JPH04104606A - デイジタル信号符号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタルデータを帯域分割して符号化
するディジタル信号符号化装置に関する〔発明の概要〕 本発明は、帯域分割用の複数フィルタを有し、これらフ
ィルタが多段接続され、各フィルタからの信号成分を符
号化するディジタル信号符号化装置であって、２段目以
降のフィルタの次数を初段目のフィルタの次数よりも低
くしたことにより、構成を簡略化することができると共
に、信号劣化も少ないディジタル信号符号化装置を提供
するものである。

〔従来の技術〕

オーディオ或いは音声等の信号の高能率符号化の手法に
は種々あるが、例えば、時間軸上のオーディオ信号等を
複数の周波数帯域に分割して符号化する帯域分割符号化
（サブ・バンド・コーディング：５ＢＣ）や、時間軸の
信号を周波数軸上の信号に変換（直交変換）して複数の
周波数帯域に分割し各帯域毎に符号化するいわゆる変換
符号化等を挙げることができる。また、上述の帯域分割
符号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化の手
法も考えられており、この場合には、例えば、上記帯域
分割符号化で帯域分割を行った後、該各帯域毎の信号を
周波数軸上の信号に直交変換し、これら各帯域の直交変
換された信号か、帯域毎に符号化される。

ところで、上記帯域分割符号化によって入力ディジタル
信号の符号化を行う場合には、先ず、該入力ディジタル
信号が複数の帯域に分割される。

この帯域分割を行う手段としては、帯域分割用の複数の
フィルタを用い、これらのフィルタにおいて先のフィル
タの出力が後のフィルタに供給されるような多段縦続接
続の構成のフィルタが用いられることか多い。この場合
、例えば、初段目のフィルタで入力ディジタル信号の帯
域を例えば２分割し、２段目以降のフィルタで先のフィ
ルタの例えば低帯域の信号を更に２分割していくような
帯域分割が行われる。これらのフィルタにより帯域分割
されて得られた各帯域の信号成分か符号化される。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上述のような帯域分割を行うための多段縦続接
続される各フィルタは、通常開し構成のフィルタを動作
クロックを異ならせる等して用いられることか多い。こ
の場合、フィルタ特性を高めようとすると各フィルタの
構成か複雑化し、上記帯域分割を行うための装置全体の
フィルタ構成か大規模なものとなってしまう。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、簡単な構成で帯域分割かできると共に、
信号劣化も少ないディジタル信号符号化装置を提供する
ことを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のディジタル信号符号化装置は、上述の目的を達
成するために提案されたものであり、入力ディジタル信
号を複数の帯域に分割するための複数のフィルタを有し
、これらフィルタは少なくとも先のフィルタの出力か後
のフィルタに供給される多段縦続接続された構成をなし
、これらのフィルタにより帯域分割されて得られた各帯
域の信号成分を符号化するディジタル信号符号化装置で
あって、上記複数のフィルタの２段目以降のフィルタの
次数を初段目のフィルタの次数よりも低くしたものであ
る。

〔作用〕

本発明によれば、２段目以降のフィルタの次数を初段目
のフィルタの次数よりも低くしているため、２段目以降
のフィルタの構成か簡略化され、全体として構成が簡単
になる。

〔実施例〕

以下、本発明を適用した実施例について図面を参照しな
から説明する。

第１図に実施例のディジタル信号符号化装置の概略構成
例を示す。

第１図において、本実施例のデインタル信号符号化装置
は、入力ディジタル信号を複数の帯域に分割するための
例えばいわゆるＱＭＦ等のミラフィルタからなる複数の
フィルタ（本実施例では２つのフィルタ４．５）を有し
、これらフィルタ４．５は少なくとも先のフィルタ４の
出力か後のフィルタ５に供給される多段縦続接続された
構成をなし、これらのフィルタ４．５により帯域分割さ
れて得られた各帯域（本実施例ではＤＣ〜５．５ｋＨｚ
、　　５．５　ｋ）（ｚ〜ｌ　ｌ　ｋｌ−１ｘ、　　Ｉ
　ｌ　ｋｔ（ｚ〜２２ｋＨｚの３つの帯域）の信号成分
を符号化するデインタル信号符号化装置であって、上記
複数のフィルタ４．５の２段目以降のフィルタ（フィル
タ５）の次数を初段目のフィルタ（フィルタ４）の次数
よりも低くしたものである。

すなわち、本実施例においては、入力端子１には、サン
プリング周波数ｆｓ二４４．１ｋＨｚでサンプリングさ
れて得られたＤＣ〜２２ｋ）（ｚの入力ディジタル音声
信号が供給されており、この入力ディジタル音声信号か
、上記初段目のフィルタ４に供給される。

このフィルタ４には、端子３から上記サンプリング周波
数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚと同じ周波数の動作クロックが
供給されている。上記初段目のフィルタ４は、例えば後
述する第４図に示すようなＦＩＲ型のディジタルフィル
タ（非巡回型ディジタルフィルタ）で構成されたもので
あって、第２図に示すように１１ｋＨｚで入力信号を２
分割するような周波数特性を有するものである。該フィ
ルタ４の次数は例えば６４次（段）とされている。この
フィルタ４からは、上記ＤＣ〜２２ｋＨｚの入力ディジ
タル音声信号が２分割されたＤ　Ｃ−１１ｋＨｚ。

１１ｋ）ｌｘ〜２２ｋ）ｔｚの帯域の出力信号か得られ
ることになる。

上記フィルタ４の低帯域のＤＣ−１１ｋＨｚの出力信号
は、上記２段目のフィルタ５に供給される。

該フィルタ５もフィルタ４同様ＦＩＲ型デイジタルフイ
ルタであるが、該フィルタ５の次数は、上記フィルタ４
の次数よりも少なく、例えば１／２の３２次（段）とさ
れている。また、このフィルタ５には、上記端子３から
のｆｓ＝４４．１ｋＨｚのクロックが１／２分周器１１
で分周（ｆｓ／２）された動作クロックが供給されてい
る。このフィルタ５は、第３図に示すように、５．５ｋ
Ｈｚで入力信号を２分割するような周波数特性を有する
ものである。したがって、当該フィルタ５からは、上記
ＤＣ〜１１ｋＨｚの信号が２分割されたＤＣ〜５゜５ｋ
Ｈｚ、５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの帯域の出力信号が得
られることになる。

ところで、この時、上記フィルタ５の次数か、上記フィ
ルタ４と同じ６４次となっていたとすると、該フィルタ
５のカットオフ特性は、第３図中点線で示すような急峻
な特性となるが、本実施例のフィルタ５では次数を３２
次としているため、カットオフ特性が緩やかなものとな
っている。また、上記フィルタ５の次数及び供給される
動作クロックの周波数が上記フィルタ４での次数及び動
作クロックの１７２となっているため、このフィルタ５
とフィルタ４の周波数特性は、上記サンプリング周波数
ｆｓでノーマライズすると相似形となる。もちろん、フ
ィルタ５の次数は、必ずしもフィルタ４の次数の１／２
とする必要はないが、上述のように該フィルタ５の次数
をフィルタ４の次数の１／２とすることて、フィルタ４
のカットオフ特性と同しカットオフ特性か得られるよう
になる。このようなことから、フィルタ５の次数を減ら
しても信号の劣化を抑えることができる。更に、このよ
うにフィルタ５の次数を減らすことて装置全体の構成を
簡略化することができることになる。

上記フィルタ４．５からの各帯域の信号は、それぞれ高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行うＦＦＴ回路６〜８
に送られる。ＦＦ７回路６には、上記フィルタ４の高域
側の出力信号（１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）か供給され、
ＦＦ７回路７には上記フィルタ５の高域側の出力信号（
５，５ｋＨｚ〜Ｉｌｋ＆）か供給され、ＦＦ７回路８に
は、上記フィルタ５の低域側の出力信号（ＤＣ〜５．５
ｋＨｚ）が供給される。

上記ＦＦ７回路６は例えば２．５ｍｓ毎に入力信号をブ
ロック化してフーリエ変換処理を行うものであり、また
、上記ＦＦ７回路７は例えば５ｍｓ毎にブロック化して
処理を行い、ＦＦ７回路８は１０郵毎にブロックして処
理を行うようになっている。

このように、本実施例では、各ＦＦ７回路６〜７におい
てブロックを形成する際に、高域で時間分解能を上げ、
低域では時間分解能を下げてｌブロック内のサンプル数
を増やして周波数分解能を上げている。すなわち、一般
に、人間の聴覚における周波数分解能は低域で高いもの
であるため、上述のように低域での周波数分解能を上げ
ることは有効である。また、通常の音声信号は高域で定
常区間が短いため上述のように高域での時間分解能を上
げることは有効である。

これら各ＦＦ７回路６〜８でのフーリエ変換処理により
得られる係数データ（ＦＦＴ係数デタ）は、全体として
更にいわゆるクリティカルバンド（臨界帯域）７に分割
される。すなわち、上記クリティカルバンドとは、人間
の聴覚特性を考慮したものであり、ある純音の高さを含
む同し強さの狭帯域バンドノイズによって、当該純音が
マスクされるとき、そのノイズのもつ帯域を言うもので
あり、高域程その帯域幅が広くなっているものである。

本実施例では、該クリティカルバンド分割により、高域
はど帯域幅が広くなるようにして例えば２５バンドに分
割している。本実施例では、例えば、ＦＦＴ回路６から
は上記クリティカルバンドの高域側の例えば２つ分のバ
ンドを、ＦＦＴ回路７からはクリティカルバンドの中域
の例えば３つのバンドを、ＦＦＴ回路８からは低域の例
えば２０個のバンドを出力するようにしている。

ＦＦＴ回路６〜８から得られるクリティカルバンドの各
バンドの係数データは、量子化回路１０で量子化される
。この量子化回路ＩＯでの各クリティカルパンＦ毎の量
子化の際には、いわゆるマスキング効果を考慮した適応
的な割当てビット数での量子化か行われるようになって
いる。

ここで、上記マスキング効果には、時間軸上のマスキン
グ効果と周波数軸上のマスキング効果かある。上記周波
数軸上のマスキング効果とは、ある周波数帯域の信号成
分によって他の帯域の信号成分がマスクされて、該他の
帯域の信号成分の音が聞こえなくなるような効果である
。上記時間軸上のマスキング効果には、テンポラルマス
キング効果と同時刻マスキング効果とがあり、当該同時
刻マスキング効果とはある大きな音と同時刻に発生する
小さな音（或いはノイズ）か当該大きな音によってマス
クされて聞こえなくなるような効果である。また、上記
テンポラルマスキング効果とは、大きな音の時間的な前
後の小さな音（ノイズ）が、この大きな音にマスクされ
て聞こえなくなるような効果であり、上記大きな音の時
間的に後方のマスキングはフォワードマスキングと呼ば
れ、時間的に前方のマスキングはバックワードマスキン
グと呼ばれている。更に、テンポラルマスキングにおい
ては、人間の聴覚特性から、フォワードマスキングの効
果は長時間（例えば１００ｍ５ｅｃ程度）効くようにな
っているのに対し、バックワードマスキングの効果は短
時間（例えば５　ｍ５ｅｃ程度）となっている。更に、
上記マスキング効果のレベル（マスキング量）は、フォ
ワードマスキングか２０ｄＢ程度で、バックワードマス
キングか３０ｄＢ程度となっている。このようにマスキ
ングされる部分の音は聞こえないものであるため、オー
ディオ信号の量子化の際に、上記マスキングされる部分
の信号成分の量子化割当てビット数を減らしたとしても
聴感上の悪影響を少なくすることかできる。

本実施例においては、このようなマスキング効果を利用
した適応的な量子化を行うようにするため、上記ＦＦＴ
回路６〜８の出力をマスキング量演算回路９に送り、該
マスキング量演算回路９て各バンド毎の上記マスキング
量を計算するようにしている。

該マスキング量演算回路９では、上記周波数軸上のデー
タであるＦＦＴ回路６〜８からのデータを用いることて
、上記周波数軸上のマスキング量（他のバンドへのマス
キング効果）を求めることができるようになる。また、
上記各ＦＦＴ回路６〜８からのデータの時間軸方向のデ
ータをみることて、時間軸上のマスキング量をも求める
ことかできる。なお、上記マスキング量演算回路９のマ
スキング量の計算としては、例えば、各ハント毎のエネ
ルギ総和を求め、この各バンド毎のエネルギに基づいて
各バンドでの許容可能なノイズレベルを計算し、更にこ
の許容可能なノイズレベルに基づいて他のバンドへのマ
スキング量を求めるようにすることか考えられる。また
、あるバンドの信号による他のバンド（或いは当該ある
バント自身）の他の時間へのマスキング量を求めるよう
にすることも考えられる。

このように、上記マスキング量演算回路９ては、各ＦＦ
Ｔ回路６〜８からのデータに基づいて各バンド毎のマス
キング量を計算し、この計算結果のデータを上記量子化
回路ＩＯに送るようにしている。この量子化回路１０て
は、上記マスキング量演算回路９の出力データに基づい
て、各バンド毎の量子化割当てビット数を決定して、こ
の割当てビット数に基づいて各バンドの信号成分の量子
化を行うようになっている。当該量子化回路ｌＯて各バ
ンド毎に適応的な割当てビット数で量子化されたデータ
が本実施例装置の出力端子２から出力されるようになっ
ている。上述のように、マスキング効果を考慮してクリ
ティカルバンド毎に適応的な量子化を行うことで、ビッ
ト圧縮されていても音質劣化を少なくすることができる
。

なお、前述したフィルタ４，５は、具体的には、第４図
に示すように、入力端子２０に供給されたディジタル信
号を１サンプル毎に遅延する複数の遅延器２１＋〜２１
．と、予め乗算係数が決定されている複数の乗算器２２
゜〜２２．と、各乗算器２２゜〜２２．の出力を加算す
る加算器２４とで構成されるＦＩＲ型ディジタルフィル
タからなり、該加算器２４の出力が出力端子２５から出
力されるようになっている。上記フィルタ４はこの第４
図中のｎが６４となることで６４段（次）のＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタとなり、フィルタ５はｎか３２となる
ことて３２段（次）のＦＩＲ型ディジタルフィルタとな
る。また、フィルタ４での遅延器の遅延量は１／ｆｓと
なり、フィルタ５での遅延量は２／ｆｓとなる。

上述したように本実施例のディジタル信号符号化装置に
おいては、帯域分割用の複数フィルタ（フィルタ４．５
）を有し、少なくとも先のフィルタ（フィルタ４）の出
力が後のフィルタ（フィルタ５）に供給されるように多
段接続され、これらのフィルタ４．５からの各帯域の信
号成分（クリティカルバンド毎の信号成分）を各バンド
毎にマスキング効果を考慮した適応的な割当てビット数
で量子化して符号化出力を得る符号化装置であって、２
段目以降のフィルタ（フィルタ５）の次数を初段目のフ
ィルタ（フィルタ４）の次数よりも低（した（フィルタ
４の次数を６４次をしフィルタ５の次数を３２とした）
ことにより、構成を簡略化することができると共に、信
号劣化を少なくすることができるようになっている。ま
た、クリティカルバンド毎の信号成分をマスキング効果
を考慮した適応的な割当てビット数で量子化しているた
め、音質劣化の少ない信号圧縮か可能となっている。更
に、高域でのフーリエ変換処理の際に時間分解能を上げ
、低域でのフーリエ変換の際に周波数分解能を上げた処
理か行われているため、後に聴感上良好な信号か得られ
るようになる。

図、第４図はＦＩＲ型ディジタルフィルタの構成を示す
回路図である。

〔発明の効果〕

本発明のディジタル信号符号化装置においては、帯域分
割用の複数フィルタを有し、少なくとも先のフィルタの
出力が後のフィルタに供給されるように多段接続され、
これらのフィルタからの各帯域の信号成分を符号化する
ものであって、２段目以降のフィルタの次数を初段目の
フィルタの次数よりも低くしたことにより、構成を簡略
化することができると共に、信号劣化を少なくすること
かできるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例のディジタル信号符号化装置の概
略構成を示すブロック回路図、第２図は初段目のフィル
タの周波数特性を示す特性図、第３図は２段目のフィル
タの周波数特性を示す特性４．５・・・・・・フィルタ ６〜８・・・・・・ＦＦＴ回路 ９・・・・・・・・・・マスキング量演算回路ＩＯ・・
・・・・・・量子化回路 １１・・・・・・・・Ｉ／２分周器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力ディジタル信号を複数の帯域に分割するための複数
   のフィルタを有し、これらフィルタは少なくとも先のフ
   ィルタの出力が後のフィルタに供給される多段縦続接続
   された構成をなし、これらのフィルタにより帯域分割さ
   れて得られた各帯域の信号成分を符号化するディジタル
   信号符号化装置であって、 上記複数のフィルタの２段目以降のフィルタの次数を初
   段目のフィルタの次数よりも低くしたことを特徴とする
   ディジタル信号符号化装置。