JPH04101663A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH04101663A JPH04101663A JP21473590A JP21473590A JPH04101663A JP H04101663 A JPH04101663 A JP H04101663A JP 21473590 A JP21473590 A JP 21473590A JP 21473590 A JP21473590 A JP 21473590A JP H04101663 A JPH04101663 A JP H04101663A
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- switching
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はスイソチンクレキュレータに関し、特にスイッ
チング動作時に伴なってトランス巻線に生じるスパイク
状の電圧上昇を吸収する回路を設けであるスイッチング
レギュレータに関する。
チング動作時に伴なってトランス巻線に生じるスパイク
状の電圧上昇を吸収する回路を設けであるスイッチング
レギュレータに関する。
従来のこの種のスイッチングレギュレータでは、第９図
に例示するように、変換用のトランスＴの一次巻線ＮＰ
の両端間に、スイ、ッチ回路１がオンからオフへ状態変
化した時に生じるスパイク状電圧を吸収するためのスナ
バ回路４を接続している。
に例示するように、変換用のトランスＴの一次巻線ＮＰ
の両端間に、スイ、ッチ回路１がオンからオフへ状態変
化した時に生じるスパイク状電圧を吸収するためのスナ
バ回路４を接続している。
入力コンデンサＣ０の両端に入力される直流電圧Ｖ ｉ
ｎは、トランスＴの一次巻線ＮＰを通してスイッチ回
路１のトランジスタＱ１のコレクタに印加され、また抵
抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ。
ｎは、トランスＴの一次巻線ＮＰを通してスイッチ回
路１のトランジスタＱ１のコレクタに印加され、また抵
抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ。
のベースに印加される。更にトランジスタＱ１のベース
ハ、抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ１、およびトランスＴの
ベース巻線ＮＢを介し直流電圧Ｖ ｉ ｎの入力帰線に
接続し、また安定化回路２のトランジスタＱ２のコレク
タに接続している。トランジスタＱ１のエミッタは、入
力帰線に接続している。安定化回路２のトランジスタＱ
２のエミッタは定電圧用のダイオードＤ ２１に接続し
、ベースは抵抗Ｒ２□およびＲ２□の分圧電圧を与える
よう接続し、抵抗Ｒ２１およびＲ２２は、両端間にコン
デンサＣ２を並列接続した上で逆流防止用のタイオード
Ｄ２□を介して、ベース巻線Ｎ、、３の両端間に接続し
である。トランスＴの二次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ
３およびコンデンサＣ３から成る整流回路３を接続して
、直流の出力電圧Ｖ ｏ ｕ ｔを得ている。
ハ、抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ１、およびトランスＴの
ベース巻線ＮＢを介し直流電圧Ｖ ｉ ｎの入力帰線に
接続し、また安定化回路２のトランジスタＱ２のコレク
タに接続している。トランジスタＱ１のエミッタは、入
力帰線に接続している。安定化回路２のトランジスタＱ
２のエミッタは定電圧用のダイオードＤ ２１に接続し
、ベースは抵抗Ｒ２□およびＲ２□の分圧電圧を与える
よう接続し、抵抗Ｒ２１およびＲ２２は、両端間にコン
デンサＣ２を並列接続した上で逆流防止用のタイオード
Ｄ２□を介して、ベース巻線Ｎ、、３の両端間に接続し
である。トランスＴの二次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ
３およびコンデンサＣ３から成る整流回路３を接続して
、直流の出力電圧Ｖ ｏ ｕ ｔを得ている。
入力電圧Ｖ ｉ ｎが抵抗ＲＩＩを通して）・ランンス
タＱ１にベース電流を流すと、トランジスタＱ１のオン
動作が起動しく第１０図中の時刻１＋）、これに伴なっ
てトランスＴの一次巻線に電流が流れ始める（第１０図
の電流■。）。これに応じてトランスＴの一−ス巻線Ｎ
Ｂに電圧が発生して、トランジスタＱ、にベース電流を
供給し、更に■。が増加する。
タＱ１にベース電流を流すと、トランジスタＱ１のオン
動作が起動しく第１０図中の時刻１＋）、これに伴なっ
てトランスＴの一次巻線に電流が流れ始める（第１０図
の電流■。）。これに応じてトランスＴの一−ス巻線Ｎ
Ｂに電圧が発生して、トランジスタＱ、にベース電流を
供給し、更に■。が増加する。
■。が増加しベース電流がＱｌの飽和を保つことが不可
能になるとＱ、は飽和からはずれＶ。が増加しトランジ
スタＱ１は急速にオフ状態に切替り、電流工。が流れな
くなる（第１０図中の時刻ｔ２）。
能になるとＱ、は飽和からはずれＶ。が増加しトランジ
スタＱ１は急速にオフ状態に切替り、電流工。が流れな
くなる（第１０図中の時刻ｔ２）。
この時、電流■。の急速な減少により生じるトランスＴ
のもれインダクタンスの起電力のための、スナバ回路４
が無い場合、トランジスタＱｌのコレクタの電圧■。は
、第１０図に破線で示したように、急峻なスパイク状電
圧となる。第９図では、スナバ回路４のダイオードＤ４
がオン状態になり、抵抗：ａ＋およびコンデンサＣ４で
このスパイク状電圧を吸収できる（第１０図の電圧■。
のもれインダクタンスの起電力のための、スナバ回路４
が無い場合、トランジスタＱｌのコレクタの電圧■。は
、第１０図に破線で示したように、急峻なスパイク状電
圧となる。第９図では、スナバ回路４のダイオードＤ４
がオン状態になり、抵抗：ａ＋およびコンデンサＣ４で
このスパイク状電圧を吸収できる（第１０図の電圧■。
の実線波形）。
トランジスタＱ１がオフ状態になると、トランスＴの蓄
積エネルキーは、二次巻線Ｎ、に接続した整流回路３の
タイオードＤ３をオンにして電流１、とじて出力される
。このエネルギーカ；はぼ無くなると、タイオートＤ３
はオフになり（第１０図中の時刻１３）、再びトランジ
スタＱ１のオン動作に移行して、スイッチング動作を継
続する。
積エネルキーは、二次巻線Ｎ、に接続した整流回路３の
タイオードＤ３をオンにして電流１、とじて出力される
。このエネルギーカ；はぼ無くなると、タイオートＤ３
はオフになり（第１０図中の時刻１３）、再びトランジ
スタＱ１のオン動作に移行して、スイッチング動作を継
続する。
上述した従来のスイッチングレギュレータでは、変換用
トランスの一次巻線にスナバ回路を接続して、スイッチ
ング動作に伴なって発生するスパイク状電圧上昇を吸収
しているが、吸収した電気工ネルキーはスナバ回路内の
抵抗で消散し熱エネルキーになってしまうので、スイッ
チレギュレータの電力変換効率を低下させ、特にスイッ
チング周波数が高い場合には、スナバ回路での損失が増
大し変換効率を著しく低下させる。
トランスの一次巻線にスナバ回路を接続して、スイッチ
ング動作に伴なって発生するスパイク状電圧上昇を吸収
しているが、吸収した電気工ネルキーはスナバ回路内の
抵抗で消散し熱エネルキーになってしまうので、スイッ
チレギュレータの電力変換効率を低下させ、特にスイッ
チング周波数が高い場合には、スナバ回路での損失が増
大し変換効率を著しく低下させる。
本発明の目的は、上述の難点を除去し抵抗による熱消散
を無くして変換効率を向上したスイッチングレギュレー
タを提供することにある。
を無くして変換効率を向上したスイッチングレギュレー
タを提供することにある。
本発明の第１の発明のスイッチンクレギュレタは、１つ
の入力用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の二次
巻線とをもつトランスと、前記次巻線に直列接続してあ
り、直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ回路と
、前記一次巻線および前記スイッチ回路の直列接続点と
前記直流入力電源の入力端子対の一方の端子との間に充
電路用のタイオーＦを介して接続したコンデンサをもつ
充電経路と、前記タイオードの両端に並列接続してあり
前記コンデンサの放電時にオンするスイッチ素子をもつ
放電経路とを備えている。
の入力用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の二次
巻線とをもつトランスと、前記次巻線に直列接続してあ
り、直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ回路と
、前記一次巻線および前記スイッチ回路の直列接続点と
前記直流入力電源の入力端子対の一方の端子との間に充
電路用のタイオーＦを介して接続したコンデンサをもつ
充電経路と、前記タイオードの両端に並列接続してあり
前記コンデンサの放電時にオンするスイッチ素子をもつ
放電経路とを備えている。
第２の発明のスイッチングレギュレータは、２つの入力
用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の二次巻線と
をもつトランスと、２つの前記巻線の間に直列接続して
あり直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ回路と
、該スイッチ回路の両端間に充電路用のタイオードを介
して接続したコンデンサをもつ充電経路と、前記ダイオ
ードに並列接続してあり前記コンデンサの放電時にオン
するスイッチ素子をもつ放電経路とを備えている。
用の一次巻線とこれに電磁結合した出力用の二次巻線と
をもつトランスと、２つの前記巻線の間に直列接続して
あり直流入力電源の接断切替えを繰返すスイッチ回路と
、該スイッチ回路の両端間に充電路用のタイオードを介
して接続したコンデンサをもつ充電経路と、前記ダイオ
ードに並列接続してあり前記コンデンサの放電時にオン
するスイッチ素子をもつ放電経路とを備えている。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の第１の発明の第１の実施例の回路図で
あり、第５図は本実施例の動作を例示する信号波形図で
ある。本実施例は、従来回路（第９図参照）のスナバ回
路４を使用せず、代りに、コンデンサＣ６、ダイオード
Ｄ６１およびＤ ａ２から成る充放電回路と、これの動
作を制御するためのスイッチ回路５とを設けである。コ
ンデンサＣ６の一端は、トランスＴの一次巻線Ｎｐとス
イッチ回路１との接続点に接続してあり、他端はタイオ
ードＤ６１を介して入力帰線に接続すると共にタイオー
Ｆ’ Ｄ ６２を介してスイッチ回路５のトランジスタ
Ｑ５のコレクタに接続しである。スイッチ回路５のトラ
ンジスタＱ、のエミッタとベースとの間には抵抗Ｒｓ
＋を接続し、トランジスタＱ５のベースには抵抗Ｒ５２
とコンデンサＣ５とを直列接続してトランスＴのベース
巻線Ｎ８の一端へつなぎ、エミッタはベース巻線ＮＢの
他端につないである。
あり、第５図は本実施例の動作を例示する信号波形図で
ある。本実施例は、従来回路（第９図参照）のスナバ回
路４を使用せず、代りに、コンデンサＣ６、ダイオード
Ｄ６１およびＤ ａ２から成る充放電回路と、これの動
作を制御するためのスイッチ回路５とを設けである。コ
ンデンサＣ６の一端は、トランスＴの一次巻線Ｎｐとス
イッチ回路１との接続点に接続してあり、他端はタイオ
ードＤ６１を介して入力帰線に接続すると共にタイオー
Ｆ’ Ｄ ６２を介してスイッチ回路５のトランジスタ
Ｑ５のコレクタに接続しである。スイッチ回路５のトラ
ンジスタＱ、のエミッタとベースとの間には抵抗Ｒｓ
＋を接続し、トランジスタＱ５のベースには抵抗Ｒ５２
とコンデンサＣ５とを直列接続してトランスＴのベース
巻線Ｎ８の一端へつなぎ、エミッタはベース巻線ＮＢの
他端につないである。
スイッチ回路１がオン動作し始めてからオフになるまで
、すなわち第５図中の時刻ｔ１から時刻ｔ２まての動作
は、従来回路の場合と同じなのて、説明を省略する。ス
イッチ回路ｌがオンからオフに切替ると（時刻ｔ２）、
電圧Ｖ。が上昇してダイオードＤ６□がオン状態になり
、これに応じてコンデンサＣ６に充電電流が流れるので
、電流■。６が瞬間的に増大する。一方、時刻ｔ２に於
て二次巻線Ｎ、に■。が流れ始める為この電流によりベ
ース巻線Ｎ８にスイッチ回路５のトランジスタＱ５をオ
フからオンに切替える向きに電圧が誘起される。
、すなわち第５図中の時刻ｔ１から時刻ｔ２まての動作
は、従来回路の場合と同じなのて、説明を省略する。ス
イッチ回路ｌがオンからオフに切替ると（時刻ｔ２）、
電圧Ｖ。が上昇してダイオードＤ６□がオン状態になり
、これに応じてコンデンサＣ６に充電電流が流れるので
、電流■。６が瞬間的に増大する。一方、時刻ｔ２に於
て二次巻線Ｎ、に■。が流れ始める為この電流によりベ
ース巻線Ｎ８にスイッチ回路５のトランジスタＱ５をオ
フからオンに切替える向きに電圧が誘起される。
この時、コンデンサＣ６はダイオードＤ６２を介して入
力帰線に接続した形になるが、入力帰線の方が高電位な
ので、ダイオードＤ６２がオン状態になりコンデンサＣ
６の電荷の余剰分を放電させる。
力帰線に接続した形になるが、入力帰線の方が高電位な
ので、ダイオードＤ６２がオン状態になりコンデンサＣ
６の電荷の余剰分を放電させる。
この放電電荷は、入力コンデンサＣ０に充電されて、電
力供給に再利用されると共にトランスＴを介して２次側
へもエネルギーを送る形になる。
力供給に再利用されると共にトランスＴを介して２次側
へもエネルギーを送る形になる。
このように、スイッチ回路１がオンからオフに切替った
時のスパイク状電圧上昇を、コンデンサＣ６に充電する
ことにより吸収し、すくコンデンサＣ９へ放電し、転送
しているので、従来回路の場合のように吸収した電気工
ネルキーな熱消散させずに済み、電力変換効率の低下を
招来しない。
時のスパイク状電圧上昇を、コンデンサＣ６に充電する
ことにより吸収し、すくコンデンサＣ９へ放電し、転送
しているので、従来回路の場合のように吸収した電気工
ネルキーな熱消散させずに済み、電力変換効率の低下を
招来しない。
なお、上述したスパイク状電圧の吸収の動作以外は、従
来回路の動作と同様なので、説明を省略する。
来回路の動作と同様なので、説明を省略する。
第２図および第３図はそれぞれ本発明の第１の発明の第
２および第３の実施例の回路図である。
２および第３の実施例の回路図である。
両実施例とも、トランスＴの一次巻線Ｎｐに中間タップ
を設けてスイッチ用のトランジスタＱ６のエミッタに接
続しである。スイッチ回路］の一次巻線Ｎｐとの接続端
には、スイッチ回路１がオンからオフに切替った時に生
しるスパイク状電圧を導く向きにダイオ−Ｆ’ Ｄ ｓ
＋を接続しである。タイオート’Ｄａ＋は、他端を入
力帰線に接続した充放電用のコンデンサＣ６の一端に接
続し、更にコンデンサＣ６の放電の向きのダイオードＤ
８２を接続している。ダイオードＤ６２はトランジスタ
Ｑ６のコレクタに接続されており、トランジスタＱ６の
ベースとエミッタとの間には一次巻線Ｎ２の中間タップ
電圧を与えるようにしである。
を設けてスイッチ用のトランジスタＱ６のエミッタに接
続しである。スイッチ回路］の一次巻線Ｎｐとの接続端
には、スイッチ回路１がオンからオフに切替った時に生
しるスパイク状電圧を導く向きにダイオ−Ｆ’ Ｄ ｓ
＋を接続しである。タイオート’Ｄａ＋は、他端を入
力帰線に接続した充放電用のコンデンサＣ６の一端に接
続し、更にコンデンサＣ６の放電の向きのダイオードＤ
８２を接続している。ダイオードＤ６２はトランジスタ
Ｑ６のコレクタに接続されており、トランジスタＱ６の
ベースとエミッタとの間には一次巻線Ｎ２の中間タップ
電圧を与えるようにしである。
スイッチ回路１がオンからオフに切替り一次巻線ＮＰに
スパイク状の電圧上昇が生じ始めると、ダイオードＤ６
１がオンしてコンデンサＣ６に充電電流を通し、スパイ
ク状電圧を吸収させる。次いでトランジスタＱ６がオン
に切替るが、この時にはコンデンサＣ６が充電されて入
力電圧よりも高い電位になっているので、ダイオードＤ
６□がオン状態になり、コンデンサＣ６の余剰分の電荷
を放電させ、コンデンサＣ０の方へ転送させる。
スパイク状の電圧上昇が生じ始めると、ダイオードＤ６
１がオンしてコンデンサＣ６に充電電流を通し、スパイ
ク状電圧を吸収させる。次いでトランジスタＱ６がオン
に切替るが、この時にはコンデンサＣ６が充電されて入
力電圧よりも高い電位になっているので、ダイオードＤ
６□がオン状態になり、コンデンサＣ６の余剰分の電荷
を放電させ、コンデンサＣ０の方へ転送させる。
第４図は本発明の第１の発明の第４の実施例の回路図で
ある。充放電用のコンデンサＣ６は、端を入力電圧のホ
ット側に接続し、他端をダ・イオドＤ７を介してスイッ
チ回路１の一次巻線Ｎ、との接続端に接続しである。タ
イオードＤ、の両端にはＭＯＳ形のトランジスタＱ７の
ソースおよびドレインを接続し、トランジスタＱ７のゲ
ートソース間には一次巻線Ｎｐの中間夕、ノブ電圧を与
えている。
ある。充放電用のコンデンサＣ６は、端を入力電圧のホ
ット側に接続し、他端をダ・イオドＤ７を介してスイッ
チ回路１の一次巻線Ｎ、との接続端に接続しである。タ
イオードＤ、の両端にはＭＯＳ形のトランジスタＱ７の
ソースおよびドレインを接続し、トランジスタＱ７のゲ
ートソース間には一次巻線Ｎｐの中間夕、ノブ電圧を与
えている。
スイッチ回路１がオンからオフに切替り一次巻線ＮＦの
スパイク状電圧上昇が生じると、ダイオードＤ７がオン
してコンデンサＣ６に充電させて、スパイク状電圧を吸
収する。次いてトランジスタＱ７がオンになりコンデン
サＣ６を放電させてトランスＴを介して２次側へエネル
ギーを転送する。尚ダイオードＤ７はＭＯＳ）ランシス
タＱ７内部の寄生ダイオードで代用しても良い。また第
４図は第３図のトランジスタをＭＯ８型トランジスタに
置替えたが第１図、第２図の実施例でも同様にＭＯ３型
トランジスタに置替えても良い。
スパイク状電圧上昇が生じると、ダイオードＤ７がオン
してコンデンサＣ６に充電させて、スパイク状電圧を吸
収する。次いてトランジスタＱ７がオンになりコンデン
サＣ６を放電させてトランスＴを介して２次側へエネル
ギーを転送する。尚ダイオードＤ７はＭＯＳ）ランシス
タＱ７内部の寄生ダイオードで代用しても良い。また第
４図は第３図のトランジスタをＭＯ８型トランジスタに
置替えたが第１図、第２図の実施例でも同様にＭＯ３型
トランジスタに置替えても良い。
第２ないし第４の実施例のいずれも、第１の実施例と同
様、スイッチング動作中に生じるスパイク状電圧を一旦
コンデンザＣ６に充電し、次いてこれを電源入力側に放
電すると共に２次側ヘエネルキーを転送させるので、従
来回路のような電気エネルギーの熱消散が無く、電力変
換効率の低下を防止できる。
様、スイッチング動作中に生じるスパイク状電圧を一旦
コンデンザＣ６に充電し、次いてこれを電源入力側に放
電すると共に２次側ヘエネルキーを転送させるので、従
来回路のような電気エネルギーの熱消散が無く、電力変
換効率の低下を防止できる。
以上の各実施例とも、トランスＴの一次巻線Ｎ２か１巻
線である場合を示したが、一次巻線ＮＰが２巻線の場合
でも適用できる。次にその一例を示す。
線である場合を示したが、一次巻線ＮＰが２巻線の場合
でも適用できる。次にその一例を示す。
第６図は本発明の第２の発明の一実施例を示す回路図で
あり、第１の発明の第１の実施例（第１図参照）て一次
巻線を２巻線にした場合を示す。
あり、第１の発明の第１の実施例（第１図参照）て一次
巻線を２巻線にした場合を示す。
トランスＴには２つの一次巻線Ｎｐ０． Ｎｐ□ヲ設ケ
、次巻線Ｎ、１に接続したスイッチ回路１、コンデンサ
Ｃ６およびダイオードＤＢ＋は、一次巻線Ｎｐ２を介し
て入力帰線に接続しである。これの動作は、第１の実施
例の場合と同様なので、省略する。
、次巻線Ｎ、１に接続したスイッチ回路１、コンデンサ
Ｃ６およびダイオードＤＢ＋は、一次巻線Ｎｐ２を介し
て入力帰線に接続しである。これの動作は、第１の実施
例の場合と同様なので、省略する。
このように一次巻線を２巻線にしてバランスをとれば縦
電流成分の雑音がトランスＴの一次側から二次側へ伝送
するのを抑圧でき、高周波放射雑音を低減し得る。第６
図は第１図のトランスの一次巻線を２分割したが第２図
〜第４図でも同様に２巻線とすることができる。
電流成分の雑音がトランスＴの一次側から二次側へ伝送
するのを抑圧でき、高周波放射雑音を低減し得る。第６
図は第１図のトランスの一次巻線を２分割したが第２図
〜第４図でも同様に２巻線とすることができる。
以上の実施例はいずれもリンギングチョークコンバータ
形式であるが、フォワードコンバータ形式にも適用でき
るので、次にその一例を示す。
形式であるが、フォワードコンバータ形式にも適用でき
るので、次にその一例を示す。
第７図は本発明の第１の発明の第５の実施例を示す回路
図であり、第８図はその動作を例示する信号タイミング
図である。本実雄側はフォワードコンバータ形式であり
、入力コンデンサＣ８の両端に入力される直流の入力電
圧Ｖｉｎは、トランスＴの一次巻線Ｎ、およびスイッチ
ング用のトランジスタＱｌのコレクターエミッタ間に印
加され、トランジスタＱ１のベースに与えられるスイッ
チング制御用ＩＣＩの出力信号ａてオンであるし、はオ
フされる。トランジスタＱ１のコレクターエミッタ間に
は、充放電用のコンデンサＣ６と充電路形成用のタイオ
ートＤ６１とを接続し、更にタイオードＤ ６１の両端
間には放電路形成用のダイオドＤ６２とこれの接話制御
用のトランジスタＱ６のコレクターエミッタ間を接続し
である。トランジスタＱ６は、ＮＦ２とＮＦ２との結合
によってＮ ｐ ３の両端に生ずるスイッチング制御用
の信号すでオンあるいはオフする。
図であり、第８図はその動作を例示する信号タイミング
図である。本実雄側はフォワードコンバータ形式であり
、入力コンデンサＣ８の両端に入力される直流の入力電
圧Ｖｉｎは、トランスＴの一次巻線Ｎ、およびスイッチ
ング用のトランジスタＱｌのコレクターエミッタ間に印
加され、トランジスタＱ１のベースに与えられるスイッ
チング制御用ＩＣＩの出力信号ａてオンであるし、はオ
フされる。トランジスタＱ１のコレクターエミッタ間に
は、充放電用のコンデンサＣ６と充電路形成用のタイオ
ートＤ６１とを接続し、更にタイオードＤ ６１の両端
間には放電路形成用のダイオドＤ６２とこれの接話制御
用のトランジスタＱ６のコレクターエミッタ間を接続し
である。トランジスタＱ６は、ＮＦ２とＮＦ２との結合
によってＮ ｐ ３の両端に生ずるスイッチング制御用
の信号すでオンあるいはオフする。
信号ａの電圧立上りに応じてトランジスタＱ１がオンに
なると、トランスＴの一次巻線Ｎ ｐ＋に電流が流れ始
める（時刻１．）。信号ａの電圧立下り時（時刻ｔ２）
に、一次巻線Ｎｐの電流が急にオフされてスパイク状電
圧が生じ始めると、ダイオードＤ ６１がオンになり、
コンデンサＣ６に充電させて吸収すると共にＮＰＩとＮ
Ｐ□の結合によりＤ６に順方向の電流が流れ、ｃｏへ還
流される。更にこのときＮ、２とＮＦ２の結合によりＮ
Ｆ２へはＤ９を逆バイアスする向きに電圧が発生し、こ
れによりトランジスタＱ６がオンになりこれに応じてタ
イオーＦ’ Ｄ ６１がオンになってコンデンサＣ６の
余剰分の電荷をＣ８へ還流する。
なると、トランスＴの一次巻線Ｎ ｐ＋に電流が流れ始
める（時刻１．）。信号ａの電圧立下り時（時刻ｔ２）
に、一次巻線Ｎｐの電流が急にオフされてスパイク状電
圧が生じ始めると、ダイオードＤ ６１がオンになり、
コンデンサＣ６に充電させて吸収すると共にＮＰＩとＮ
Ｐ□の結合によりＤ６に順方向の電流が流れ、ｃｏへ還
流される。更にこのときＮ、２とＮＦ２の結合によりＮ
Ｆ２へはＤ９を逆バイアスする向きに電圧が発生し、こ
れによりトランジスタＱ６がオンになりこれに応じてタ
イオーＦ’ Ｄ ６１がオンになってコンデンサＣ６の
余剰分の電荷をＣ８へ還流する。
このように本実施例でも、スイッチング動作に伴なって
生じるスパイク状電圧をコンデンサに充電して吸収し、
すぐ電源入力側に還流するので、熱消散を生ずること無
く、従って電力変換効率の低下を防げる。
生じるスパイク状電圧をコンデンサに充電して吸収し、
すぐ電源入力側に還流するので、熱消散を生ずること無
く、従って電力変換効率の低下を防げる。
一次巻線ＮＰの電流のスイッチングに応じて二次巻線Ｎ
８に誘起される電圧は、ダイオードＤ３□。
８に誘起される電圧は、ダイオードＤ３□。
Ｄ３２で整流され、コイルＬ、コンデンザＣ３で平滑化
されて、直流の出力電圧Ｖ ｏ ｕ ｔを得る。
されて、直流の出力電圧Ｖ ｏ ｕ ｔを得る。
以上説明したように本発明によれば、スイッチング動作
に伴ない発生するスパイク状電圧をコンデンサに充電さ
せて吸収しすぐ放電させて電源に還送すると同時に２次
側へもエネルギーを転送させるので、熱消散による電力
損失を生じさせずに済み、従来のスナバ回路を使用した
場合よりも電力変換効率を向上できる。
に伴ない発生するスパイク状電圧をコンデンサに充電さ
せて吸収しすぐ放電させて電源に還送すると同時に２次
側へもエネルギーを転送させるので、熱消散による電力
損失を生じさせずに済み、従来のスナバ回路を使用した
場合よりも電力変換効率を向上できる。
更に、スパイク状電圧を抑圧するためリーケーシインタ
クタンスを小さくする必要が無くなるので、トランスの
磁心や巻線の構造を従来よりも簡単化できる。また、ス
パイク状電圧の抑圧効果か従来のスナバ回路よりも良い
のて、軽負荷でのスパイク状電圧に起因する出力電圧上
昇が従来よりも小さくなり、無負荷時用のタミー抵抗を
従来よりも軽負荷にできるので、ダミー抵抗での電力損
失を大幅に軽減できる。又電源入力スイッチング用のト
ランジスタに、充放電用コンデンサが並列接続されるの
で、外来サージ雑音への耐力も向上し、高周波雑音の放
射も低減できる。なお、リンキンクチョークコンバータ
形式での実験結果では、重負荷時でのスイッチンク周波
数低下の度合は、従来回路よりも少く、従って従来より
もスイッチンク周波数が高い領域て動作するので、トラ
ンスやコンデンサ等の部品を！」・形化できるという効
果も得られる。
クタンスを小さくする必要が無くなるので、トランスの
磁心や巻線の構造を従来よりも簡単化できる。また、ス
パイク状電圧の抑圧効果か従来のスナバ回路よりも良い
のて、軽負荷でのスパイク状電圧に起因する出力電圧上
昇が従来よりも小さくなり、無負荷時用のタミー抵抗を
従来よりも軽負荷にできるので、ダミー抵抗での電力損
失を大幅に軽減できる。又電源入力スイッチング用のト
ランジスタに、充放電用コンデンサが並列接続されるの
で、外来サージ雑音への耐力も向上し、高周波雑音の放
射も低減できる。なお、リンキンクチョークコンバータ
形式での実験結果では、重負荷時でのスイッチンク周波
数低下の度合は、従来回路よりも少く、従って従来より
もスイッチンク周波数が高い領域て動作するので、トラ
ンスやコンデンサ等の部品を！」・形化できるという効
果も得られる。
Ｄ ３＋ 、 Ｄ ３２． Ｄ ８． Ｄ−・・・・
・タイオート、Ｔ・ ・・）・ランス、Ｎ、、ＮＰ工＋
ＮＦ２ ＋ Ｎ Ｐ３・・ 一次巻線、Ｎ３ ・二次
巻線、ＮＢ・・・べ−３巻線、Ｌ・・・コイル。
・タイオート、Ｔ・ ・・）・ランス、Ｎ、、ＮＰ工＋
ＮＦ２ ＋ Ｎ Ｐ３・・ 一次巻線、Ｎ３ ・二次
巻線、ＮＢ・・・べ−３巻線、Ｌ・・・コイル。
Claims (7)
- （１）１つの入力用の一次巻線とこれに電磁結合した出
力用の二次巻線とをもつトランスと、前記一次巻線に直
列接続してあり、直流入力電源の接断切替えを繰返すス
イッチ回路と、前記一次巻線および前記スイッチ回路の
直列接続点と前記直流入力電源の入力端子対の一方の端
子との間に充電路用のダイオードを介して接続したコン
デンサをもつ充電経路と、前記ダイオードの両端に並列
接続してあり前記コンデンサの放電時にオンするスイッ
チ素子をもつ放電経路とを備えていることを特徴とする
スイッチングレギュレータ。 - （２）前記トランスは前記スイッチ回路の接断切替え制
御用のベース巻線を有し、前記充電経路は前記スイッチ
回路に並列接続してあり、前記放電経路は前記スイッチ
素子に直列接続した放電路用のダイオードをもつ請求項
（１）記載のスイッチングレギュレータ。 - （３）前記放電経路は前記ベース巻線の誘起電圧に応答
して前記スイッチ素子をオンさせる請求項（２）記載の
スイッチングレギュレータ。 - （４）前記トランスの一次巻線に中間タップを設けてあ
り、前記放電経路は該中間タップの誘起電圧に応答して
前記スイッチ素子をオンさせる請求項（２）記載のスイ
ッチングレギュレータ。 - （５）前記充電経路は前記一次巻線に並列接続してある
請求項（１）記載のスイッチングレギュレータ。 - （６）前記スイッチ回路の接断切替えと、前記放電経路
の前記スイッチ素子のオン動作とを、それぞれ外部から
与えられる制御信号で指示する請求項（１）記載のスイ
ッチングレギュレータ。 - （７）２つの入力用の一次巻線とこれに電磁結合した出
力用の二次巻線とをもつトランスと、２つの前記巻線の
間に直列接続してあり直流入力電源の接断切替えを繰返
すスイッチ回路と、該スイッチ回路の両端間に充電路用
のダイオードを介して接続したコンデンサをもつ充電経
路と、前記ダイオードに並列接続してあり前記コンデン
サの放電時にオンするスイッチ素子をもつ放電経路とを
備えていることを特徴とするスイッチングレギュレータ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2214735A JP2712785B2 (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2214735A JP2712785B2 (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04101663A true JPH04101663A (ja) | 1992-04-03 |
| JP2712785B2 JP2712785B2 (ja) | 1998-02-16 |
Family
ID=16660742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2214735A Expired - Lifetime JP2712785B2 (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2712785B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997045948A1 (en) * | 1996-05-28 | 1997-12-04 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Rcc switching power supply |
| CN109891700A (zh) * | 2016-10-28 | 2019-06-14 | 三洋电机株式会社 | 电源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61147777A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイツチング電源回路 |
-
1990
- 1990-08-14 JP JP2214735A patent/JP2712785B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61147777A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイツチング電源回路 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997045948A1 (en) * | 1996-05-28 | 1997-12-04 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Rcc switching power supply |
| US5995385A (en) * | 1996-05-28 | 1999-11-30 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | RCC-type switching power supply |
| CN109891700A (zh) * | 2016-10-28 | 2019-06-14 | 三洋电机株式会社 | 电源装置 |
| CN109891700B (zh) * | 2016-10-28 | 2022-11-22 | 三洋电机株式会社 | 电源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2712785B2 (ja) | 1998-02-16 |
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