JPH0697837A - ディジタル信号復号化装置 - Google Patents
ディジタル信号復号化装置Info
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- JPH0697837A JPH0697837A JP4243574A JP24357492A JPH0697837A JP H0697837 A JPH0697837 A JP H0697837A JP 4243574 A JP4243574 A JP 4243574A JP 24357492 A JP24357492 A JP 24357492A JP H0697837 A JPH0697837 A JP H0697837A
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- block
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L23/02—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00 adapted for orthogonal signalling
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- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0057—Block codes
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- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Compression Of Band Width Or Redundancy In Fax (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 入力ディジタル信号をフィルタ分割した後複
数ワード毎にブロック化し、各ブロック単位で第１のブ
ロックフローティング処理し、さらに直交変換した後複
数ワード毎にブロック化し、このブロック単位で第２の
ブロックフローティング処理を行う符号化装置からの符
号化信号を復号化する復号化装置であって、逆フローテ
ィング回路２２９によって第２のブロックフローティン
グを解除した後、ＩＭＤＣＴ回路２２３，２２４，２２
５での逆直交変換によって時間軸上の信号へ復元すると
共にその逆直交変換演算過程で第１のブロックフローテ
ィングを解除する。 【効果】 逆直交変換演算処理を小さいハードウェアで
かつ少ない演算量によって実現する。
数ワード毎にブロック化し、各ブロック単位で第１のブ
ロックフローティング処理し、さらに直交変換した後複
数ワード毎にブロック化し、このブロック単位で第２の
ブロックフローティング処理を行う符号化装置からの符
号化信号を復号化する復号化装置であって、逆フローテ
ィング回路２２９によって第２のブロックフローティン
グを解除した後、ＩＭＤＣＴ回路２２３，２２４，２２
５での逆直交変換によって時間軸上の信号へ復元すると
共にその逆直交変換演算過程で第１のブロックフローテ
ィングを解除する。 【効果】 逆直交変換演算処理を小さいハードウェアで
かつ少ない演算量によって実現する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、いわゆるブロックフロ
ーティング処理により入力ディジタルデータを高能率符
号化する高能率符号化装置によって符号化され、伝送若
しくは記録された後、送信若しくは再生された信号を復
号化するディジタル信号復号化装置に関するものであ
る。
ーティング処理により入力ディジタルデータを高能率符
号化する高能率符号化装置によって符号化され、伝送若
しくは記録された後、送信若しくは再生された信号を復
号化するディジタル信号復号化装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】オーディオ信号等を直交変換し、その直
交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これらの各
ブロック単位でのフローティング処理を行って量子化を
行い、量子化出力と共にフローティング情報と量子化情
報を媒体に記録若しくは伝送する高能率符号化技術が知
られている。ここで、上記ブロックフローティング技術
は、基本的には、ブロック内の各ワードに共通の値を掛
けて大きくし、量子化時の精度を上げるものであるが、
具体的には、ブロック内の各ワードの絶対値の内で最も
大きいもの（最大絶対値）を探し出し、この最大絶対値
が飽和しないような当該ブロック内の全ワードに対して
共通のフローティング係数を用いてフローティング処理
を行うものが１例としてある。より簡易なものとして
は、ビットシフトを利用する、６ｄＢ単位のフローティ
ングもある。
交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これらの各
ブロック単位でのフローティング処理を行って量子化を
行い、量子化出力と共にフローティング情報と量子化情
報を媒体に記録若しくは伝送する高能率符号化技術が知
られている。ここで、上記ブロックフローティング技術
は、基本的には、ブロック内の各ワードに共通の値を掛
けて大きくし、量子化時の精度を上げるものであるが、
具体的には、ブロック内の各ワードの絶対値の内で最も
大きいもの（最大絶対値）を探し出し、この最大絶対値
が飽和しないような当該ブロック内の全ワードに対して
共通のフローティング係数を用いてフローティング処理
を行うものが１例としてある。より簡易なものとして
は、ビットシフトを利用する、６ｄＢ単位のフローティ
ングもある。
【０００３】しかし従来、直交変換は、ブロックフロー
ティングを用いず、いかなる入力の時にも十分な精度を
取り、直交変換入力信号の語長精度を直交変換により損
なわれないために十分な程度に演算語長を長く取ってい
る。また信号の時間的性質により、直交変換のブロック
サイズを可変にして、分析精度を上げることが行われる
が、そのための判断指標としては、信号の隣接サンプル
間の差分の２乗のサンプル間平均が使われることがあ
る。
ティングを用いず、いかなる入力の時にも十分な精度を
取り、直交変換入力信号の語長精度を直交変換により損
なわれないために十分な程度に演算語長を長く取ってい
る。また信号の時間的性質により、直交変換のブロック
サイズを可変にして、分析精度を上げることが行われる
が、そのための判断指標としては、信号の隣接サンプル
間の差分の２乗のサンプル間平均が使われることがあ
る。
【０００４】ところでこのような直交変換で、入力の精
度を維持したまま演算を行うには、演算語長が長くなる
ため、ハードウェアの規模が大きくなり、経済的に困難
度が高くなってしまう。また、直交変換のブロックサイ
ズを可変にする場合に、そのための判断指標を新たにそ
のためにだけ求めることは、演算ステップ数の増大を招
く。
度を維持したまま演算を行うには、演算語長が長くなる
ため、ハードウェアの規模が大きくなり、経済的に困難
度が高くなってしまう。また、直交変換のブロックサイ
ズを可変にする場合に、そのための判断指標を新たにそ
のためにだけ求めることは、演算ステップ数の増大を招
く。
【０００５】また、上記ブロックフローティング処理に
おける上述の最大絶対値を探し出すためには、１ブロッ
ク内の全ワードに対して、現在のワードの絶対値が過去
のワードの最大絶対値より大きいか否かを判断してゆく
ような手順が必要となり、処理プログラムのステップ数
が多く、時間もかかる。
おける上述の最大絶対値を探し出すためには、１ブロッ
ク内の全ワードに対して、現在のワードの絶対値が過去
のワードの最大絶対値より大きいか否かを判断してゆく
ような手順が必要となり、処理プログラムのステップ数
が多く、時間もかかる。
【０００６】このようなことから、本件出願人は、先に
特願平３−２３５６１３号の明細書及び図面において、
オーディオ信号等を直交変換し、その直交変換出力を複
数ワード毎にブロック化し、これらの各ブロック単位で
のフローティング処理を行って量子化を行い、量子化出
力と共にフローティング情報と量子化情報を媒体に記録
若しくは伝送する高能率符号技術であって、直交変換前
に第１のブロックフローティングを行い、直交変換変換
後に第２のブロックフローティングを行うことにより、
直交変換演算内部での演算精度劣化を防ぐ技術について
提案している。この先の明細書及び図面にて提案してい
る技術は、直交変換を行う単位（直交変換ブロック）内
の各ワードに共通の係数を掛け、直交変換時の精度を上
げるものである。より簡単な方法として、ビットシフト
を利用する６ｄＢステップのフローティングがよく用い
られている。
特願平３−２３５６１３号の明細書及び図面において、
オーディオ信号等を直交変換し、その直交変換出力を複
数ワード毎にブロック化し、これらの各ブロック単位で
のフローティング処理を行って量子化を行い、量子化出
力と共にフローティング情報と量子化情報を媒体に記録
若しくは伝送する高能率符号技術であって、直交変換前
に第１のブロックフローティングを行い、直交変換変換
後に第２のブロックフローティングを行うことにより、
直交変換演算内部での演算精度劣化を防ぐ技術について
提案している。この先の明細書及び図面にて提案してい
る技術は、直交変換を行う単位（直交変換ブロック）内
の各ワードに共通の係数を掛け、直交変換時の精度を上
げるものである。より簡単な方法として、ビットシフト
を利用する６ｄＢステップのフローティングがよく用い
られている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記高能率
符号化における直交変換に対応する復号化の際の逆直交
変換においては、直交変換入力時にフローティングされ
たワードを、そのフローティングを保ったまま逆直交変
換するようにすると、その演算過程でオーバーフローを
起こす可能性が大きくなってしまう。
符号化における直交変換に対応する復号化の際の逆直交
変換においては、直交変換入力時にフローティングされ
たワードを、そのフローティングを保ったまま逆直交変
換するようにすると、その演算過程でオーバーフローを
起こす可能性が大きくなってしまう。
【０００８】また、上記オーバーフローを防止するため
に、小さなフローティング係数を用いてフローティング
を行うようにすると、演算精度の劣化を招いてしまう。
に、小さなフローティング係数を用いてフローティング
を行うようにすると、演算精度の劣化を招いてしまう。
【０００９】本発明は、このような実情に鑑みて提案さ
れたものであり、高能率符号化における直交変換に対応
する復号化の際に用いられる逆直交変換演算処理を、小
さいハードウェアでかつ少ない演算量によって行い得る
ようなディジタル信号復号化装置を提供することを目的
とする。
れたものであり、高能率符号化における直交変換に対応
する復号化の際に用いられる逆直交変換演算処理を、小
さいハードウェアでかつ少ない演算量によって行い得る
ようなディジタル信号復号化装置を提供することを目的
とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
信号復号化装置は、入力ディジタル信号をフィルタ分割
し、そのフィルタ出力を複数ワード毎にブロック化し、
これらの各ブロック単位で第１のブロックフローティン
グ処理を行い、さらに直交変換によって周波数分析し、
この直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これ
らの各ブロック単位で第２のブロックフローティング処
理と量子化処理を行うディジタル信号符号化装置からの
符号化信号を復号化するディジタル信号復号化装置であ
って、上記第２のブロックフローティングを解除した
後、逆直交変換による周波数合成によって時間軸上の信
号へ復元すると共にその逆直交変換演算過程で上記第１
のブロックフローティングを解除するようにしたもので
ある。
信号復号化装置は、入力ディジタル信号をフィルタ分割
し、そのフィルタ出力を複数ワード毎にブロック化し、
これらの各ブロック単位で第１のブロックフローティン
グ処理を行い、さらに直交変換によって周波数分析し、
この直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これ
らの各ブロック単位で第２のブロックフローティング処
理と量子化処理を行うディジタル信号符号化装置からの
符号化信号を復号化するディジタル信号復号化装置であ
って、上記第２のブロックフローティングを解除した
後、逆直交変換による周波数合成によって時間軸上の信
号へ復元すると共にその逆直交変換演算過程で上記第１
のブロックフローティングを解除するようにしたもので
ある。
【００１１】ここで、本発明復号化装置では、上記逆直
交変換演算過程でスケールダウンを繰り返すことによ
り、上記第１のブロックフローティングを解除する。こ
の時、逆直交変換演算過程におけるスケールダウンは可
変的に行うことができ、また、当該逆直交変換演算過程
におけるスケールダウン回数は上記第１のブロックフロ
ーティング量に基づいて決定するようにしている。この
ように逆直交変換演算過程でスケールダウンを施すこと
によって演算過程でのオーバーフローを防止するように
している。
交変換演算過程でスケールダウンを繰り返すことによ
り、上記第１のブロックフローティングを解除する。こ
の時、逆直交変換演算過程におけるスケールダウンは可
変的に行うことができ、また、当該逆直交変換演算過程
におけるスケールダウン回数は上記第１のブロックフロ
ーティング量に基づいて決定するようにしている。この
ように逆直交変換演算過程でスケールダウンを施すこと
によって演算過程でのオーバーフローを防止するように
している。
【００１２】また、本発明のディジタル信号復号化装置
に対応する符号化装置では、上記フィルタ分割が低域ほ
ど広帯域となされている。このフィルタ分割は帯域を２
分割するフィルタを縦続接続することで実現可能であ
る。
に対応する符号化装置では、上記フィルタ分割が低域ほ
ど広帯域となされている。このフィルタ分割は帯域を２
分割するフィルタを縦続接続することで実現可能であ
る。
【００１３】さらに、本発明のディジタル信号復号化装
置では、上記逆直交変換を逆変更離散コサイン変換と
し、また、上記逆直交変換を可変ブロックサイズで行う
ようにしている。
置では、上記逆直交変換を逆変更離散コサイン変換と
し、また、上記逆直交変換を可変ブロックサイズで行う
ようにしている。
【００１４】すなわち、本発明のディジタル信号復号化
装置は、上記第２のブロックフローティングが解除され
たワードを逆直交変換し、この逆直交変換出力において
解除する第１のブロックフローティングを演算途中にお
けるスケールダウンにより解除し、同時にそのスケール
ダウンを施すことで演算過程でのオーバーフローを防ぐ
ことにより、上述の課題を解決するようにしている。
装置は、上記第２のブロックフローティングが解除され
たワードを逆直交変換し、この逆直交変換出力において
解除する第１のブロックフローティングを演算途中にお
けるスケールダウンにより解除し、同時にそのスケール
ダウンを施すことで演算過程でのオーバーフローを防ぐ
ことにより、上述の課題を解決するようにしている。
【００１５】
【作用】本発明によれば、第１のブロックフローティン
グ量に基づいてスケールダウン回数を決定し、逆直交変
換演算過程でこの決定された回数のスケールダウンを繰
り返すことで、逆直交変換演算精度を高能率復号化全体
から見て、妥当な程度に低減でき、かつ逆直交変換の演
算処理時におけるオーバーフローを防止することが出来
る。
グ量に基づいてスケールダウン回数を決定し、逆直交変
換演算過程でこの決定された回数のスケールダウンを繰
り返すことで、逆直交変換演算精度を高能率復号化全体
から見て、妥当な程度に低減でき、かつ逆直交変換の演
算処理時におけるオーバーフローを防止することが出来
る。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
【００１７】先ず、これ以降の説明の流れを考慮して、
本発明実施例のディジタル信号復号化装置の説明に先立
ち、本実施例のディジタル信号復号化装置に対応するデ
ィジタル信号符号化装置（高能率符号化装置）から説明
する。本実施例のディジタル信号復号化装置について
は、この高能率符号化装置についての説明の後に述べ
る。
本発明実施例のディジタル信号復号化装置の説明に先立
ち、本実施例のディジタル信号復号化装置に対応するデ
ィジタル信号符号化装置（高能率符号化装置）から説明
する。本実施例のディジタル信号復号化装置について
は、この高能率符号化装置についての説明の後に述べ
る。
【００１８】以下、ディジタル信号を、適応変換符号化
（ＡＴＣ）及び帯域分割符号化（ＳＢＣ）と適応変換符
号化（ＡＴＣ）を組み合わせた技術、適応ビット割当て
（ＡＰＣ−ＡＢ）の各技術を用いて高能率符号化する技
術について、図１以降を参照しながら説明する。
（ＡＴＣ）及び帯域分割符号化（ＳＢＣ）と適応変換符
号化（ＡＴＣ）を組み合わせた技術、適応ビット割当て
（ＡＰＣ−ＡＢ）の各技術を用いて高能率符号化する技
術について、図１以降を参照しながら説明する。
【００１９】図１に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周
波数帯域に分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド
幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、
得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する人間
の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリティカ
ルバンド）毎もしくは高域においてはクリティカルバン
ドを更に複数帯域に分割した帯域ごとに適応的にビット
割当して符号化している。もちろんフィルタなどによる
周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本発明
実施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適
応的に直交変換ブロックサイズ（ブロック長）を変化さ
せると共に、該ブロック単位で上記フローティング処理
を行っている。
は、入力ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周
波数帯域に分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド
幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、
得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する人間
の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリティカ
ルバンド）毎もしくは高域においてはクリティカルバン
ドを更に複数帯域に分割した帯域ごとに適応的にビット
割当して符号化している。もちろんフィルタなどによる
周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本発明
実施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適
応的に直交変換ブロックサイズ（ブロック長）を変化さ
せると共に、該ブロック単位で上記フローティング処理
を行っている。
【００２０】すなわち、図１において、入力端子１００
には例えば０〜２０ｋHzのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフ
ィルタ等の帯域分割フィルタ１０１により０〜１０ｋHz
帯域と１０ｋ〜２０ｋHz帯域とに分割され、０〜１０ｋ
Hz帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１０２により０〜５ｋHz帯域と５ｋ〜１０
ｋHz帯域とに分割される。ここで上述したフィルタとし
ては、例えばＱＭＦフィルタがあり、1976 R.E. Croch
iere, Digital coding of speech in subbands, Bell S
yst. Tech. J.Vol.55, No.8 1976 に述べられている。
また、ICASSP 83, BOSTON, PolyphaseQuadrature filt
ers -A new subband coding technique, Joseph H. Rot
hweilerには等バンド幅のフィルタ分割手法が述べられ
ている。
には例えば０〜２０ｋHzのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフ
ィルタ等の帯域分割フィルタ１０１により０〜１０ｋHz
帯域と１０ｋ〜２０ｋHz帯域とに分割され、０〜１０ｋ
Hz帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１０２により０〜５ｋHz帯域と５ｋ〜１０
ｋHz帯域とに分割される。ここで上述したフィルタとし
ては、例えばＱＭＦフィルタがあり、1976 R.E. Croch
iere, Digital coding of speech in subbands, Bell S
yst. Tech. J.Vol.55, No.8 1976 に述べられている。
また、ICASSP 83, BOSTON, PolyphaseQuadrature filt
ers -A new subband coding technique, Joseph H. Rot
hweilerには等バンド幅のフィルタ分割手法が述べられ
ている。
【００２１】帯域分割フィルタ１０１からの１０ｋ〜２
０ｋHz帯域の信号は、先ず２．５ｍｓごとのブロックで
サンプルの絶対値が取られてそれらの論理和を得る最短
ブロックシフト量算出回路１０３で処理され、次に直交
変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定された直交変
換ブロックサイズを用いて、そのサイズでのシフト量
を、可変ブロックシフト量決定回路１０７で算出する。
それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフト量算出回
路１０３の出力を決定された直交変換ブロックサイズで
比較して、最小のものを選択する。可変ブロックシフト
量決定回路１０７の出力を用いて第１のブロックフロー
ティング回路１２０でブロックフローティングされた
後、直交変換回路の一例であるModified Discrete Cosi
ne Transform（ＭＤＣＴ）回路１２３に送られることに
よりＭＤＣＴ処理される。
０ｋHz帯域の信号は、先ず２．５ｍｓごとのブロックで
サンプルの絶対値が取られてそれらの論理和を得る最短
ブロックシフト量算出回路１０３で処理され、次に直交
変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定された直交変
換ブロックサイズを用いて、そのサイズでのシフト量
を、可変ブロックシフト量決定回路１０７で算出する。
それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフト量算出回
路１０３の出力を決定された直交変換ブロックサイズで
比較して、最小のものを選択する。可変ブロックシフト
量決定回路１０７の出力を用いて第１のブロックフロー
ティング回路１２０でブロックフローティングされた
後、直交変換回路の一例であるModified Discrete Cosi
ne Transform（ＭＤＣＴ）回路１２３に送られることに
よりＭＤＣＴ処理される。
【００２２】次に、帯域分割フィルタ１０２からの５ｋ
〜１０ｋHz帯域の信号も同様に、先ず２．５ｍｓごとの
ブロックでサンプルの絶対値が取られてそれらの論理和
を得る最短ブロックシフト量算出回路１０４で処理さ
れ、次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定
された直交変換ブロックサイズを用いて、そのサイズで
のシフト量を、可変ブロックシフト量決定回路１０８で
算出する。それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフ
ト量算出回路１０４の出力を決定された直交変換ブロッ
クサイズで比較して、最小のものを選択する。可変ブロ
ックシフト量決定回路１０８の出力を用いて第１のブロ
ックフローティング回路１２１でブロックフローティン
グされた後、ＭＤＣＴ回路１２４に送られることにより
ＭＤＣＴ処理される。
〜１０ｋHz帯域の信号も同様に、先ず２．５ｍｓごとの
ブロックでサンプルの絶対値が取られてそれらの論理和
を得る最短ブロックシフト量算出回路１０４で処理さ
れ、次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定
された直交変換ブロックサイズを用いて、そのサイズで
のシフト量を、可変ブロックシフト量決定回路１０８で
算出する。それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフ
ト量算出回路１０４の出力を決定された直交変換ブロッ
クサイズで比較して、最小のものを選択する。可変ブロ
ックシフト量決定回路１０８の出力を用いて第１のブロ
ックフローティング回路１２１でブロックフローティン
グされた後、ＭＤＣＴ回路１２４に送られることにより
ＭＤＣＴ処理される。
【００２３】さらに、帯域分割フィルタ１０２からの０
〜５ｋHz帯域の信号も同様に、先ず２．５ｍｓごとのブ
ロックでサンプルの絶対値が取られてそれらの論理和を
得る最短ブロックシフト量算出回路１０５で処理され、
次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定され
た直交変換ブロックサイズを用いて、そのサイズでのシ
フト量を、可変ブロックシフト量決定回路１０９で算出
する。それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフト量
算出回路１０５の出力を直交変換ブロックサイズで比較
して、最小のものを選択する。可変ブロックシフト量決
定回路１０９の出力を用いて第１のブロックフローティ
ング回路１２２でブロックフローティングされた後、Ｍ
ＤＣＴ回路１２５に送られることによりＭＤＣＴ処理さ
れる。
〜５ｋHz帯域の信号も同様に、先ず２．５ｍｓごとのブ
ロックでサンプルの絶対値が取られてそれらの論理和を
得る最短ブロックシフト量算出回路１０５で処理され、
次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定され
た直交変換ブロックサイズを用いて、そのサイズでのシ
フト量を、可変ブロックシフト量決定回路１０９で算出
する。それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフト量
算出回路１０５の出力を直交変換ブロックサイズで比較
して、最小のものを選択する。可変ブロックシフト量決
定回路１０９の出力を用いて第１のブロックフローティ
ング回路１２２でブロックフローティングされた後、Ｍ
ＤＣＴ回路１２５に送られることによりＭＤＣＴ処理さ
れる。
【００２４】上記ＭＤＣＴ（変更離散コサイン変換）に
ついては、例えば、 ICASSP 1987Subband/Transform C
oding Using Filter Bank Designs Based on Time Doma
inAliasing Cancellation, J.P.Princen, A.B.Bradle
y, Univ. of Surrey RoyalMelbourne Inst. of Tech.
に述べられている。
ついては、例えば、 ICASSP 1987Subband/Transform C
oding Using Filter Bank Designs Based on Time Doma
inAliasing Cancellation, J.P.Princen, A.B.Bradle
y, Univ. of Surrey RoyalMelbourne Inst. of Tech.
に述べられている。
【００２５】次に図２において、ブロックフローティン
グ動作を説明すると、入力端子１には、図１のフィルタ
１０１、１０２の出力のディジタル信号が供給されてい
る。このディジタル信号は、絶対値算出回路２に送られ
て各ワードの絶対値が算出され、フローティング係数を
求めるための論理和（ＯＲ）回路３に送られる。ＯＲ回
路３からの論理和出力データは、ラッチあるいはレジス
タとして１ワードを記憶するメモリ４に送られ、このメ
モリ４からの出力データがＯＲ回路３に戻されて、上記
絶対値算出回路２からの現在ワードの絶対値と論理和演
算される。すなわち、ＯＲ回路３からの論理和演算出力
がメモリ４で１ワード遅延されて入力された現在のワー
ドと論理和されることにより、順次累積的に各ワードの
論理和がとられることになる。メモリ４は１ブロックの
Ｎワードのデータが入力される毎にリセット（ゼロクリ
ア）され、結果として、１ブロックＮワードの各絶対値
全体についての論理和がとられることになる。
グ動作を説明すると、入力端子１には、図１のフィルタ
１０１、１０２の出力のディジタル信号が供給されてい
る。このディジタル信号は、絶対値算出回路２に送られ
て各ワードの絶対値が算出され、フローティング係数を
求めるための論理和（ＯＲ）回路３に送られる。ＯＲ回
路３からの論理和出力データは、ラッチあるいはレジス
タとして１ワードを記憶するメモリ４に送られ、このメ
モリ４からの出力データがＯＲ回路３に戻されて、上記
絶対値算出回路２からの現在ワードの絶対値と論理和演
算される。すなわち、ＯＲ回路３からの論理和演算出力
がメモリ４で１ワード遅延されて入力された現在のワー
ドと論理和されることにより、順次累積的に各ワードの
論理和がとられることになる。メモリ４は１ブロックの
Ｎワードのデータが入力される毎にリセット（ゼロクリ
ア）され、結果として、１ブロックＮワードの各絶対値
全体についての論理和がとられることになる。
【００２６】ＯＲ回路３からの論理和出力データは、シ
フト量検出回路５に送られる。このシフト量検出回路５
では、最上位から下位に向かって各ビットを見るときに
初めて“１”が現れるまでの桁数、あるいは論理和出力
データを左シフトして最上位ビット（ＭＳＢ）に初めて
“１”が表れる直前までのシフト量を検出する。すなわ
ち１ブロック中の各ワードの絶対値の論理和出力の各桁
の値としては、いずれかのワードに“１”がある桁は
“１”となり、いずれのワードも“０”である桁のみが
“０”となるから、論理和出力の最上位から順に“０”
となっている桁はいずれのワードも当該桁が“０”であ
ることになる。これは、論理和出力の有効桁数（最上位
からの“０”を無視した桁数）がブロック内最大絶対値
の有効桁数と等しくなることである。従って、上記シフ
ト量はブロック内最大絶対値に基づくシフト量と等しい
ものとなる。
フト量検出回路５に送られる。このシフト量検出回路５
では、最上位から下位に向かって各ビットを見るときに
初めて“１”が現れるまでの桁数、あるいは論理和出力
データを左シフトして最上位ビット（ＭＳＢ）に初めて
“１”が表れる直前までのシフト量を検出する。すなわ
ち１ブロック中の各ワードの絶対値の論理和出力の各桁
の値としては、いずれかのワードに“１”がある桁は
“１”となり、いずれのワードも“０”である桁のみが
“０”となるから、論理和出力の最上位から順に“０”
となっている桁はいずれのワードも当該桁が“０”であ
ることになる。これは、論理和出力の有効桁数（最上位
からの“０”を無視した桁数）がブロック内最大絶対値
の有効桁数と等しくなることである。従って、上記シフ
ト量はブロック内最大絶対値に基づくシフト量と等しい
ものとなる。
【００２７】また、上記入力端子１からのディジタル信
号は、フローティング処理の時間合わせのためのＮワー
ド遅延回路６を介し、正規化（シフトあるいはフローテ
ィング）回路７に送られており、この正規化回路７にシ
フト量検出回路５からのシフト量情報が送られている。
正規化回路７は、入力された１ブロックＮワードの各デ
ータを上記検出されたシフト量だけ左シフトすることに
よって正規化あるいはフローティング処理を行う。この
後、例えば再量子化器等により上位から一定ビットを取
り出すようにしてもよい。この正規化回路７からのデー
タは端子８を介して取り出される。
号は、フローティング処理の時間合わせのためのＮワー
ド遅延回路６を介し、正規化（シフトあるいはフローテ
ィング）回路７に送られており、この正規化回路７にシ
フト量検出回路５からのシフト量情報が送られている。
正規化回路７は、入力された１ブロックＮワードの各デ
ータを上記検出されたシフト量だけ左シフトすることに
よって正規化あるいはフローティング処理を行う。この
後、例えば再量子化器等により上位から一定ビットを取
り出すようにしてもよい。この正規化回路７からのデー
タは端子８を介して取り出される。
【００２８】ここで図３は、上記論理和処理をソフトウ
ェア的に実現する際の手順を示すフローチヤートであ
り、上記絶対値算出回路２に相当する工程としては、ス
テップＳ１１で各ワードの絶対値を算出している。次の
ステップＳ１２では、ＯＲ回路３と同様に、論理和演算
を行っており、次のステップＳ１３で１ブロック内の全
ワード（Ｎワード）が終了したか否かを判別している。
全ワードの論理和演算が終了していない（ＮＯ）ときは
ステップＳ１１に戻り、全ワードの論理和演算が終了し
た（ＹＥＳ）ときは次のステップＳ１４に進んでいる。
ェア的に実現する際の手順を示すフローチヤートであ
り、上記絶対値算出回路２に相当する工程としては、ス
テップＳ１１で各ワードの絶対値を算出している。次の
ステップＳ１２では、ＯＲ回路３と同様に、論理和演算
を行っており、次のステップＳ１３で１ブロック内の全
ワード（Ｎワード）が終了したか否かを判別している。
全ワードの論理和演算が終了していない（ＮＯ）ときは
ステップＳ１１に戻り、全ワードの論理和演算が終了し
た（ＹＥＳ）ときは次のステップＳ１４に進んでいる。
【００２９】ステップＳ１４及びステップＳ１５は上記
シフト量検出回路５での動作に対応するものであり、ス
テップＳ１４で左シフトし、ステップＳ１５でシフト結
果の最上位ビット（ＭＳＢ）が“１”となることを検出
したか否かを判別している。このステップＳ１５でＭＳ
Ｂに“１”が検出されない（ＮＯ）ときはステップＳ１
４に戻り、“１”が検出された（ＹＥＳ）ときは次のス
テップＳ１６に進む。ステップＳ１６、Ｓ１７は上記正
規化回路７に対応し、ステップＳ１６で各ワードを正規
化し、ステップＳ１７で１ブロック内のＮワード全てを
正規化したか否かを判別しており、ＮＯのときはステッ
プＳ１６に戻り、ＹＥＳ（全ワード正規化終了）のとき
は処理を終了している。
シフト量検出回路５での動作に対応するものであり、ス
テップＳ１４で左シフトし、ステップＳ１５でシフト結
果の最上位ビット（ＭＳＢ）が“１”となることを検出
したか否かを判別している。このステップＳ１５でＭＳ
Ｂに“１”が検出されない（ＮＯ）ときはステップＳ１
４に戻り、“１”が検出された（ＹＥＳ）ときは次のス
テップＳ１６に進む。ステップＳ１６、Ｓ１７は上記正
規化回路７に対応し、ステップＳ１６で各ワードを正規
化し、ステップＳ１７で１ブロック内のＮワード全てを
正規化したか否かを判別しており、ＮＯのときはステッ
プＳ１６に戻り、ＹＥＳ（全ワード正規化終了）のとき
は処理を終了している。
【００３０】このような実施例によれば、従来のように
ブロック内の最大絶対値を検出するという複雑な処理が
不要となり、ブロック内の絶対値の論理和をとるだけの
単純な処理により、フローティング係数、すなわち上記
シフト量を求めることができる。これは、マイクロプロ
グラムによりソフトウェア的に実現する際のステップ数
を少なくでき、その分高速処理が図れることにもなる。
ブロック内の最大絶対値を検出するという複雑な処理が
不要となり、ブロック内の絶対値の論理和をとるだけの
単純な処理により、フローティング係数、すなわち上記
シフト量を求めることができる。これは、マイクロプロ
グラムによりソフトウェア的に実現する際のステップ数
を少なくでき、その分高速処理が図れることにもなる。
【００３１】ここで、図１の各ＭＤＣＴ回路１２３、１
２４、１２５に供給する各帯域毎のブロックについての
標準的な入力信号に対する具体例を図４に示す。この図
４の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を広げる
と共に時間分解能を高め（ブロック長を短くし）てい
る。すなわち、低域側の０〜５ｋHz帯域の信号に対して
は１ブロックＢＬL を例えば２５６サンプルとし、また
中域の５ｋ〜１０ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域
側の長さＴBLのブロックＢＬL のそれぞれ半分の長さＴ
BL／２のブロックＢＬM1、ＢＬM2でブロック化し、高域
側の１０ｋ〜２０ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域
側のブロックＢＬL のそれぞれ１／４の長さＴBL／４の
ブロックＢＬH1、ＢＬH2、ＢＬH3及びＢＬH4でブロック
化している。なお、入力信号として０〜２２ｋHzの帯域
を考慮する場合には、低域が０〜５．５ｋHz、中域が
５．５ｋ〜１１ｋHz、高域が１１ｋ〜２２ｋHzとなる。
２４、１２５に供給する各帯域毎のブロックについての
標準的な入力信号に対する具体例を図４に示す。この図
４の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を広げる
と共に時間分解能を高め（ブロック長を短くし）てい
る。すなわち、低域側の０〜５ｋHz帯域の信号に対して
は１ブロックＢＬL を例えば２５６サンプルとし、また
中域の５ｋ〜１０ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域
側の長さＴBLのブロックＢＬL のそれぞれ半分の長さＴ
BL／２のブロックＢＬM1、ＢＬM2でブロック化し、高域
側の１０ｋ〜２０ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域
側のブロックＢＬL のそれぞれ１／４の長さＴBL／４の
ブロックＢＬH1、ＢＬH2、ＢＬH3及びＢＬH4でブロック
化している。なお、入力信号として０〜２２ｋHzの帯域
を考慮する場合には、低域が０〜５．５ｋHz、中域が
５．５ｋ〜１１ｋHz、高域が１１ｋ〜２２ｋHzとなる。
【００３２】次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０
６の動作について説明すると、最短ブロックシフト量算
出回路１０３、１０４、１０５からの２．５ｍｓごとの
シフト可能ビット数を得て２０ｍｓでひとまとめにし
て、シフト可能ビット数が急激に例えば４ビット以上減
少する所があるとき、急激な信号の振幅増加があったと
みなして、直交変換ブロックサイズを半分ないしは１／
４にすることができる。決定されたブロックサイズは、
可変ブロックシフト量決定回路１０７、１０８、１０９
及び第１のブロックフローティング回路１２０、１２
１、１２２に渡される。ブロックサイズの変更は、帯域
分割フィルタ１０１、１０２の各帯域ごとに独立にコン
トロールすることも、共通のコントロールをすることも
できる。なお、この直交変換ブロックサイズの情報は、
出力端子１３３からも出力されるようになっている。
６の動作について説明すると、最短ブロックシフト量算
出回路１０３、１０４、１０５からの２．５ｍｓごとの
シフト可能ビット数を得て２０ｍｓでひとまとめにし
て、シフト可能ビット数が急激に例えば４ビット以上減
少する所があるとき、急激な信号の振幅増加があったと
みなして、直交変換ブロックサイズを半分ないしは１／
４にすることができる。決定されたブロックサイズは、
可変ブロックシフト量決定回路１０７、１０８、１０９
及び第１のブロックフローティング回路１２０、１２
１、１２２に渡される。ブロックサイズの変更は、帯域
分割フィルタ１０１、１０２の各帯域ごとに独立にコン
トロールすることも、共通のコントロールをすることも
できる。なお、この直交変換ブロックサイズの情報は、
出力端子１３３からも出力されるようになっている。
【００３３】再び図１において、各ＭＤＣＴ回路１２
３、１２４、１２５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周
波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数デー
タは、各クリティカルバンドごとに若しくは高域におい
てはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域
ごとに、第２のブロックフローティング回路１２９にて
ブロックフローティングを行い、ビットの有効利用を図
る。このときもまたフローティング幅を６ｄＢステップ
とすることもできるが、第２のブロックフローティング
のブロック内サンプル数を、第１のブロックフローティ
ングのブロック内サンプル数よりも小さくすることで、
ブロックフローティングの利得を大きく取り、かつ高能
率符号の利得を大きくするために、６ｄＢよりも細かい
ステップでのブロックフローティングを行うこともでき
る。この実施例では、約１．８ｄＢ単位のブロックフロ
ーティングを行う。第１と第２のブロックフローティン
グ量は別々に復号装置に送られるのではなく、ブロック
フローティング合計量算出回路１２８でブロックフロー
ティング量の合計が求められて、出力端子１３２から送
り出される。
３、１２４、１２５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周
波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数デー
タは、各クリティカルバンドごとに若しくは高域におい
てはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域
ごとに、第２のブロックフローティング回路１２９にて
ブロックフローティングを行い、ビットの有効利用を図
る。このときもまたフローティング幅を６ｄＢステップ
とすることもできるが、第２のブロックフローティング
のブロック内サンプル数を、第１のブロックフローティ
ングのブロック内サンプル数よりも小さくすることで、
ブロックフローティングの利得を大きく取り、かつ高能
率符号の利得を大きくするために、６ｄＢよりも細かい
ステップでのブロックフローティングを行うこともでき
る。この実施例では、約１．８ｄＢ単位のブロックフロ
ーティングを行う。第１と第２のブロックフローティン
グ量は別々に復号装置に送られるのではなく、ブロック
フローティング合計量算出回路１２８でブロックフロー
ティング量の合計が求められて、出力端子１３２から送
り出される。
【００３４】いわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）
ごとに若しくは高域においてはクリティカルバンドを更
に複数帯域に分割した帯域ごとにブロックフローティン
グされた信号は、適応ビット割当符号化回路１３０に送
られる。このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性
を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周
波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該
純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のこと
である。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が
広くなっており、上記０〜２０ｋHzの全周波数帯域は例
えば２５のクリティカルバンドに分割されている。
ごとに若しくは高域においてはクリティカルバンドを更
に複数帯域に分割した帯域ごとにブロックフローティン
グされた信号は、適応ビット割当符号化回路１３０に送
られる。このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性
を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周
波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該
純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のこと
である。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が
広くなっており、上記０〜２０ｋHzの全周波数帯域は例
えば２５のクリティカルバンドに分割されている。
【００３５】許容雑音算出回路１２７は、上記クリティ
カルバンド毎に分割されたスペクトルデータに基づき、
いわゆるマスキング効果等を考慮した各クリティカルバ
ンド毎の許容ノイズ量を求め、この許容ノイズ量と各ク
リティカルバンド毎もしくは高域においてはクリティカ
ルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎も
しくは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域に割当ビット数を求めて、適応ビット
割当符号化回路１３０により各クリティカルバンド毎も
しくは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域に割り当てられたビット数に応じて各
スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を再
量子化す力るようにしている。このようにして符号化さ
れたデータは、出力端子１３１を介して取り出される。
カルバンド毎に分割されたスペクトルデータに基づき、
いわゆるマスキング効果等を考慮した各クリティカルバ
ンド毎の許容ノイズ量を求め、この許容ノイズ量と各ク
リティカルバンド毎もしくは高域においてはクリティカ
ルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎も
しくは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域に割当ビット数を求めて、適応ビット
割当符号化回路１３０により各クリティカルバンド毎も
しくは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域に割り当てられたビット数に応じて各
スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を再
量子化す力るようにしている。このようにして符号化さ
れたデータは、出力端子１３１を介して取り出される。
【００３６】さらに詳しく上記許容雑音算出回路１２７
について説明すると、ＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１
２５で得られたＭＤＣＴ係数は可変ブロックシフト量決
定回路１０７、１０８、１０９から得られたブロックシ
フト量をつかって、ブロックフローティング解除回路１
２６で解除される。図５は上記許容雑音算出回路１３０
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図５において、入力端子５２１には、ブロックフロー
ティング解除回路１２６からの周波数軸上のスペクトル
データが供給されている。
について説明すると、ＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１
２５で得られたＭＤＣＴ係数は可変ブロックシフト量決
定回路１０７、１０８、１０９から得られたブロックシ
フト量をつかって、ブロックフローティング解除回路１
２６で解除される。図５は上記許容雑音算出回路１３０
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図５において、入力端子５２１には、ブロックフロー
ティング解除回路１２６からの周波数軸上のスペクトル
データが供給されている。
【００３７】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値の総和を計算すること等により求められ
る。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピ
ーク値、平均値等が用いられることもある。このエネル
ギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バンドの
総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと称さ
れている。図６はこのような各クリティカルバンド毎の
バークスペクトルＳＢを示している。ただし、この図６
では、図示を簡略化するため、上記クリティカルバンド
のバンド数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現してい
る。
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値の総和を計算すること等により求められ
る。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピ
ーク値、平均値等が用いられることもある。このエネル
ギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バンドの
総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと称さ
れている。図６はこのような各クリティカルバンド毎の
バークスペクトルＳＢを示している。ただし、この図６
では、図示を簡略化するため、上記クリティカルバンド
のバンド数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現してい
る。
【００３８】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。この畳込み
処理により、図６中点線で示す部分の総和がとられる。
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。この畳込み
処理により、図６中点線で示す部分の総和がとられる。
【００３９】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間軸上のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間軸上のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。
【００４０】ここで、上記畳込みフィルタ回路５２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。
【００４１】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお当該許容可能
なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベル
αは、後述するように、逆コンボリューション処理を行
うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許
容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで上記
引算器５２４には、上記レベルαを求めるための許容関
数（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。
この許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を
行っている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ
−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されているもので
ある。
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお当該許容可能
なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベル
αは、後述するように、逆コンボリューション処理を行
うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許
容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで上記
引算器５２４には、上記レベルαを求めるための許容関
数（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。
この許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を
行っている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ
−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されているもので
ある。
【００４２】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（Ａ）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（Ａ） この（Ａ）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（Ａ）
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（Ａ）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（Ａ） この（Ａ）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（Ａ）
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。
【００４３】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。
【００４４】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図７に示すように、上記バークス
ペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳの
レベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図７に示すように、上記バークス
ペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳの
レベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。
【００４５】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が上記適応ビット割当符号化回路１３０に送られること
で、ＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１２５からの周波数
軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り
当てられたビット数で量子化されるわけである。
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が上記適応ビット割当符号化回路１３０に送られること
で、ＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１２５からの周波数
軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り
当てられたビット数で量子化されるわけである。
【００４６】すなわち要約すれば、適応ビット割当符号
化回路１３０では、上記クリティカルバンドの各バンド
帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域においては
クリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のエ
ネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル設定手段の
出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数で
上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化することに
なる。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前
の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２
からのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けら
れている。
化回路１３０では、上記クリティカルバンドの各バンド
帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域においては
クリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のエ
ネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル設定手段の
出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数で
上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化することに
なる。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前
の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２
からのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けら
れている。
【００４７】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図８に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最
小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスレ
ッショールドＭＳとを合成することができる。この最小
可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カ
ーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最
小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば
再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、現
実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイ
ナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがな
いので、例えば４ｋHz付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図８に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最
小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスレ
ッショールドＭＳとを合成することができる。この最小
可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カ
ーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最
小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば
再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、現
実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイ
ナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがな
いので、例えば４ｋHz付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。
【００４８】したがって、このように例えばシステムの
持つワードレングスの４ｋHz付近の雑音が聞こえない使
い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマスキ
ングスレッショールドＭＳとを共に合成することで許容
ノイズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイ
ズレベルは、図８中の斜線で示す部分までとすることが
できるようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴
カーブの４ｋHzのレベルを、例えば２０ビット相当の最
低レベルに合わせている。また、この図８は、信号スペ
クトルＳＳも同時に示している。
持つワードレングスの４ｋHz付近の雑音が聞こえない使
い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマスキ
ングスレッショールドＭＳとを共に合成することで許容
ノイズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイ
ズレベルは、図８中の斜線で示す部分までとすることが
できるようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴
カーブの４ｋHzのレベルを、例えば２０ビット相当の最
低レベルに合わせている。また、この図８は、信号スペ
クトルＳＳも同時に示している。
【００４９】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋHzの純音と同じ大きさに聞
こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもの
で、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等
ラウドネス曲線は、図８に示した最小可聴カーブＲＣと
略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線に
おいては、例えば４ｋHz付近では１ｋHzのところより音
圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋHzと同じ大きさに聞こ
え、逆に、５０ｋHz付近では１ｋHzでの音圧よりも約１
５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋHzの純音と同じ大きさに聞
こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもの
で、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等
ラウドネス曲線は、図８に示した最小可聴カーブＲＣと
略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線に
おいては、例えば４ｋHz付近では１ｋHzのところより音
圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋHzと同じ大きさに聞こ
え、逆に、５０ｋHz付近では１ｋHzでの音圧よりも約１
５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
【００５０】このため、上記最小可聴カーブのレベルを
越えた雑音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲
線に応じたカーブで与えられる周波数特性を持つように
するのが良いことがわかる。このようなことから、上記
等ラウドネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補
正することは、人間の聴覚特性に適合していることがわ
かる。
越えた雑音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲
線に応じたカーブで与えられる周波数特性を持つように
するのが良いことがわかる。このようなことから、上記
等ラウドネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補
正することは、人間の聴覚特性に適合していることがわ
かる。
【００５１】ここで、補正情報出力回路５３３として、
上記符号化回路１３０での量子化の際の出力情報量（デ
ータ量）の検出出力と、最終符号化データのビットレー
ト目標値との間の誤差の情報に基づいて、上記許容ノイ
ズレベルを補正するようにしてもよい。これは、全ての
ビット割当単位ブロックに対して予め一時的な適応ビッ
ト割当を行って得られた総ビット数が、最終的な符号化
出力データのビットレートによって定まる一定のビット
数（目標値）に対して誤差を持つことがあり、その誤差
分を０とするように再度ビット割当をするものである。
すなわち、目標値よりも総割当ビット数が少ないときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って付加す
るようにし、目標値よりも総割当ビット数が多いときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って削るよ
うにするわけである。
上記符号化回路１３０での量子化の際の出力情報量（デ
ータ量）の検出出力と、最終符号化データのビットレー
ト目標値との間の誤差の情報に基づいて、上記許容ノイ
ズレベルを補正するようにしてもよい。これは、全ての
ビット割当単位ブロックに対して予め一時的な適応ビッ
ト割当を行って得られた総ビット数が、最終的な符号化
出力データのビットレートによって定まる一定のビット
数（目標値）に対して誤差を持つことがあり、その誤差
分を０とするように再度ビット割当をするものである。
すなわち、目標値よりも総割当ビット数が少ないときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って付加す
るようにし、目標値よりも総割当ビット数が多いときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って削るよ
うにするわけである。
【００５２】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路５３３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路５３３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。
【００５３】したがって、上記補正情報出力回路５３３
からは、この誤差データに応じて、上記減算器５２８か
らの出力における許容ノイズレベルを、例えば上記等ラ
ウドネス曲線の情報データに基づいて補正させるための
上記補正値のデータが出力されるようになる。上述のよ
うな補正値が、上記許容雑音補正回路５３０に伝送され
ることで、上記減算器５２８からの許容ノイズレベルが
補正されるようになる。また別の実施例としては上記目
標値のビットを各ブロックに始めから固定的に割り当て
ておくことも出来る。この時演算量の大幅な削減が得ら
れる。更にまた別の実施例では各ブロックの信号の大き
さに依存したビットの割当を行うこともできる。この時
は雑音エネルギを最小にすることも可能である。
からは、この誤差データに応じて、上記減算器５２８か
らの出力における許容ノイズレベルを、例えば上記等ラ
ウドネス曲線の情報データに基づいて補正させるための
上記補正値のデータが出力されるようになる。上述のよ
うな補正値が、上記許容雑音補正回路５３０に伝送され
ることで、上記減算器５２８からの許容ノイズレベルが
補正されるようになる。また別の実施例としては上記目
標値のビットを各ブロックに始めから固定的に割り当て
ておくことも出来る。この時演算量の大幅な削減が得ら
れる。更にまた別の実施例では各ブロックの信号の大き
さに依存したビットの割当を行うこともできる。この時
は雑音エネルギを最小にすることも可能である。
【００５４】次に、本発明実施例のディジタル信号復号
化装置について述べる。
化装置について述べる。
【００５５】本実施例のディジタル信号復号化装置は、
上述した図１のように、入力ディジタル信号をフィルタ
分割し、そのフィルタ出力を複数ワード毎にブロック化
し、これらの各ブロック単位で第１のブロックフローテ
ィング処理を行い、さらに直交変換によって周波数分析
し、この直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、
これらの各ブロック単位で第２のブロックフローティン
グ処理と量子化処理を行う高能率符号化装置（ディジタ
ル信号符号化装置）からの符号化信号を復号化するディ
ジタル信号復号化装置であって、図９に示すように、逆
フローティング回路２２９によって上記第２のブロック
フローティングを解除した後、ＩＭＤＣＴ回路２２３，
２２４，２２５での逆直交変換による周波数合成によっ
て時間軸上の信号へ復元すると共にその逆直交変換演算
過程で上記第１のブロックフローティングを解除するよ
うにしたものである。
上述した図１のように、入力ディジタル信号をフィルタ
分割し、そのフィルタ出力を複数ワード毎にブロック化
し、これらの各ブロック単位で第１のブロックフローテ
ィング処理を行い、さらに直交変換によって周波数分析
し、この直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、
これらの各ブロック単位で第２のブロックフローティン
グ処理と量子化処理を行う高能率符号化装置（ディジタ
ル信号符号化装置）からの符号化信号を復号化するディ
ジタル信号復号化装置であって、図９に示すように、逆
フローティング回路２２９によって上記第２のブロック
フローティングを解除した後、ＩＭＤＣＴ回路２２３，
２２４，２２５での逆直交変換による周波数合成によっ
て時間軸上の信号へ復元すると共にその逆直交変換演算
過程で上記第１のブロックフローティングを解除するよ
うにしたものである。
【００５６】ここで、本実施例復号化装置では、上記逆
直交変換演算過程でスケールダウンを繰り返すことによ
り、上記第１のブロックフローティングを解除するよう
にしている。この時、逆直交変換演算過程におけるスケ
ールダウンは可変的に行うようにし、また、当該逆直交
変換演算過程におけるスケールダウン回数は上記第１の
ブロックフローティング量に基づいて決定するようにし
ている。このように逆直交変換演算過程でスケールダウ
ンを施すことによって演算過程でのオーバーフローを防
止するようにしている。
直交変換演算過程でスケールダウンを繰り返すことによ
り、上記第１のブロックフローティングを解除するよう
にしている。この時、逆直交変換演算過程におけるスケ
ールダウンは可変的に行うようにし、また、当該逆直交
変換演算過程におけるスケールダウン回数は上記第１の
ブロックフローティング量に基づいて決定するようにし
ている。このように逆直交変換演算過程でスケールダウ
ンを施すことによって演算過程でのオーバーフローを防
止するようにしている。
【００５７】なお、本実施例のディジタル信号復号化装
置に対応する符号化装置では、上述したように、フィル
タ分割は低域ほど広帯域としており、このフィルタ分割
は帯域を２分割するフィルタ（図１の帯域分割フィルタ
１０１，１０２を縦続接続することで実現している。
置に対応する符号化装置では、上述したように、フィル
タ分割は低域ほど広帯域としており、このフィルタ分割
は帯域を２分割するフィルタ（図１の帯域分割フィルタ
１０１，１０２を縦続接続することで実現している。
【００５８】さらに、本実施例のディジタル信号復号化
装置では、上記逆直交変換を逆変更離散コサイン変換
（ＩＭＤＣＴ）とし、また、上記逆直交変換を可変ブロ
ックサイズで行うようにしている。
装置では、上記逆直交変換を逆変更離散コサイン変換
（ＩＭＤＣＴ）とし、また、上記逆直交変換を可変ブロ
ックサイズで行うようにしている。
【００５９】すなわち、この図９において、入力端子２
３１には、図１の出力端子１３１から得られる周波数軸
上の符号化データが供給されており、この符号化データ
は、先ず適応ビット割当の復号化回路２３０に送られて
復号処理される。次に上記第２のブロックフローティン
グを解除する逆フローティング回路２２９に送られる。
逆フローティング回路２２９は臨界帯域（クリティカル
バンド）毎もしくは高域においてはクリティカルバンド
を更に複数帯域に分割した帯域ごとに処理される。この
時使用される第２のブロックフローティングのシフト量
は次のように算出される。
３１には、図１の出力端子１３１から得られる周波数軸
上の符号化データが供給されており、この符号化データ
は、先ず適応ビット割当の復号化回路２３０に送られて
復号処理される。次に上記第２のブロックフローティン
グを解除する逆フローティング回路２２９に送られる。
逆フローティング回路２２９は臨界帯域（クリティカル
バンド）毎もしくは高域においてはクリティカルバンド
を更に複数帯域に分割した帯域ごとに処理される。この
時使用される第２のブロックフローティングのシフト量
は次のように算出される。
【００６０】先ず、上述した符号化装置からのフローテ
ィング量は、端子２３２に与えられる。上記第１のブロ
ックフローティング量を求めるための第１シフト量算出
回路２３４は、上記直交変換ブロック単位で、その中に
含まれるフローティング量の中で最も小さいビットシフ
ト量を算出することで、上記第１のブロックフローティ
ング量を求める。第１のブロックフローティング量は６
ｄＢ（１ビット）単位の値になっている。
ィング量は、端子２３２に与えられる。上記第１のブロ
ックフローティング量を求めるための第１シフト量算出
回路２３４は、上記直交変換ブロック単位で、その中に
含まれるフローティング量の中で最も小さいビットシフ
ト量を算出することで、上記第１のブロックフローティ
ング量を求める。第１のブロックフローティング量は６
ｄＢ（１ビット）単位の値になっている。
【００６１】次の第２ブロックフローティング量を求め
るための第２シフト量算出回路２２８は、臨界帯域（ク
リティカルバンド）毎若しくは高域においてはクリティ
カルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のブロック毎
に、端子２３２に与えられた符号化装置からのフローテ
ィング量から、上記第１シフト量算出回路２３４で求ま
った上記第１のブロックフローティング量を差し引くこ
とで上記第２のブロックフローティング量を求める。
るための第２シフト量算出回路２２８は、臨界帯域（ク
リティカルバンド）毎若しくは高域においてはクリティ
カルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のブロック毎
に、端子２３２に与えられた符号化装置からのフローテ
ィング量から、上記第１シフト量算出回路２３４で求ま
った上記第１のブロックフローティング量を差し引くこ
とで上記第２のブロックフローティング量を求める。
【００６２】また、入力端子２３３には、上記符号化装
置からのブロックサイズデータが与えられており、第１
シフト量算出回路２３４及び逆直交変換回路であるＩＭ
ＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５に供給される。
置からのブロックサイズデータが与えられており、第１
シフト量算出回路２３４及び逆直交変換回路であるＩＭ
ＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５に供給される。
【００６３】さらに、スケールダウン回数決定回路２２
７では、上記第１シフト量算出回路２３４の出力からＩ
ＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５におけるスケール
ダウン回数を決定する。次の第３シフト量算出回路２２
６では上記第１シフト量とスケールダウン回数から第３
シフト量を算出し、上記ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２
４、２２５へ供給する。なお、上記第３シフト量とは、
ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５の出力を一律に
正規のスケールの１／２、すなわちＬＳＢ側へ１ビット
シフトされた値にするためのシフト量である。
７では、上記第１シフト量算出回路２３４の出力からＩ
ＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５におけるスケール
ダウン回数を決定する。次の第３シフト量算出回路２２
６では上記第１シフト量とスケールダウン回数から第３
シフト量を算出し、上記ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２
４、２２５へ供給する。なお、上記第３シフト量とは、
ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５の出力を一律に
正規のスケールの１／２、すなわちＬＳＢ側へ１ビット
シフトされた値にするためのシフト量である。
【００６４】上記第２シフト量算出回路２２８からの第
２のブロックフローティング量を用いて上記逆フローテ
ィング回路２２９によって第２のブロックフローティン
グが解除されたワードは、各ＩＭＤＣＴ回路２２３、２
２４、２２５で直交変換が解除される。同時に、これら
ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５でのＩＭＤＣＴ
の演算過程では、上記スケールダウン回数決定回路２２
７の出力により、スケールダウンが施され、また上記第
３シフト量でシフトされて、１／２のスケールすなわち
ＬＳＢ側へ１ビットシフトされた状態で出力される。
２のブロックフローティング量を用いて上記逆フローテ
ィング回路２２９によって第２のブロックフローティン
グが解除されたワードは、各ＩＭＤＣＴ回路２２３、２
２４、２２５で直交変換が解除される。同時に、これら
ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５でのＩＭＤＣＴ
の演算過程では、上記スケールダウン回数決定回路２２
７の出力により、スケールダウンが施され、また上記第
３シフト量でシフトされて、１／２のスケールすなわち
ＬＳＢ側へ１ビットシフトされた状態で出力される。
【００６５】ここで、上記スケールダウン決定回路２２
７、第３シフト量算出回路２２６、及びＩＭＤＣＴ回路
２２３、２２４、２２５における実際の動作について、
ＩＭＤＣＴ計算手法の一例を用いて、詳しく説明する。
ＩＭＤＣＴの計算式は数１の数式(1) で与えられるもの
であり、これは、例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換）を
用いて高速にＩＭＤＣＴの計算を行うことが出来る。以
下にその計算手順を示す。
７、第３シフト量算出回路２２６、及びＩＭＤＣＴ回路
２２３、２２４、２２５における実際の動作について、
ＩＭＤＣＴ計算手法の一例を用いて、詳しく説明する。
ＩＭＤＣＴの計算式は数１の数式(1) で与えられるもの
であり、これは、例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換）を
用いて高速にＩＭＤＣＴの計算を行うことが出来る。以
下にその計算手順を示す。
【００６６】
【数１】
【００６７】先ず、Ｕ(k) を数２の数式(2) で定義す
る。
る。
【００６８】
【数２】
【００６９】次に、これより、数式(3) の変換により、
複素数列Ｚ(l) を求める。
複素数列Ｚ(l) を求める。
【００７０】 Z(l)＝ (U(2l)+iU(2l+1))exp(-i2πl/M) ， ０≦ｌ
＜M/2 ・・・・・(3)
＜M/2 ・・・・・(3)
【００７１】実際には次の数式(4) のように複素数を実
数に展開して計算する。
数に展開して計算する。
【００７２】 Re[Z(l)]＝ U(2l)cos(-2πl/M)-U(2l+1)sin(-2πl/M) Im[Z(l)]＝ U(2l+1)cos(-2πl/M)+U(2l)sin(-2πl/M) ０≦ｌ＜M/2 ・・・・・(4)
【００７３】ここで、数３の数式(5) に示すように、Ｚ
(l) にＦＦＴを施すことにより、ｚ(n) を得る。
(l) にＦＦＴを施すことにより、ｚ(n) を得る。
【００７４】
【数３】
【００７５】このＦＦＴの演算においては、例えば、一
般的に良く知られているクーリーチューキーのアルゴリ
ズム(Cooley-Tukey algorithm)を用い、Ｚ(l) に対し
て、Ｎ段((２のＮ乗）＝Ｍ／２）のバタフライ演算を施
す。このＦＦＴの出力ｚ(n) に対し、数式(6) に示す変
換を施すことにより、ｕ(n) を得ることが出来る。
般的に良く知られているクーリーチューキーのアルゴリ
ズム(Cooley-Tukey algorithm)を用い、Ｚ(l) に対し
て、Ｎ段((２のＮ乗）＝Ｍ／２）のバタフライ演算を施
す。このＦＦＴの出力ｚ(n) に対し、数式(6) に示す変
換を施すことにより、ｕ(n) を得ることが出来る。
【００７６】 ｕ(n) ＝a0,nRe[z(n)]+a1,n Re[z(M/2-1-n)] ＋a2,nIm[z(n)]+a3,n Im[z(M/2-1-n)] u(M-1-n)＝a2,nRe[z(n)]-a3,n Re[z(M/2-1-n)] −a0,nIm[z(n)]+a1,n Im[z(M/2-1-n)] ０≦ｎ＜M/2 ・・・・・(6)
【００７７】ただし、この数式(6) においては、数４の
数式(7) に示す条件付けがなされる。
数式(7) に示す条件付けがなされる。
【００７８】
【数４】
【００７９】次に、ｕ(n) を以下のように並び変えて、
長さ２Ｍに拡張することにより、数５の数式(8) に示す
ようにｙ(n) を得る。
長さ２Ｍに拡張することにより、数５の数式(8) に示す
ようにｙ(n) を得る。
【００８０】
【数５】
【００８１】以上がＩＭＤＣＴの計算手順である。
【００８２】次に、上記スケールダウン回数決定回路２
２７で決定されるスケールダウン回数と上記ＩＭＤＣＴ
演算との関係について説明する。先ず、スケールダウン
回数決定回路２２７によって決定されるスケールダウン
回数を受けて、実際に適用される数式は上記数式(4),
(5),(6) である。上記数式(4),(6) はそれぞれ１回ずつ
のスケールダウンであるが、数式(5) についてはバタフ
ライ演算の各段に適用するため、Ｎ回になる。もちろん
このスケールダウンは可変的であり、第１シフト量に応
じて変化する。従って、スケールダウンを施す最大回数
（最大スケールダウン回数）はバタフライ演算の段数、
すなわちＩＭＤＣＴを行うブロック長Ｍによって決ま
る。ここで、最大スケールダウン回数をＭＳＤとする
と、この最大スケールダウン回数ＭＳＤは次の数式(9)
で表すことが出来る。なお、式中Ｎはバタフライ演算の
段数である。
２７で決定されるスケールダウン回数と上記ＩＭＤＣＴ
演算との関係について説明する。先ず、スケールダウン
回数決定回路２２７によって決定されるスケールダウン
回数を受けて、実際に適用される数式は上記数式(4),
(5),(6) である。上記数式(4),(6) はそれぞれ１回ずつ
のスケールダウンであるが、数式(5) についてはバタフ
ライ演算の各段に適用するため、Ｎ回になる。もちろん
このスケールダウンは可変的であり、第１シフト量に応
じて変化する。従って、スケールダウンを施す最大回数
（最大スケールダウン回数）はバタフライ演算の段数、
すなわちＩＭＤＣＴを行うブロック長Ｍによって決ま
る。ここで、最大スケールダウン回数をＭＳＤとする
と、この最大スケールダウン回数ＭＳＤは次の数式(9)
で表すことが出来る。なお、式中Ｎはバタフライ演算の
段数である。
【００８３】 ＭＳＤ＝１＋Ｎ＋１ ＝Ｎ＋２ ・・・・・(9)
【００８４】ここで、例えば、Ｍ＝１２８の場合、バタ
フライ演算の段数Ｎは６になるため、最大スケールダウ
ン回数ＭＳＤは上記数式(9) より８回となり、スケール
ダウン回数決定回路２２７で決定されるスケールダウン
回数が８回を越えることはない。
フライ演算の段数Ｎは６になるため、最大スケールダウ
ン回数ＭＳＤは上記数式(9) より８回となり、スケール
ダウン回数決定回路２２７で決定されるスケールダウン
回数が８回を越えることはない。
【００８５】また、上記第１シフト量算出回路２３４の
出力をＩＢＦ１（第１シフト量ＩＢＦ１）とし、スケー
ルダウン回数をＩＳＤとし、上記最大スケールダウン回
数を上記ＭＳＤとする時、上記スケールダウン回数ＩＳ
Ｄは次の数式(10)で表すことが出来る。
出力をＩＢＦ１（第１シフト量ＩＢＦ１）とし、スケー
ルダウン回数をＩＳＤとし、上記最大スケールダウン回
数を上記ＭＳＤとする時、上記スケールダウン回数ＩＳ
Ｄは次の数式(10)で表すことが出来る。
【００８６】 ＩＳＤ＝１ (IBF1＜0) ＩＳＤ＝ＩＢＦ１＋１ (0 ≦IBF1＜MSD) ＩＳＤ＝ＭＳＤ (IBF1≧MSD) ・・・・(10)
【００８７】ここで、上記第１シフト量ＩＢＦ１が正の
数の時はＬＳＢ側へのシフト量を表しているが、第１シ
フト量ＩＢＦ１が負の数のときは絶対値でＭＳＢ側への
シフト量を表している。また、スケールダウン回数ＩＳ
Ｄが１の時は上記数式(4) だけスケールダウンを施し、
以下、スケールダウン回数ＩＳＤの値が１増加する毎に
数式(5) の１段目、数式(5) の２段目の順にスケールダ
ウンを施す。
数の時はＬＳＢ側へのシフト量を表しているが、第１シ
フト量ＩＢＦ１が負の数のときは絶対値でＭＳＢ側への
シフト量を表している。また、スケールダウン回数ＩＳ
Ｄが１の時は上記数式(4) だけスケールダウンを施し、
以下、スケールダウン回数ＩＳＤの値が１増加する毎に
数式(5) の１段目、数式(5) の２段目の順にスケールダ
ウンを施す。
【００８８】次に、第３シフト量算出回路２２６につい
て説明する。第３シフト量とは上記ＩＭＤＣＴ計算手順
での上記数式(8) の出力時のスケールを一律に合わせる
ためのシフト量であって、数式(8) の出力時のスケール
は正規のスケールの１／２の値、すなわちＬＳＢ側へ１
ビットシフトされた状態にするためのシフト量である。
この第３シフト量を以下ＩＢＦ３と表す。この第３シフ
ト量ＩＢＦ３が正の数の時はＬＳＢ側へのシフト量を表
し、当該第３シフト量ＩＢＦ３が負の数の時は絶対値で
ＭＳＢ側へのシフト量を表している。ここで、上記数式
(8) の出力を１／２のスケールにするのはオーバーフロ
ーを防止するためであって、ＭＳＢ側に１ビットの余裕
を持たせている。また、上記第１シフト量ＩＢＦ１，ス
ケールダウン回数ＩＳＤと第３シフト量ＩＢＦ３の関係
は第１シフト量ＩＢＦ１の値に関係せず、次の数式(11)
で表すことが出来る。
て説明する。第３シフト量とは上記ＩＭＤＣＴ計算手順
での上記数式(8) の出力時のスケールを一律に合わせる
ためのシフト量であって、数式(8) の出力時のスケール
は正規のスケールの１／２の値、すなわちＬＳＢ側へ１
ビットシフトされた状態にするためのシフト量である。
この第３シフト量を以下ＩＢＦ３と表す。この第３シフ
ト量ＩＢＦ３が正の数の時はＬＳＢ側へのシフト量を表
し、当該第３シフト量ＩＢＦ３が負の数の時は絶対値で
ＭＳＢ側へのシフト量を表している。ここで、上記数式
(8) の出力を１／２のスケールにするのはオーバーフロ
ーを防止するためであって、ＭＳＢ側に１ビットの余裕
を持たせている。また、上記第１シフト量ＩＢＦ１，ス
ケールダウン回数ＩＳＤと第３シフト量ＩＢＦ３の関係
は第１シフト量ＩＢＦ１の値に関係せず、次の数式(11)
で表すことが出来る。
【００８９】 ＩＢＦ１−ＩＳＤ−ＩＢＦ３＝１ ・・・・・(11)
【００９０】上記数式(11)においては、上記第１シフト
量ＩＢＦ１に相当するフローティングはスケールダウン
回数ＩＳＤと第３シフト量ＩＢＦ３により解除され、Ｉ
ＭＤＣＴ出力時の各ワードのスケールは一律に−１、す
なわち、ＬＳＢ側へ１ビットシフトされた状態となって
いることを表している。
量ＩＢＦ１に相当するフローティングはスケールダウン
回数ＩＳＤと第３シフト量ＩＢＦ３により解除され、Ｉ
ＭＤＣＴ出力時の各ワードのスケールは一律に−１、す
なわち、ＬＳＢ側へ１ビットシフトされた状態となって
いることを表している。
【００９１】すなわち、例えば、ＩＭＤＣＴブロック長
Ｍ＝１２８の場合（ＦＦＴのバタフライ段数６段）にお
ける第１シフト量ＩＢＦ１とスケールダウン回数ＩＳＤ
と第３シフト量ＩＢＦ３との関係は、表１に示すように
なる。なお、表中の（＊）はスケールダウンを施すこと
を意味している。この表１から、第１シフト量ＩＢＦ１
がこの表１で表されている以外の値を取る場合も、上記
の規則に従ってスケールダウン回数ＩＳＤ，第３シフト
量ＩＢＦ３は決定される。
Ｍ＝１２８の場合（ＦＦＴのバタフライ段数６段）にお
ける第１シフト量ＩＢＦ１とスケールダウン回数ＩＳＤ
と第３シフト量ＩＢＦ３との関係は、表１に示すように
なる。なお、表中の（＊）はスケールダウンを施すこと
を意味している。この表１から、第１シフト量ＩＢＦ１
がこの表１で表されている以外の値を取る場合も、上記
の規則に従ってスケールダウン回数ＩＳＤ，第３シフト
量ＩＢＦ３は決定される。
【００９２】
【表１】
【００９３】次に、上記ＩＭＤＣＴ回路２２３，２２
４，２２５についてより具体的な構成例を挙げて説明す
る。図１０は、上記ＩＭＤＣＴの計算手順に基づいて演
算を行う場合の各ＩＭＤＣＴ回路２２３，２２４，２２
５の内部構成を示したブロック回路図である。
４，２２５についてより具体的な構成例を挙げて説明す
る。図１０は、上記ＩＭＤＣＴの計算手順に基づいて演
算を行う場合の各ＩＭＤＣＴ回路２２３，２２４，２２
５の内部構成を示したブロック回路図である。
【００９４】すなわち、図１０の構成は、上記逆フロー
ティング回路２２９からのデータＸ(k) が供給される端
子３０１と、スケールダウン回数決定回路２２７からの
スケールダウン回数ＩＳＤが供給される端子３０２と、
第３シフト量算出回路２２６からの第３シフト量ＩＢＦ
３が供給される端子３０３と、上記数式(2) の演算によ
りＵ(k) を求めるＵ(k) 演算回路３１１と、上記数式
(3) 又は数式(4) の演算によりＺ(l) を求めるＺ(l) 演
算回路３１２と、上記数式(5) の演算によりｚ(n) を求
めるｚ(n) 演算回路３１３と、上記数式(6) の演算によ
りｕ(n) を求めるｕ(n) 演算回路３１４と、上記数式
(8) の演算によりｙ(n) を求めるｙ(n) 演算回路３１５
と、上記第３シフト量ＩＢＦ３に応じたシフトを行うシ
フト回路３１６と、出力端子３３０とを有するものであ
り、これらにより、上述の計算手順に従って数式(2),
(4),(5),(6),(8) の順に次々と演算がなされる。さら
に、上記Ｚ(l) 演算回路３１２とｚ(n) 演算回路３１３
とｕ(n) 演算回路３１４には、上記スケールダウン回数
ＩＳＤが供給され、この値に基づいてスケールダウンが
施される。また、上記シフト回路３１６には上記端子３
０３を介した第３シフト量ＩＢＦ３が与えられており、
このシフト回路３１６で上記ｙ(n) 演算回路３１５の出
力ｙ(n) の全てのワードが上記第３シフト量ＩＢＦ３に
よって各ワード毎にシフトされる。その後、このシフト
回路３１６の出力が端子３３０から取り出され、これが
上記ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５の出力とな
る。これにより、上記第１シフト量ＩＢＦ１に相当する
シフト量、すなわちフローティング量は完全に解除され
る。但し、上記ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５
における各ワードの出力は１／２、すなわちＬＳＢ側へ
１ビットシフトされた状態で出力される。
ティング回路２２９からのデータＸ(k) が供給される端
子３０１と、スケールダウン回数決定回路２２７からの
スケールダウン回数ＩＳＤが供給される端子３０２と、
第３シフト量算出回路２２６からの第３シフト量ＩＢＦ
３が供給される端子３０３と、上記数式(2) の演算によ
りＵ(k) を求めるＵ(k) 演算回路３１１と、上記数式
(3) 又は数式(4) の演算によりＺ(l) を求めるＺ(l) 演
算回路３１２と、上記数式(5) の演算によりｚ(n) を求
めるｚ(n) 演算回路３１３と、上記数式(6) の演算によ
りｕ(n) を求めるｕ(n) 演算回路３１４と、上記数式
(8) の演算によりｙ(n) を求めるｙ(n) 演算回路３１５
と、上記第３シフト量ＩＢＦ３に応じたシフトを行うシ
フト回路３１６と、出力端子３３０とを有するものであ
り、これらにより、上述の計算手順に従って数式(2),
(4),(5),(6),(8) の順に次々と演算がなされる。さら
に、上記Ｚ(l) 演算回路３１２とｚ(n) 演算回路３１３
とｕ(n) 演算回路３１４には、上記スケールダウン回数
ＩＳＤが供給され、この値に基づいてスケールダウンが
施される。また、上記シフト回路３１６には上記端子３
０３を介した第３シフト量ＩＢＦ３が与えられており、
このシフト回路３１６で上記ｙ(n) 演算回路３１５の出
力ｙ(n) の全てのワードが上記第３シフト量ＩＢＦ３に
よって各ワード毎にシフトされる。その後、このシフト
回路３１６の出力が端子３３０から取り出され、これが
上記ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５の出力とな
る。これにより、上記第１シフト量ＩＢＦ１に相当する
シフト量、すなわちフローティング量は完全に解除され
る。但し、上記ＩＭＤＣＴ回路２２３、２２４、２２５
における各ワードの出力は１／２、すなわちＬＳＢ側へ
１ビットシフトされた状態で出力される。
【００９５】ここで、図１０に示す上記ｚ(n) 演算回路
３１３は、上記Ｚ(l) 演算回路３１２からの出力Ｚ (l)
に対して、Ｎ段((２のＮ乗）＝Ｍ／２）のバタフライ演
算を施すために、上記出力Ｚ (l)のデータを並べ換える
並び換え回路３１７と、１段目からＮ段目までのバタフ
ライ演算の各演算回路３１８〜３２０とから構成され
る。また、このｚ(n) 演算回路３１３は、上述したよう
に、スケールダウン回数ＩＳＤの値が適用され、この値
に基づいてスケールダウンを施す。
３１３は、上記Ｚ(l) 演算回路３１２からの出力Ｚ (l)
に対して、Ｎ段((２のＮ乗）＝Ｍ／２）のバタフライ演
算を施すために、上記出力Ｚ (l)のデータを並べ換える
並び換え回路３１７と、１段目からＮ段目までのバタフ
ライ演算の各演算回路３１８〜３２０とから構成され
る。また、このｚ(n) 演算回路３１３は、上述したよう
に、スケールダウン回数ＩＳＤの値が適用され、この値
に基づいてスケールダウンを施す。
【００９６】また、上記数式(8) の出力での全てのワー
ドは上記第３シフト量ＩＢＦ３に基づいてシフトされ、
上記第１シフト量ＩＢＦ１に相当するシフト量すなわち
フローティング量は完全に解除される。但し、ＩＭＤＣ
Ｔ回路２２３、２２４、２２５における各ワードの出力
は１／２、すなわちＬＳＢ側へ１ビットシフトされた状
態で出力される。
ドは上記第３シフト量ＩＢＦ３に基づいてシフトされ、
上記第１シフト量ＩＢＦ１に相当するシフト量すなわち
フローティング量は完全に解除される。但し、ＩＭＤＣ
Ｔ回路２２３、２２４、２２５における各ワードの出力
は１／２、すなわちＬＳＢ側へ１ビットシフトされた状
態で出力される。
【００９７】再び図９に戻って、ＩＭＤＣＴ回路２２
３、２２４、２２５の出力は１ビットシフト回路２２
０、２２１、２２２に送られ、ここで１／２のスケール
で出力されたワードをＭＳＢ側へ１ビットシフトするこ
とにより、正規のスケールに戻される。これにより、上
記第１のブロックフローティングが完全に解除されたこ
とになる。
３、２２４、２２５の出力は１ビットシフト回路２２
０、２２１、２２２に送られ、ここで１／２のスケール
で出力されたワードをＭＳＢ側へ１ビットシフトするこ
とにより、正規のスケールに戻される。これにより、上
記第１のブロックフローティングが完全に解除されたこ
とになる。
【００９８】その後、上記１ビットシフト回路２２１、
２２２の出力は帯域合成フィルタ２０２で合成され、上
記１ビットシフト回路２２０の出力と帯域合成フィルタ
２０２の出力は帯域合成フィルタ２０１で合成されて再
生信号となり、出力端子２００より取り出される。
２２２の出力は帯域合成フィルタ２０２で合成され、上
記１ビットシフト回路２２０の出力と帯域合成フィルタ
２０２の出力は帯域合成フィルタ２０１で合成されて再
生信号となり、出力端子２００より取り出される。
【００９９】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、オーディオＰＣＭ信号のみな
らず、ディジタル音声（スピーチ）信号等の信号処理装
置にも適用可能である。また、本発明は、上述した実施
例の復号化装置に限らず、同様に符号化装置についても
適用可能である。
るものではなく、例えば、オーディオＰＣＭ信号のみな
らず、ディジタル音声（スピーチ）信号等の信号処理装
置にも適用可能である。また、本発明は、上述した実施
例の復号化装置に限らず、同様に符号化装置についても
適用可能である。
【０１００】
【発明の効果】本発明のディジタル信号復号化装置によ
れば、逆直交変換入力時における各ワードのフローティ
ング量を逆直交変換演算処理時にスケールダウンを繰り
返すことにより解除し、逆直交変換出力におけるスケー
ルを正規のスケールに戻すという動作をとるため、逆直
交変換演算処理時における演算精度を上げると同時に演
算過程でのオーバーフローを防ぐことが出来る。
れば、逆直交変換入力時における各ワードのフローティ
ング量を逆直交変換演算処理時にスケールダウンを繰り
返すことにより解除し、逆直交変換出力におけるスケー
ルを正規のスケールに戻すという動作をとるため、逆直
交変換演算処理時における演算精度を上げると同時に演
算過程でのオーバーフローを防ぐことが出来る。
【図１】実施例となるディジタル信号符号化装置を示す
ブロック回路図である。
ブロック回路図である。
【図２】実施例のブロックフローティングの動作を行う
具体的な構成を示すブロック回路図である。
具体的な構成を示すブロック回路図である。
【図３】実施例のブロックフローティングの動作を説明
するためのフローチヤートである。
するためのフローチヤートである。
【図４】図１の装置における分割帯域及び各帯域での時
間軸方向のブロック化の具体例を示す図である。
間軸方向のブロック化の具体例を示す図である。
【図５】図１の装置の許容雑音算出回路２２の具体例を
示すブロック回路図である。
示すブロック回路図である。
【図６】バークスペクトルを示す図である。
【図７】マスキングスペクトルを示す図である。
【図８】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図である。
した図である。
【図９】本発明の一実施例となるディジタル信号復号化
装置を示すブロック回路図である。
装置を示すブロック回路図である。
【図１０】図９のＩＭＤＣＴ回路の内部をさらに詳しく
示したブロック回路図である。
示したブロック回路図である。
２・・・・・・・絶対値算出回路 ３・・・・・・・論理和（ＯＲ）回路 ４・・・・・・・メモリ（１ワード遅延回路） ５・・・・・・・シフト量検出回路 ６・・・・・・・Ｎワード遅延回路 ７・・・・・・・正規化回路 １００・・・・・・・符号化回路入力端子 １０１，１０２・・・・・・・帯域分割フィルタ １０３，１０４，１０５・・・最短ブロックシフト量算
出回路 １０７，１０８，１０９・・・可変ブロックシフト量算
出回路 １２０，１２１，１２２・・・第１のブロックフローテ
ィング回路 １０６・・・・・・・直交変換ブロックサイズ決定回路 １２３，１２４，１２５・・・ＭＤＣＴ回路 １２６・・・・・・・ブロックフローティング解除回路 １２７・・・・・・・許容雑音算出回路 １２８・・・・・・・ブロックフローティング合計量算
出回路 １２９・・・・・・・第２のブロックフローティング回
路 １３０・・・・・・・適応ビット割当符号化回路 １３１，１３２，１３３・・・符号化回路出力端子 ２００・・・・・・・復号化回路出力端子 ２０１，２０２・・・帯域合成フィルタ ２２０，２２１，２２２・・・１ビットシフト回路 ２２３，２２４，２２５・・・ＩＭＤＣＴ回路 ２２６・・・・・・・第３シフト量算出回路 ２２７・・・・・・・ＩＭＤＣＴ演算処理でのスケール
ダウン回数決定回路 ２２８・・・・・・・第２シフト量算出回路 ２２９・・・・・・・逆フローティング回路 ２３０・・・・・・・適応ビット割当復号化回路 ２３１，２３２，２３３・・・復号化回路入力端子 ２３４・・・・・・・第１シフト量算出回路
出回路 １０７，１０８，１０９・・・可変ブロックシフト量算
出回路 １２０，１２１，１２２・・・第１のブロックフローテ
ィング回路 １０６・・・・・・・直交変換ブロックサイズ決定回路 １２３，１２４，１２５・・・ＭＤＣＴ回路 １２６・・・・・・・ブロックフローティング解除回路 １２７・・・・・・・許容雑音算出回路 １２８・・・・・・・ブロックフローティング合計量算
出回路 １２９・・・・・・・第２のブロックフローティング回
路 １３０・・・・・・・適応ビット割当符号化回路 １３１，１３２，１３３・・・符号化回路出力端子 ２００・・・・・・・復号化回路出力端子 ２０１，２０２・・・帯域合成フィルタ ２２０，２２１，２２２・・・１ビットシフト回路 ２２３，２２４，２２５・・・ＩＭＤＣＴ回路 ２２６・・・・・・・第３シフト量算出回路 ２２７・・・・・・・ＩＭＤＣＴ演算処理でのスケール
ダウン回数決定回路 ２２８・・・・・・・第２シフト量算出回路 ２２９・・・・・・・逆フローティング回路 ２３０・・・・・・・適応ビット割当復号化回路 ２３１，２３２，２３３・・・復号化回路入力端子 ２３４・・・・・・・第１シフト量算出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡邉 高弘 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (9)
- 【請求項１】 入力ディジタル信号をフィルタ分割し、
そのフィルタ出力を複数ワード毎にブロック化し、これ
らの各ブロック単位で第１のブロックフローティング処
理を行い、さらに直交変換によって周波数分析し、この
直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これらの
各ブロック単位で第２のブロックフローティング処理と
量子化処理を行うディジタル信号符号化装置からの符号
化信号を復号化するディジタル信号復号化装置におい
て、 上記第２のブロックフローティングを解除した後、逆直
交変換による周波数合成によって時間軸上の信号へ復元
すると共にその逆直交変換演算過程で上記第１のブロッ
クフローティングを解除することを特徴とするディジタ
ル信号復号化装置。 - 【請求項２】 上記逆直交変換演算過程でスケールダウ
ンを繰り返すことにより、上記第１のブロックフローテ
ィングを解除することを特徴とする請求項１記載のディ
ジタル信号復号化装置。 - 【請求項３】 上記逆直交変換演算過程におけるスケー
ルダウンを可変的に行うことを特徴とする請求項２記載
のディジタル信号復号化装置。 - 【請求項４】 上記逆直交変換演算過程におけるスケー
ルダウン回数を上記第１のブロックフローティング量に
基づいて決定することを特徴とする請求項３記載のディ
ジタル信号復号化装置。 - 【請求項５】 上記逆直交変換演算過程でスケールダウ
ンを施すことにより演算過程でのオーバーフローを防止
することを特徴とする請求項２記載のディジタル信号復
号化装置。 - 【請求項６】 上記フィルタ分割は低域ほど広帯域とな
されていることを特徴とする請求項１記載のディジタル
信号復号化装置。 - 【請求項７】 帯域を２分割するフィルタを縦続接続す
ることで上記フィルタ分割が行われていることを特徴と
する請求項６記載のディジタル信号復号化装置。 - 【請求項８】 上記逆直交変換は逆変更離散コサイン変
換であることを特徴とする請求項１、２、３、４及び５
記載のディジタル信号復号化装置。 - 【請求項９】 上記逆直交変換は可変ブロックサイズで
行うことを特徴とする請求項８記載のディジタル信号復
号化装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04243574A JP3127600B2 (ja) | 1992-09-11 | 1992-09-11 | ディジタル信号復号化装置及び方法 |
| TW081108519A TW217478B (en) | 1992-09-11 | 1992-10-24 | Decoding device for digital signal |
| DE69332057T DE69332057T2 (de) | 1992-09-11 | 1993-09-06 | Digitalsignaldekodierungsvorrichtung |
| EP93307004A EP0587387B1 (en) | 1992-09-11 | 1993-09-06 | Digital signal decoding apparatus |
| US08/118,456 US5461378A (en) | 1992-09-11 | 1993-09-08 | Digital signal decoding apparatus |
| KR1019930018292A KR100279096B1 (ko) | 1992-09-11 | 1993-09-11 | 디지탈 신호 복호화 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04243574A JP3127600B2 (ja) | 1992-09-11 | 1992-09-11 | ディジタル信号復号化装置及び方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0697837A true JPH0697837A (ja) | 1994-04-08 |
| JP3127600B2 JP3127600B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=17105858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04243574A Expired - Lifetime JP3127600B2 (ja) | 1992-09-11 | 1992-09-11 | ディジタル信号復号化装置及び方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5461378A (ja) |
| EP (1) | EP0587387B1 (ja) |
| JP (1) | JP3127600B2 (ja) |
| KR (1) | KR100279096B1 (ja) |
| DE (1) | DE69332057T2 (ja) |
| TW (1) | TW217478B (ja) |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5115240A (en) * | 1989-09-26 | 1992-05-19 | Sony Corporation | Method and apparatus for encoding voice signals divided into a plurality of frequency bands |
| DE69231369T2 (de) * | 1991-09-30 | 2001-03-29 | Sony Corp., Tokio/Tokyo | Verfahren und Einrichtung zur Audiodatenkompression |
| JP3153933B2 (ja) * | 1992-06-16 | 2001-04-09 | ソニー株式会社 | データ符号化装置及び方法並びにデータ復号化装置及び方法 |
| JP3186292B2 (ja) * | 1993-02-02 | 2001-07-11 | ソニー株式会社 | 高能率符号化方法及び装置 |
| JP3186307B2 (ja) * | 1993-03-09 | 2001-07-11 | ソニー株式会社 | 圧縮データ記録装置及び方法 |
| TW232116B (en) * | 1993-04-14 | 1994-10-11 | Sony Corp | Method or device and recording media for signal conversion |
| US5581654A (en) * | 1993-05-25 | 1996-12-03 | Sony Corporation | Method and apparatus for information encoding and decoding |
| TW327223B (en) * | 1993-09-28 | 1998-02-21 | Sony Co Ltd | Methods and apparatus for encoding an input signal broken into frequency components, methods and apparatus for decoding such encoded signal |
| US5737720A (en) * | 1993-10-26 | 1998-04-07 | Sony Corporation | Low bit rate multichannel audio coding methods and apparatus using non-linear adaptive bit allocation |
| WO1995012920A1 (en) * | 1993-11-04 | 1995-05-11 | Sony Corporation | Signal encoder, signal decoder, recording medium and signal encoding method |
| US5774844A (en) * | 1993-11-09 | 1998-06-30 | Sony Corporation | Methods and apparatus for quantizing, encoding and decoding and recording media therefor |
| US5731767A (en) * | 1994-02-04 | 1998-03-24 | Sony Corporation | Information encoding method and apparatus, information decoding method and apparatus, information recording medium, and information transmission method |
| US5608713A (en) * | 1994-02-09 | 1997-03-04 | Sony Corporation | Bit allocation of digital audio signal blocks by non-linear processing |
| JP3186412B2 (ja) * | 1994-04-01 | 2001-07-11 | ソニー株式会社 | 情報符号化方法、情報復号化方法、及び情報伝送方法 |
| JP3190204B2 (ja) * | 1994-04-12 | 2001-07-23 | ユナイテッド・モジュール・コーポレーション | Ｍｐｅｇ規格の音声信号デコーダ |
| JP3277682B2 (ja) * | 1994-04-22 | 2002-04-22 | ソニー株式会社 | 情報符号化方法及び装置、情報復号化方法及び装置、並びに情報記録媒体及び情報伝送方法 |
| JP3277699B2 (ja) * | 1994-06-13 | 2002-04-22 | ソニー株式会社 | 信号符号化方法及び装置並びに信号復号化方法及び装置 |
| JP3250376B2 (ja) * | 1994-06-13 | 2002-01-28 | ソニー株式会社 | 情報符号化方法及び装置並びに情報復号化方法及び装置 |
| JP3277705B2 (ja) | 1994-07-27 | 2002-04-22 | ソニー株式会社 | 情報符号化装置及び方法、並びに情報復号化装置及び方法 |
| JP3341474B2 (ja) * | 1994-07-28 | 2002-11-05 | ソニー株式会社 | 情報符号化方法及び復号化方法、情報符号化装置及び復号化装置、並びに情報記録媒体 |
| US6167093A (en) * | 1994-08-16 | 2000-12-26 | Sony Corporation | Method and apparatus for encoding the information, method and apparatus for decoding the information and method for information transmission |
| US5654952A (en) * | 1994-10-28 | 1997-08-05 | Sony Corporation | Digital signal encoding method and apparatus and recording medium |
| JP3557674B2 (ja) * | 1994-12-15 | 2004-08-25 | ソニー株式会社 | 高能率符号化方法及び装置 |
| JPH08223049A (ja) * | 1995-02-14 | 1996-08-30 | Sony Corp | 信号符号化方法及び装置、信号復号化方法及び装置、情報記録媒体並びに情報伝送方法 |
| JP3189660B2 (ja) | 1996-01-30 | 2001-07-16 | ソニー株式会社 | 信号符号化方法 |
| US6101276A (en) * | 1996-06-21 | 2000-08-08 | Compaq Computer Corporation | Method and apparatus for performing two pass quality video compression through pipelining and buffer management |
| US6026217A (en) * | 1996-06-21 | 2000-02-15 | Digital Equipment Corporation | Method and apparatus for eliminating the transpose buffer during a decomposed forward or inverse 2-dimensional discrete cosine transform through operand decomposition storage and retrieval |
| JPH1084284A (ja) * | 1996-09-06 | 1998-03-31 | Sony Corp | 信号再生方法および装置 |
| JP3496411B2 (ja) * | 1996-10-30 | 2004-02-09 | ソニー株式会社 | 情報符号化方法及び復号化装置 |
| US6721491B1 (en) * | 1999-12-22 | 2004-04-13 | Sightsound Technologies, Inc. | Method and system for manipulation of audio or video signals |
| US6014491A (en) * | 1997-03-04 | 2000-01-11 | Parsec Sight/Sound, Inc. | Method and system for manipulation of audio or video signals |
| EP1016231B1 (en) * | 1997-08-29 | 2007-10-10 | STMicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd. | Fast synthesis sub-band filtering method for digital signal decoding |
| KR100342137B1 (ko) * | 1999-10-16 | 2002-06-26 | 조국환 | 수세미포와 스폰지결합장치 |
| AUPR433901A0 (en) * | 2001-04-10 | 2001-05-17 | Lake Technology Limited | High frequency signal construction method |
| US7447631B2 (en) * | 2002-06-17 | 2008-11-04 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Audio coding system using spectral hole filling |
| US20070038439A1 (en) * | 2003-04-17 | 2007-02-15 | Koninklijke Philips Electronics N.V. Groenewoudseweg 1 | Audio signal generation |
| EP1618763B1 (en) * | 2003-04-17 | 2007-02-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Audio signal synthesis |
| US7676374B2 (en) * | 2006-03-28 | 2010-03-09 | Nokia Corporation | Low complexity subband-domain filtering in the case of cascaded filter banks |
| US8457958B2 (en) * | 2007-11-09 | 2013-06-04 | Microsoft Corporation | Audio transcoder using encoder-generated side information to transcode to target bit-rate |
| CN102378960B (zh) * | 2010-06-22 | 2014-07-30 | 日本电气株式会社 | 半导体集成电路和指数计算方法 |
Family Cites Families (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4002841A (en) * | 1976-01-21 | 1977-01-11 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Data compression using nearly instantaneous companding in a digital speech interpolation system |
| US4184049A (en) * | 1978-08-25 | 1980-01-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Transform speech signal coding with pitch controlled adaptive quantizing |
| CH645501GA3 (ja) * | 1981-07-24 | 1984-10-15 | ||
| US4455649A (en) * | 1982-01-15 | 1984-06-19 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for efficient statistical multiplexing of voice and data signals |
| US4535472A (en) * | 1982-11-05 | 1985-08-13 | At&T Bell Laboratories | Adaptive bit allocator |
| JPS59223032A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | ディジタル信号伝送装置 |
| US4516241A (en) * | 1983-07-11 | 1985-05-07 | At&T Bell Laboratories | Bit compression coding with embedded signaling |
| US4885790A (en) * | 1985-03-18 | 1989-12-05 | Massachusetts Institute Of Technology | Processing of acoustic waveforms |
| JPH0734291B2 (ja) * | 1986-07-28 | 1995-04-12 | 株式会社日立製作所 | デイジタル信号記録再生システム |
| US4870685A (en) * | 1986-10-26 | 1989-09-26 | Ricoh Company, Ltd. | Voice signal coding method |
| DE3639753A1 (de) * | 1986-11-21 | 1988-06-01 | Inst Rundfunktechnik Gmbh | Verfahren zum uebertragen digitalisierter tonsignale |
| US4872132A (en) * | 1987-03-13 | 1989-10-03 | Zoran Corporation | Method and means for block floating point arithmetic |
| NL8700985A (nl) * | 1987-04-27 | 1988-11-16 | Philips Nv | Systeem voor sub-band codering van een digitaal audiosignaal. |
| US4991213A (en) * | 1988-05-26 | 1991-02-05 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Speech specific adaptive transform coder |
| US5142656A (en) * | 1989-01-27 | 1992-08-25 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Low bit rate transform coder, decoder, and encoder/decoder for high-quality audio |
| US5109417A (en) * | 1989-01-27 | 1992-04-28 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Low bit rate transform coder, decoder, and encoder/decoder for high-quality audio |
| EP0386418B1 (de) * | 1989-03-06 | 1994-12-21 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Datenreduktion bei digitalen Tonsignalen und zur genäherten Rückgewinnung der digitalen Tonsignale |
| US4932062A (en) * | 1989-05-15 | 1990-06-05 | Dialogic Corporation | Method and apparatus for frequency analysis of telephone signals |
| EP0405591B1 (en) * | 1989-06-30 | 1997-10-01 | Nec Corporation | Varaible length block coding with changing characteristics of input samples |
| JP2844695B2 (ja) * | 1989-07-19 | 1999-01-06 | ソニー株式会社 | 信号符号化装置 |
| US5115240A (en) * | 1989-09-26 | 1992-05-19 | Sony Corporation | Method and apparatus for encoding voice signals divided into a plurality of frequency bands |
| JPH03117919A (ja) * | 1989-09-30 | 1991-05-20 | Sony Corp | ディジタル信号符号化装置 |
| FR2653280B1 (fr) * | 1989-10-13 | 1992-01-10 | France Etat | Dispositif d'allocation de bits pour signal audio-numerique transforme, a quantification adaptative sur critere psycho-auditif. |
| JPH03132228A (ja) * | 1989-10-18 | 1991-06-05 | Victor Co Of Japan Ltd | 直交変換信号符号化復号化方式 |
| JPH03181232A (ja) * | 1989-12-11 | 1991-08-07 | Toshiba Corp | 可変レート符号化方式 |
| JP2861238B2 (ja) * | 1990-04-20 | 1999-02-24 | ソニー株式会社 | ディジタル信号符号化方法 |
| JP3033156B2 (ja) * | 1990-08-24 | 2000-04-17 | ソニー株式会社 | ディジタル信号符号化装置 |
| US5049992A (en) * | 1990-08-27 | 1991-09-17 | Zenith Electronics Corporation | HDTV system with receivers operable at different levels of resolution |
| US5134475A (en) * | 1990-12-11 | 1992-07-28 | At&T Bell Laboratories | Adaptive leak hdtv encoder |
| EP0506394A2 (en) * | 1991-03-29 | 1992-09-30 | Sony Corporation | Coding apparatus for digital signals |
| CA2075156A1 (en) * | 1991-08-02 | 1993-02-03 | Kenzo Akagiri | Digital encoder with dynamic quantization bit allocation |
| US5231484A (en) * | 1991-11-08 | 1993-07-27 | International Business Machines Corporation | Motion video compression system with adaptive bit allocation and quantization |
| JP3134455B2 (ja) * | 1992-01-29 | 2001-02-13 | ソニー株式会社 | 高能率符号化装置及び方法 |
-
1992
- 1992-09-11 JP JP04243574A patent/JP3127600B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-24 TW TW081108519A patent/TW217478B/zh not_active IP Right Cessation
-
1993
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- 1993-09-11 KR KR1019930018292A patent/KR100279096B1/ko not_active Expired - Lifetime
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