phasengeregelten antrieben |
| JPS62207188A (ja) * | 1986-03-07 | 1987-09-11 | Hitachi Ltd | 磁気記録再生装置 |
| DE3625345A1 (de) * | 1986-07-26 | 1988-01-28 | Olympia Ag | Verfahren und anordnung zur erzeugung einer tachospannung fuer antriebe in einem gleichstrommotor in schreib- oder aehnlichen bueromaschinen |
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| DE4104902A1 (de) * | 1991-02-18 | 1992-08-20 | Swf Auto Electric Gmbh | Verfahren und anordnung zur erkennung einer bewegungsrichtung, insbesondere einer drehrichtung |
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| DE19501513A1 (de) * | 1995-01-19 | 1996-07-25 | Teves Gmbh Alfred | Verfahrem zum Erkennen einer Bewegungsrichtung, insbesondere einer Drehrichtung |
| CN1155291C (zh) * | 1997-02-28 | 2004-06-23 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 包括由至少一个弯曲部分形成的弹性触点的电声换能器 |
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| IT1395441B1 (it) * | 2009-09-09 | 2012-09-21 | Ask Ind Societa Per Azioni | Trasduttore magneto-dinamico con sistema centrante |
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| JP1602162S (ja) * | 2017-09-12 | 2018-04-16 | ||
| US20250254468A1 (en) * | 2024-02-01 | 2025-08-07 | Wavtech, LLC | Loudspeaker with reduced mounting depth and high excursion |
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1981
- 1981-11-27 DE DE3147145A patent/DE3147145C2/de not_active Expired
-
1982
- 1982-10-28 US US06/437,258 patent/US4508941A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-11-15 DE DE8282110528T patent/DE3269700D1/de not_active Expired
- 1982-11-15 EP EP82110528A patent/EP0080639B1/de not_active Expired
- 1982-11-25 JP JP57206829A patent/JPS5897658A/ja active Granted
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| DE3147145A1 (de) | 1983-06-09 |
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| DE3269700D1 (en) | 1986-04-10 |
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