JPH0411045B2 - - Google Patents
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- JPH0411045B2 JPH0411045B2 JP59134032A JP13403284A JPH0411045B2 JP H0411045 B2 JPH0411045 B2 JP H0411045B2 JP 59134032 A JP59134032 A JP 59134032A JP 13403284 A JP13403284 A JP 13403284A JP H0411045 B2 JPH0411045 B2 JP H0411045B2
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- Japan
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- frequency
- sample
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/60—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using transform coding
- H04N19/63—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using transform coding using sub-band based transform, e.g. wavelets
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters
- G01R23/167—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters with digital filters
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
- G06F17/10—Complex mathematical operations
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- Mathematical Optimization (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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- Multimedia (AREA)
- Image Processing (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の関連する技術分野〕
この発明は信号の分解および（または）合成を
行う信号処理装置に関する。すなわち、この発明
の信号処理装置は、処理対象とする最高周波数が
f0より高くない与えられた時間（temporal）信号
の（１つ以上の次元を持つ）情報成分の周波数ス
ペクトルの実時間（但し、装置の入出力間に不可
避的な固有の時間遅延を伴なう）分解および（ま
たは）その分解された周波数スペクトルからのそ
のような時間信号の実時間（但し、装置の入出力
間に不可避的な固有の時間遅延を伴なう）合成に
パイプライン構体を用いるものである。なお、こ
の明細書中では、上記の様に装置、たとえばパイ
プライン構体など、への信号の入力とそれからの
出力との間にその装置に固有の不可避的な時間的
遅延を伴なう場合の、実時間処理（分解や合成な
どの処理）を、ここでは、単に実時間処理（分
解、合成）と言うことにする。この発明は時間的
（temporal）映像信号で画定されるテレビジヨン
画像の２次元空間周波数の実時間画像処理に時に
適しているが、これに限定されない。
行う信号処理装置に関する。すなわち、この発明
の信号処理装置は、処理対象とする最高周波数が
f0より高くない与えられた時間（temporal）信号
の（１つ以上の次元を持つ）情報成分の周波数ス
ペクトルの実時間（但し、装置の入出力間に不可
避的な固有の時間遅延を伴なう）分解および（ま
たは）その分解された周波数スペクトルからのそ
のような時間信号の実時間（但し、装置の入出力
間に不可避的な固有の時間遅延を伴なう）合成に
パイプライン構体を用いるものである。なお、こ
の明細書中では、上記の様に装置、たとえばパイ
プライン構体など、への信号の入力とそれからの
出力との間にその装置に固有の不可避的な時間的
遅延を伴なう場合の、実時間処理（分解や合成な
どの処理）を、ここでは、単に実時間処理（分
解、合成）と言うことにする。この発明は時間的
（temporal）映像信号で画定されるテレビジヨン
画像の２次元空間周波数の実時間画像処理に時に
適しているが、これに限定されない。
人間の視覚系の動作の模式（モデル）を作るこ
とについては多くの研究が行われて来たが、人の
視覚系は空間周波数情報を多数の連接重畳する空
間周波数帯域に分解することにより、発光画像の
原始的空間周波数分解を算定するらしいことが判
つている。各帯域はほぼ１オクターブの幅を持
ち、各帯域の中心周波数はその両隣とほぼ２倍の
割合で異つている。研究によると人の視覚系の空
間周波数範囲は0.5〜60サイクル／度に亘つて約
７つの帯域または「チヤンネル」があることが判
る。これらの発見の重要なことは、人の視覚系が
他の空間周波数情報から２倍以上離れた空間周波
数情報を無関係に処理することである。
とについては多くの研究が行われて来たが、人の
視覚系は空間周波数情報を多数の連接重畳する空
間周波数帯域に分解することにより、発光画像の
原始的空間周波数分解を算定するらしいことが判
つている。各帯域はほぼ１オクターブの幅を持
ち、各帯域の中心周波数はその両隣とほぼ２倍の
割合で異つている。研究によると人の視覚系の空
間周波数範囲は0.5〜60サイクル／度に亘つて約
７つの帯域または「チヤンネル」があることが判
る。これらの発見の重要なことは、人の視覚系が
他の空間周波数情報から２倍以上離れた空間周波
数情報を無関係に処理することである。
また人の視覚系で起る空間周波数の処理が空間
的に局在化されていることも判つている。従つて
各空間周波数チヤンネル内の信号は画像の小さい
部分領域に亘つて算定され、その部分領域が互い
に重なつて特定の周波数でほぼ２サイクルの幅を
持つている。
的に局在化されていることも判つている。従つて
各空間周波数チヤンネル内の信号は画像の小さい
部分領域に亘つて算定され、その部分領域が互い
に重なつて特定の周波数でほぼ２サイクルの幅を
持つている。
テストパタンとして正弦波の格子像を用いる
と、この像に対する閾値コントラスト対感度関数
が、その像の空間周波数が増すに従つて速やかに
ロールオフすることが判る。すなわち、空間周波
数が高ければ高いコントラスト（30サイクル／度
で約20％）が必要であるが、空間周波数が低くな
ると必要なコントラストも比較的低くなる（３サ
イクル／度で約0.2％）。
と、この像に対する閾値コントラスト対感度関数
が、その像の空間周波数が増すに従つて速やかに
ロールオフすることが判る。すなわち、空間周波
数が高ければ高いコントラスト（30サイクル／度
で約20％）が必要であるが、空間周波数が低くな
ると必要なコントラストも比較的低くなる（３サ
イクル／度で約0.2％）。
閾値以上の正弦波格子像のコントラストの変化
を検知する人の視覚系の能力も空間周波数が高い
ときより低いときの方がよいことが判つている。
詳言すれば、平均的人間は、時間について75％の
変化するコントラストを正しく弁別するには、３
サイクル／度の正弦波格子のときはほぼ12％のコ
ントラスト変化を要し、30サイクル／度の格子で
は30％のコントラスト変化を要する。
を検知する人の視覚系の能力も空間周波数が高い
ときより低いときの方がよいことが判つている。
詳言すれば、平均的人間は、時間について75％の
変化するコントラストを正しく弁別するには、３
サイクル／度の正弦波格子のときはほぼ12％のコ
ントラスト変化を要し、30サイクル／度の格子で
は30％のコントラスト変化を要する。
人の視覚系に関する上述の性質を知つているバ
ート博士（Dr.Peter J.Burt）は、画像の２次元
空間周波数を複数の各別の空間周波数帯に分解す
るため電算機による非実時間の算法（以後（バー
トのピラミツド」と呼ぶ）を開発した。各空間周
波数帯（最低の空間周波数帯を除く）の幅は１オ
クターブが望ましい。従つて画像の処理を対象と
するの最高空間周波数がf0より高くなければ、そ
の最高周波数帯はf0／２からf0までの（中心周波
数が3f0／４の）オクターブに跨がり、この最高
周波数帯の次の帯域はf0／４からf0／２までの
（中心周波数が3f0／８の）オクターブに跨がる。
以下同様である。
ート博士（Dr.Peter J.Burt）は、画像の２次元
空間周波数を複数の各別の空間周波数帯に分解す
るため電算機による非実時間の算法（以後（バー
トのピラミツド」と呼ぶ）を開発した。各空間周
波数帯（最低の空間周波数帯を除く）の幅は１オ
クターブが望ましい。従つて画像の処理を対象と
するの最高空間周波数がf0より高くなければ、そ
の最高周波数帯はf0／２からf0までの（中心周波
数が3f0／４の）オクターブに跨がり、この最高
周波数帯の次の帯域はf0／４からf0／２までの
（中心周波数が3f0／８の）オクターブに跨がる。
以下同様である。
バート博士著または共著で、バートのピラミツ
ドの種々の観点を詳細に記載した文献の次のリス
トを引用する。
ドの種々の観点を詳細に記載した文献の次のリス
トを引用する。
アイ・イー・イー・イー・トランザクシヨン
ズ・オン・システムズ・マン・アンド・サイバネ
テイクス（IEEE Transactions on Systems，
Man，and Cybernetics）1981年12月発行第
SMC−11巻第12行第802〜809頁、バート等著
「共働位階計算による画像領域特性の細分化と推
定（Segmentation and Estimation of Image
Region Properties Through Cooperative
Hierarchial Computation）」。
ズ・オン・システムズ・マン・アンド・サイバネ
テイクス（IEEE Transactions on Systems，
Man，and Cybernetics）1981年12月発行第
SMC−11巻第12行第802〜809頁、バート等著
「共働位階計算による画像領域特性の細分化と推
定（Segmentation and Estimation of Image
Region Properties Through Cooperative
Hierarchial Computation）」。
アイ・イー・イー・イー・トランザクシヨン
ズ・オン・コミユニケーシヨンズ（IEEE
Transactions on Communications）1983年４
月発行第COM−31巻第４号第532〜540頁、バー
ト等著「コンパクトな画像コードとしてのラプラ
スのピラミツド（The Laplacian Pyramid as
ａ Compact Image Code）」。
ズ・オン・コミユニケーシヨンズ（IEEE
Transactions on Communications）1983年４
月発行第COM−31巻第４号第532〜540頁、バー
ト等著「コンパクトな画像コードとしてのラプラ
スのピラミツド（The Laplacian Pyramid as
ａ Compact Image Code）」。
コンピユータ・ビジヨン・グラフイツクス・ア
ンド・イメージ・プロセシング（Computer
Vision，Graphics，and Image Processing）
1983年第21号第368〜382頁、バート著「局部画像
特性を推定するための高速算法（Fast
Algorithms for Estimating Local Image
Properties）」。
ンド・イメージ・プロセシング（Computer
Vision，Graphics，and Image Processing）
1983年第21号第368〜382頁、バート著「局部画像
特性を推定するための高速算法（Fast
Algorithms for Estimating Local Image
Properties）」。
コンピユータ・グラフイツクス・アンド・イメ
ージ・プロセシング（Computer Graphics and
Image Processing）1980年第14号第271〜280号、
バート著「６角形に抽出された２進画像を符号化
するためのツリーとピラミツド構体（Tree and
Pyramid Structures for Coding Hexagonally
Sampled Binary Images）」。
ージ・プロセシング（Computer Graphics and
Image Processing）1980年第14号第271〜280号、
バート著「６角形に抽出された２進画像を符号化
するためのツリーとピラミツド構体（Tree and
Pyramid Structures for Coding Hexagonally
Sampled Binary Images）」。
エス・ピー・アイ・イー（SPIE）第360号第
114〜124頁、バート著「運動と組織の解析に応用
し得る局部画像特性のピラミツド準拠抽出
（Pyramid−based Extraction of Local Image
Features with Applications to Motion and
Texture Analysis）」。
114〜124頁、バート著「運動と組織の解析に応用
し得る局部画像特性のピラミツド準拠抽出
（Pyramid−based Extraction of Local Image
Features with Applications to Motion and
Texture Analysis）」。
コンピユータ・グラフイツクス・アンド・イメ
ージ・プロセシング（Computer Graphics and
Image Processing）1981年第16号第20〜51頁、
バート著「画像処理用高速濾波器変換（Fast
Filter Transforms for Image Processing）」。
ージ・プロセシング（Computer Graphics and
Image Processing）1981年第16号第20〜51頁、
バート著「画像処理用高速濾波器変換（Fast
Filter Transforms for Image Processing）」。
レンセラ（Rensselaer）工科大学電気電算機
システム工学部画像処理研究所1983年６月発行、
バート等著「画像モザイクに応用される多分解ス
プライン（Ａ Multiresolution Spline with
Applications to Image Mosaics）」。
システム工学部画像処理研究所1983年６月発行、
バート等著「画像モザイクに応用される多分解ス
プライン（Ａ Multiresolution Spline with
Applications to Image Mosaics）」。
レンセラ工科大学電気電算機システム工学部画
像処理研究所1982年７月発行、バート著「高能率
計算用構体としてのピラミツド（The Pyramid
as ａ Structure for Efficient
Computation）」。
像処理研究所1982年７月発行、バート著「高能率
計算用構体としてのピラミツド（The Pyramid
as ａ Structure for Efficient
Computation）」。
バートのピラミツド算法は特殊なサンプリグン
法を用いて比較的高解像度の原画像をＮ個の位階
の（Ｎは複数の整数）各別の成分画像（それぞれ
原画像の空間周波数の異るオクターブで構成され
るラプラス画像）と残余のガウス画像（最低オク
ターブの成分ラプラス画像の全空間周波数を含
む）に分解するもので、その「ピラミツド」とい
う用語は各成分画像の各位階の空間周波数とサン
プル密度が最高オクターブの成分画像から最低オ
クターブの成分画像に進むほど連続的に低下する
ことに関係している。
法を用いて比較的高解像度の原画像をＮ個の位階
の（Ｎは複数の整数）各別の成分画像（それぞれ
原画像の空間周波数の異るオクターブで構成され
るラプラス画像）と残余のガウス画像（最低オク
ターブの成分ラプラス画像の全空間周波数を含
む）に分解するもので、その「ピラミツド」とい
う用語は各成分画像の各位階の空間周波数とサン
プル密度が最高オクターブの成分画像から最低オ
クターブの成分画像に進むほど連続的に低下する
ことに関係している。
このバートのピラミツド算法の第１の利点は、
もとの高解像度の画像をエーリアシングによる擬
似空間周波数の導入なく成分画像と残留画像から
合成し得ることであり、第２の利点は、成分画像
の各位階の１オクターブの空間周波数帯域幅が上
述の人の視覚系の特性に合うことである。これに
よつて成分画像の各位階のそれぞれの空間周波数
を、それぞれ異る独立の方法（すなわち他のすべ
ての成分画像を著しく害する１つの成分画像の信
号処理を全くせずに）選択的に処理または改変し
て、その処理された成分画像から引出された合成
画像にその他の若干の所要効果を生ずると共にこ
れを増強することが可能になる。この所要の効果
の１例が上記論文「画像モザイクに応用される多
分解スプライン」に詳述された多分解スプライン
技法である。
もとの高解像度の画像をエーリアシングによる擬
似空間周波数の導入なく成分画像と残留画像から
合成し得ることであり、第２の利点は、成分画像
の各位階の１オクターブの空間周波数帯域幅が上
述の人の視覚系の特性に合うことである。これに
よつて成分画像の各位階のそれぞれの空間周波数
を、それぞれ異る独立の方法（すなわち他のすべ
ての成分画像を著しく害する１つの成分画像の信
号処理を全くせずに）選択的に処理または改変し
て、その処理された成分画像から引出された合成
画像にその他の若干の所要効果を生ずると共にこ
れを増強することが可能になる。この所要の効果
の１例が上記論文「画像モザイクに応用される多
分解スプライン」に詳述された多分解スプライン
技法である。
バートのピラミツド算法は今まで一般用デジタ
ル電算機により非実時間で実行されて来た。原画
像の各画素サンプルのレベルは電算機の各アドレ
ス位置に記憶された多ビツト（例えば８ビツト）
数で表される。例えば２つの次元のそれぞれが29
＝512の画素サンプルで構成された比較的高解像
度の２次元の原画像は、その原画像を構成する各
画素サンプルのレベルを表わす多ビツト数のそれ
ぞれを記憶する記憶位置が218＝262144の大型記
憶装置を要する。
ル電算機により非実時間で実行されて来た。原画
像の各画素サンプルのレベルは電算機の各アドレ
ス位置に記憶された多ビツト（例えば８ビツト）
数で表される。例えば２つの次元のそれぞれが29
＝512の画素サンプルで構成された比較的高解像
度の２次元の原画像は、その原画像を構成する各
画素サンプルのレベルを表わす多ビツト数のそれ
ぞれを記憶する記憶位置が218＝262144の大型記
憶装置を要する。
記憶装置に記憶された原画像はバートのピラミ
ツド算法に従つてデジタル電算機で処理すること
ができる。この処理は所定の核重み関数による画
素サンプルのたたみ込み、サンプルの減殺、内挿
によるサンプルの拡張、サンプルの減算のような
段階の反復実施から成つている。核関数（１次元
またはそれ以上）の大きさは全画像の各次元の大
きさに比較して（画素の数からして）小さい。画
素の部分領域すなわちウインドー（大きさは核関
数と等しく、各画素の周りに順次対称的に配置さ
れている）に核重み関数を乗じ、たたみ込み演算
で合計する。
ツド算法に従つてデジタル電算機で処理すること
ができる。この処理は所定の核重み関数による画
素サンプルのたたみ込み、サンプルの減殺、内挿
によるサンプルの拡張、サンプルの減算のような
段階の反復実施から成つている。核関数（１次元
またはそれ以上）の大きさは全画像の各次元の大
きさに比較して（画素の数からして）小さい。画
素の部分領域すなわちウインドー（大きさは核関
数と等しく、各画素の周りに順次対称的に配置さ
れている）に核重み関数を乗じ、たたみ込み演算
で合計する。
核重み関数はたたみ込まれる画像の多次元空間
周波数の低域濾波器として動作するように選ばれ
る。核関数により各次元に与えられる低域濾波器
特性の公称「遮断周波数」（濾波器技術では「コ
ーナー周波数」または「ブレーク周波数」として
も知られている）は、たたみ込まれる信号のその
次元の問題の最高周波数の実質的1/2になるよう
に選ばれる。この低域濾波器特性は与えられた遮
断周波数で「ブリツク・ウオール」ロールオフを
持つ必要はないが、比較的漸進的ロールオフを持
つことがあり、この場合公称遮断周波数は漸進的
ロールオフの予め選ばれたある減衰の値（例えば
3dB）が生ずる周波数として定義される。バート
のピラミツドは漸進的ロールオフ低域濾波器特性
によつて生ずる擬似周波数のエーリアシングによ
る導入を本来補償するから、さらに緩かなロール
オフ特性を持つ濾波器を用いることができる。た
たみ込まれた画像は、たたみ込まれた画素を１つ
おきに逐次考えられる画像の各次元において実効
上抜き取ることにより間引き（decimate）され、
これによつてその各次元におけるたたみ込まれた
画像の画素数が1/2だけ減じられる。画像は通常
２次元画像であるから、たたみ込まれて間引きさ
れた画像はその間引き前の画像に含まれる画素の
数の僅か1/4で構成されている。このたたみ込ま
れて間引きされた画像（これをガウスの画像と呼
ぶ）は第２の記憶装置に記憶される。
周波数の低域濾波器として動作するように選ばれ
る。核関数により各次元に与えられる低域濾波器
特性の公称「遮断周波数」（濾波器技術では「コ
ーナー周波数」または「ブレーク周波数」として
も知られている）は、たたみ込まれる信号のその
次元の問題の最高周波数の実質的1/2になるよう
に選ばれる。この低域濾波器特性は与えられた遮
断周波数で「ブリツク・ウオール」ロールオフを
持つ必要はないが、比較的漸進的ロールオフを持
つことがあり、この場合公称遮断周波数は漸進的
ロールオフの予め選ばれたある減衰の値（例えば
3dB）が生ずる周波数として定義される。バート
のピラミツドは漸進的ロールオフ低域濾波器特性
によつて生ずる擬似周波数のエーリアシングによ
る導入を本来補償するから、さらに緩かなロール
オフ特性を持つ濾波器を用いることができる。た
たみ込まれた画像は、たたみ込まれた画素を１つ
おきに逐次考えられる画像の各次元において実効
上抜き取ることにより間引き（decimate）され、
これによつてその各次元におけるたたみ込まれた
画像の画素数が1/2だけ減じられる。画像は通常
２次元画像であるから、たたみ込まれて間引きさ
れた画像はその間引き前の画像に含まれる画素の
数の僅か1/4で構成されている。このたたみ込ま
れて間引きされた画像（これをガウスの画像と呼
ぶ）は第２の記憶装置に記憶される。
記憶された原画像の画素サンプルから始まつ
て、上述のたたみ込み縮小（convolution−
decimation）手順がＮ回（Ｎは複数整数、すな
わち２または２より大きな任意の整数）反復さ
れ、もとの高解像度の画像と解像度の低下したＮ
個のガウスの追加画像の位階ピラミツドから成る
（Ｎ＋１）個の画像を生ずる。ここで各追加画像
の各次元の画素サンプルの数（サンプル密度）は
その直前の画像の各次元の画素サンプル数の僅か
１／２である。もとの高解像度は記憶画像をG0で表
わすと、記憶されたＮ個の追加画像の位階はそれ
ぞれG1ないしGNで表わされ、これらＮ個の追加
画像の画素サンプルの逐次減少する数がＮ個の記
憶装置にそれぞれ各別に記憶される。従つて記憶
された原画像を加えると合計（Ｎ＋１）個の記憶
装置がある。
て、上述のたたみ込み縮小（convolution−
decimation）手順がＮ回（Ｎは複数整数、すな
わち２または２より大きな任意の整数）反復さ
れ、もとの高解像度の画像と解像度の低下したＮ
個のガウスの追加画像の位階ピラミツドから成る
（Ｎ＋１）個の画像を生ずる。ここで各追加画像
の各次元の画素サンプルの数（サンプル密度）は
その直前の画像の各次元の画素サンプル数の僅か
１／２である。もとの高解像度は記憶画像をG0で表
わすと、記憶されたＮ個の追加画像の位階はそれ
ぞれG1ないしGNで表わされ、これらＮ個の追加
画像の画素サンプルの逐次減少する数がＮ個の記
憶装置にそれぞれ各別に記憶される。従つて記憶
された原画像を加えると合計（Ｎ＋１）個の記憶
装置がある。
バートのピラミツド算法に非実時間実行による
と、次の演算手順によつて各次元の各記憶G1画
素サンプル対の間に内挿値の追加サンプルが発生
され、これによつて低下した記憶画像G1のサン
プル密度がもとの記憶画像G0のサンプル密度ま
で拡大される。この拡大画像G1の各画素サンプ
ルのデジタル値を、次に原画像G0の対応する画
像サンプルの記憶デジタル値から差引いて、差画
像（ラプラスの画像として知られる）を生成す
る）。原画像G0と同じサンプル密度を持つこのラ
プラスの画像（L0で表わす）は、f0／２からf0ま
でのオクターブ内の原画像に含まれる空間周波数
と、しばしばG1画像の低下したサンプル密度の
導出と、原画像G0のそれにサンプル密度を拡大
するときに生ずる内挿値サンプルの導入に用いら
れた縮小段階によりそれぞれ生ずる情報の損失に
対応する小さい低空間周波数誤差補償成分とから
なる。このラプラスの画像L0は次に（Ｎ＋１）
個のピラミツド記憶装置の第１番目のものに原画
像に代つて記憶される。
と、次の演算手順によつて各次元の各記憶G1画
素サンプル対の間に内挿値の追加サンプルが発生
され、これによつて低下した記憶画像G1のサン
プル密度がもとの記憶画像G0のサンプル密度ま
で拡大される。この拡大画像G1の各画素サンプ
ルのデジタル値を、次に原画像G0の対応する画
像サンプルの記憶デジタル値から差引いて、差画
像（ラプラスの画像として知られる）を生成す
る）。原画像G0と同じサンプル密度を持つこのラ
プラスの画像（L0で表わす）は、f0／２からf0ま
でのオクターブ内の原画像に含まれる空間周波数
と、しばしばG1画像の低下したサンプル密度の
導出と、原画像G0のそれにサンプル密度を拡大
するときに生ずる内挿値サンプルの導入に用いら
れた縮小段階によりそれぞれ生ずる情報の損失に
対応する小さい低空間周波数誤差補償成分とから
なる。このラプラスの画像L0は次に（Ｎ＋１）
個のピラミツド記憶装置の第１番目のものに原画
像に代つて記憶される。
同様にしてこの手順を反復することにより、追
加の（Ｎ−１）個のラプラスの画像L1ないし
LN-1から成る位階が導出され、ガウスの画像G1
ないしGN-1が記憶されている追加の（Ｎ−１）
個の記憶装置の各対応するものに書込まれる（こ
れによつて記憶装置内のガウスの画像G1ないし
GN-1が置換される）。ガウスの画像GN（サンプル
密度最低）はその対応する記憶装置でラプラスの
画像と置換されず、原画像に含まれた最低空間周
波数（すなわちLN-1オクターブ未満のもの）で構
成されるガウスの残像としてその記憶装置に残
る。
加の（Ｎ−１）個のラプラスの画像L1ないし
LN-1から成る位階が導出され、ガウスの画像G1
ないしGN-1が記憶されている追加の（Ｎ−１）
個の記憶装置の各対応するものに書込まれる（こ
れによつて記憶装置内のガウスの画像G1ないし
GN-1が置換される）。ガウスの画像GN（サンプル
密度最低）はその対応する記憶装置でラプラスの
画像と置換されず、原画像に含まれた最低空間周
波数（すなわちLN-1オクターブ未満のもの）で構
成されるガウスの残像としてその記憶装置に残
る。
バートのピラミツド算法によると、記憶された
残像GNを画像LN-1のサンプル密度に拡大し、こ
れを記憶されたラプラスの画像LN-1に加えて和画
像を作り、さらにこの和画像を拡大してラプラス
の画像LN-2を加えるという手順を、全ラプラス画
像の和と残像とによつてもとの高解像度の画像が
合成されるまで行う反復演算法により、エーリア
シングなく原画像を回復することができる。ま
た、１個以上の原画像をＮ個のラプラス画像とガ
ウス残像に分解した後、これから完全な高解像度
の画像を合成する前に、任意所要の特殊画像処理
または改変段階（例えばスプライニング）を導入
することもできる。
残像GNを画像LN-1のサンプル密度に拡大し、こ
れを記憶されたラプラスの画像LN-1に加えて和画
像を作り、さらにこの和画像を拡大してラプラス
の画像LN-2を加えるという手順を、全ラプラス画
像の和と残像とによつてもとの高解像度の画像が
合成されるまで行う反復演算法により、エーリア
シングなく原画像を回復することができる。ま
た、１個以上の原画像をＮ個のラプラス画像とガ
ウス残像に分解した後、これから完全な高解像度
の画像を合成する前に、任意所要の特殊画像処理
または改変段階（例えばスプライニング）を導入
することもできる。
電算機処理によるバートのピラミツド算法の非
実時間実行は固定画像情報の処理には有効である
が、時間的に連続変化し得る逐次発生画像の列
（例えばテレビジヨン画像の連続映像フレーム）
の分解には適用できない。このような時間的に変
化する逐次発生画像の分解には、この発明によつ
て与えられるようなバートのピラミツド算法の実
時間実行を必要とする。
実時間実行は固定画像情報の処理には有効である
が、時間的に連続変化し得る逐次発生画像の列
（例えばテレビジヨン画像の連続映像フレーム）
の分解には適用できない。このような時間的に変
化する逐次発生画像の分解には、この発明によつ
て与えられるようなバートのピラミツド算法の実
時間実行を必要とする。
詳言すれば、この発明は与えられた時間
（temporal）信号の情報成分の周波数スペクトル
を遅延実時間で分解するためにパイプライン構成
を用いた信号処理装置に関するものである。その
周波数スペクトル中の処理対象である（関心のあ
る）最高周波数はf0であり（すなわち、上記スペ
クトル中には関心が無く従つて直接処理対象とし
ていない、f0より高い周波数が含まれることもあ
る）、またその与えられた時間信号の情報成分は
次元数の与えられた情報に対応する。この装置は
序数順に並べられたＮ個の各別のサンプルされた
信号の群（セツト）の中継手段（Ｎは複数整数、
すなわち２または２より大きな任意の整数）を含
み、その各中継手段が第１および第２の入力端子
と第１および第２の出力端子を有する。この手段
群の第１の中継手段の第１の入力端子は与えられ
た時間信号を受信するように結合され、第２ない
し第Ｎの中継手段の各第１の入力はそれぞれの直
前の中継手段の各第１の出力端子に結合されて、
第２ないし第Ｎの各中継手段がその信号をそれぞ
れの直後の各中継手段に送るようになつている。
また各中継手段の第２の入力端子は各別のサンプ
リングクロツク信号を受信するように結合され、
この構成によつて各中継手段はその第１および第
２の出力端子にそれに印加されたクロツク信号の
サンプリング周波数に等しい周波数で信号を発生
する。
（temporal）信号の情報成分の周波数スペクトル
を遅延実時間で分解するためにパイプライン構成
を用いた信号処理装置に関するものである。その
周波数スペクトル中の処理対象である（関心のあ
る）最高周波数はf0であり（すなわち、上記スペ
クトル中には関心が無く従つて直接処理対象とし
ていない、f0より高い周波数が含まれることもあ
る）、またその与えられた時間信号の情報成分は
次元数の与えられた情報に対応する。この装置は
序数順に並べられたＮ個の各別のサンプルされた
信号の群（セツト）の中継手段（Ｎは複数整数、
すなわち２または２より大きな任意の整数）を含
み、その各中継手段が第１および第２の入力端子
と第１および第２の出力端子を有する。この手段
群の第１の中継手段の第１の入力端子は与えられ
た時間信号を受信するように結合され、第２ない
し第Ｎの中継手段の各第１の入力はそれぞれの直
前の中継手段の各第１の出力端子に結合されて、
第２ないし第Ｎの各中継手段がその信号をそれぞ
れの直後の各中継手段に送るようになつている。
また各中継手段の第２の入力端子は各別のサンプ
リングクロツク信号を受信するように結合され、
この構成によつて各中継手段はその第１および第
２の出力端子にそれに印加されたクロツク信号の
サンプリング周波数に等しい周波数で信号を発生
する。
さらに各中継手段がその第１の入力端子と第１
の出力端子の間にその第１の入力端子に印加され
た信号の情報成分に対する低域通過伝達関数を呈
する。この各中継手段の低域通過伝達関数はその
中継手段の第２の入力に印加されたクロツク信号
のサンプリング周波数の順関数（独立変数の値が
増（または減）すとき従続変数の値も増（または
減）す形の関数）である公称遮断周波数を有す
る。その中継手段の第１の中継手段の第２の入力
端子に印加されるクロツク信号は、(a)f0の２倍
で、(b)上記情報成分にその第１の中継手段の低域
通過伝達関数に対するf0未満の公称遮断周波数を
与えるようなサンプリング周波数を有する。また
その手段群の第２ないし第Ｎの中継手段の各第２
の入力端子に印加されるクロツク信号は、(a)それ
ぞれの中継手段の直前の中継手段の第２の入力端
子に印加されるクロツク周波数より低く、(b)その
第１の入力端子に印加された情報成分の最高周波
数の２倍に少なくとも等しく、(c)その直前の中継
手段の公称遮断周波数より低い公称遮断周波数を
その低域通過伝達関数に与えるようなサンプリン
グ周波数を有する。
の出力端子の間にその第１の入力端子に印加され
た信号の情報成分に対する低域通過伝達関数を呈
する。この各中継手段の低域通過伝達関数はその
中継手段の第２の入力に印加されたクロツク信号
のサンプリング周波数の順関数（独立変数の値が
増（または減）すとき従続変数の値も増（または
減）す形の関数）である公称遮断周波数を有す
る。その中継手段の第１の中継手段の第２の入力
端子に印加されるクロツク信号は、(a)f0の２倍
で、(b)上記情報成分にその第１の中継手段の低域
通過伝達関数に対するf0未満の公称遮断周波数を
与えるようなサンプリング周波数を有する。また
その手段群の第２ないし第Ｎの中継手段の各第２
の入力端子に印加されるクロツク信号は、(a)それ
ぞれの中継手段の直前の中継手段の第２の入力端
子に印加されるクロツク周波数より低く、(b)その
第１の入力端子に印加された情報成分の最高周波
数の２倍に少なくとも等しく、(c)その直前の中継
手段の公称遮断周波数より低い公称遮断周波数を
その低域通過伝達関数に与えるようなサンプリン
グ周波数を有する。
各中継手段の第２の出力端子に引出された信号
は、その第１の入力端子に印加される情報成分と
その第１の出力端子に引出される情報成分の直接
関数との差に対応する。
は、その第１の入力端子に印加される情報成分と
その第１の出力端子に引出される情報成分の直接
関数との差に対応する。
この発明の信号処理装置により処理された与え
られた時間信号の情報成分は、例えば２次元のそ
れぞれにおいて直線的に走査されたテレビジヨン
画像の連続フレームのそれぞれの２次元空間周波
数成分に対応することもあるが、これに限らな
い。
られた時間信号の情報成分は、例えば２次元のそ
れぞれにおいて直線的に走査されたテレビジヨン
画像の連続フレームのそれぞれの２次元空間周波
数成分に対応することもあるが、これに限らな
い。
一般にこの発明は空間周波数または非空間周波
数の信号源からその信号源の特性に関係なく１ま
たはそれ以上の次元で引出された信号の周波数ス
ペクトルの分解に有用で、従つて、例えばテレビ
ジヨン画像のような２次元の視覚画像源の上に、
音声、レーダ、地震記録計、ロボツト等の信号源
から引出される１次元、２次元、３次元またはそ
れ以上の多次元の複合信号の分解に有用である。
数の信号源からその信号源の特性に関係なく１ま
たはそれ以上の次元で引出された信号の周波数ス
ペクトルの分解に有用で、従つて、例えばテレビ
ジヨン画像のような２次元の視覚画像源の上に、
音声、レーダ、地震記録計、ロボツト等の信号源
から引出される１次元、２次元、３次元またはそ
れ以上の多次元の複合信号の分解に有用である。
その上、この発明はパイプライン構成を用い、
分解された信号群に応じてその複合信号を遅延実
時間で合成する信号処理装置にも関連するもので
ある。
分解された信号群に応じてその複合信号を遅延実
時間で合成する信号処理装置にも関連するもので
ある。
第１図において、序数順に並べられた１群の抽
出信号（サンプリングされた信号）中継手段１０
０−１ないし１００−Ｎ（Ｎは複数整数、すなわ
ち２または２より大きな任意の整数）はそれぞれ
２つの入力端子と２つの出力端子を有し、情報を
画定する与えられた時間（temporal）信号G0が
第１の中継手段１００−１の２つの入力端子の第
１のものに入力として印加される。時間信号G0
は（音声または映像信号のような）連続アナログ
信号またはサンプリングされたアナログ信号とす
ることができるが、後者の場合、各サンプルレベ
ルと直接振幅レベルで表わすことも（すなわち時
間信号G0を中継手段１００−１の第１の入力端
子に印加する前に第１図にないアナログ・デジタ
ル変換器に各サンプルの振幅レベルを通すことに
より）間接的にデジタル数で表わすこともでき
る。G0の周波数スペクトルは０（すなわち直流）
から或る周波数f0までの範囲（すなわち与えられ
た次元数の情報に対応する処理対象である全周波
数を含む範囲）を含んでいる。換言すればG0よ
りf0より高い周波数を含まない予め濾波された信
号でよい。この場合、中継手段１００−１のクロ
ツク周波数2f0はf0の周波数成分全部に対するナ
イキスト規準を満足する。しかしG0は、f0より高
い対象外の若干の周波数成分を含むこともある。
この後者の場合はナイキスト規準が満足されず、
若干のエーリアシングが起るが、実際の観点から
見ると、このようなエーリアシングは好ましくな
いが、（大き過ぎない限り）許容し得ることも多
い。
出信号（サンプリングされた信号）中継手段１０
０−１ないし１００−Ｎ（Ｎは複数整数、すなわ
ち２または２より大きな任意の整数）はそれぞれ
２つの入力端子と２つの出力端子を有し、情報を
画定する与えられた時間（temporal）信号G0が
第１の中継手段１００−１の２つの入力端子の第
１のものに入力として印加される。時間信号G0
は（音声または映像信号のような）連続アナログ
信号またはサンプリングされたアナログ信号とす
ることができるが、後者の場合、各サンプルレベ
ルと直接振幅レベルで表わすことも（すなわち時
間信号G0を中継手段１００−１の第１の入力端
子に印加する前に第１図にないアナログ・デジタ
ル変換器に各サンプルの振幅レベルを通すことに
より）間接的にデジタル数で表わすこともでき
る。G0の周波数スペクトルは０（すなわち直流）
から或る周波数f0までの範囲（すなわち与えられ
た次元数の情報に対応する処理対象である全周波
数を含む範囲）を含んでいる。換言すればG0よ
りf0より高い周波数を含まない予め濾波された信
号でよい。この場合、中継手段１００−１のクロ
ツク周波数2f0はf0の周波数成分全部に対するナ
イキスト規準を満足する。しかしG0は、f0より高
い対象外の若干の周波数成分を含むこともある。
この後者の場合はナイキスト規準が満足されず、
若干のエーリアシングが起るが、実際の観点から
見ると、このようなエーリアシングは好ましくな
いが、（大き過ぎない限り）許容し得ることも多
い。
第１図において、他の各中継手段１００−２…
１００−Ｎの第１の入力端子はその直前の各中継
手段の２つの出力端子の第１のものに結合されて
いる。すなわち、信号中継手段１００−１の第１
の出力端子が中継手段１００−２の第１の入力端
子に、中継手段１００−２の第１の出力端子が図
示されない中継手段１００−３の第１の入力端子
に結合され、…同様に図示のない中継手段１００
−（Ｎ−１）の第１の出力端子が中継手段１００
−Ｎの第１の入力端子に結合されている。このよ
うにして第１図に示す信号処理装置は中継手段群
の各中継手段の相互結合にパイプライン構成を用
いている。
１００−Ｎの第１の入力端子はその直前の各中継
手段の２つの出力端子の第１のものに結合されて
いる。すなわち、信号中継手段１００−１の第１
の出力端子が中継手段１００−２の第１の入力端
子に、中継手段１００−２の第１の出力端子が図
示されない中継手段１００−３の第１の入力端子
に結合され、…同様に図示のない中継手段１００
−（Ｎ−１）の第１の出力端子が中継手段１００
−Ｎの第１の入力端子に結合されている。このよ
うにして第１図に示す信号処理装置は中継手段群
の各中継手段の相互結合にパイプライン構成を用
いている。
各中継手段１００−１，…１００−Ｎの２つの
入力端子の第２のものには各別のサンプリング周
波数クロツクが印加される。詳言すれば、中継手
段１００−１はその第２の入力としてサンプリン
グ周波数クロツクCL1が印加され、中継手段１０
０−２はその第２の入力としてサンプリング周波
数クロツクCL2が印加され、…中継手段１００−
Ｎはその第２の入力としてサンプリング周波数ク
ロツクCLNが印加される。各クロツク周波数の相
互に対する相互値CL1，CL2…CLNは第１図に示
すように拘束されており、この拘束の意味を次に
詳述する。
入力端子の第２のものには各別のサンプリング周
波数クロツクが印加される。詳言すれば、中継手
段１００−１はその第２の入力としてサンプリン
グ周波数クロツクCL1が印加され、中継手段１０
０−２はその第２の入力としてサンプリング周波
数クロツクCL2が印加され、…中継手段１００−
Ｎはその第２の入力としてサンプリング周波数ク
ロツクCLNが印加される。各クロツク周波数の相
互に対する相互値CL1，CL2…CLNは第１図に示
すように拘束されており、この拘束の意味を次に
詳述する。
また第１図では、中継手段１００−１はその第
２の出力端子に第２の出力端子L0を引出し、同
様に他の中継手段１００−２…１００−Ｎはそれ
ぞれその第２の出力端子に第２の出力信号L1，
…LN-1を引出す。
２の出力端子に第２の出力端子L0を引出し、同
様に他の中継手段１００−２…１００−Ｎはそれ
ぞれその第２の出力端子に第２の出力信号L1，
…LN-1を引出す。
この各中継手段１００−１，…１００−Ｎはそ
の特殊内部構造に関係なくそれぞれの第１の入力
端子と第１の出力端子の間にその第１の入力端子
に印加された入力信号の情報成分の周波数スペク
トルに対する低域通過伝達関数を呈するブラツク
ボツクスと見ることができる。またこの各中継手
段１００−１，１００−２，…１００−Ｎの低域
通過伝達関数は、その第２の入力端子に印加され
るサンプリング周波数を順関数である公称遮断周
波数を持つロールオフを有する。上述のように、
バートのピラミツドの場合はそのロールホフが
「ブリツク・ウオール」でなく漸進的である。
の特殊内部構造に関係なくそれぞれの第１の入力
端子と第１の出力端子の間にその第１の入力端子
に印加された入力信号の情報成分の周波数スペク
トルに対する低域通過伝達関数を呈するブラツク
ボツクスと見ることができる。またこの各中継手
段１００−１，１００−２，…１００−Ｎの低域
通過伝達関数は、その第２の入力端子に印加され
るサンプリング周波数を順関数である公称遮断周
波数を持つロールオフを有する。上述のように、
バートのピラミツドの場合はそのロールホフが
「ブリツク・ウオール」でなく漸進的である。
詳言すれば、中継手段１００−１はその第１の
入力端子に上述の入力信号G0を印加されるが、
そのG0の周波数スペクトルの中の処理対象であ
る最高周波数はf0より高くない。また中継手段１
００−１の第２の入力端子に印加されるサンプリ
ングクロツクの周波数CL1は2f0に等しい（すなわ
ちG0の周波数スペクトル内の処理対象である全
周波数に対してナイキスト規準を満足する周波数
を有する）。この条件で、中継手段１００−１の
第１の入力端子と第１の出力端子の間の低域通過
伝達関数は、G0の周波数スペクトル内のf1より大
きくない（但しf1＜f0）周波数だけが中継手段１
００−１の第１の出力端子に通過するようになつ
ており、これによつて中継手段１００−１の第１
の出力端子には本来G0の周波数スペクトルの下
部で構成される（その低域通過伝達関数の特定の
特性で決まる）周波数スペクトルを有する出力信
号G1が引出される。この信号G1は次に中継手段
１００−２の第１の入力端子に入力として印加さ
れる。
入力端子に上述の入力信号G0を印加されるが、
そのG0の周波数スペクトルの中の処理対象であ
る最高周波数はf0より高くない。また中継手段１
００−１の第２の入力端子に印加されるサンプリ
ングクロツクの周波数CL1は2f0に等しい（すなわ
ちG0の周波数スペクトル内の処理対象である全
周波数に対してナイキスト規準を満足する周波数
を有する）。この条件で、中継手段１００−１の
第１の入力端子と第１の出力端子の間の低域通過
伝達関数は、G0の周波数スペクトル内のf1より大
きくない（但しf1＜f0）周波数だけが中継手段１
００−１の第１の出力端子に通過するようになつ
ており、これによつて中継手段１００−１の第１
の出力端子には本来G0の周波数スペクトルの下
部で構成される（その低域通過伝達関数の特定の
特性で決まる）周波数スペクトルを有する出力信
号G1が引出される。この信号G1は次に中継手段
１００−２の第１の入力端子に入力として印加さ
れる。
第１図に示すように、（中継手段１００−２の
第２の入力端子に印加される）サンプリング周波
数は2f0（クロツクCL1のサンプリング周波数）よ
り低いが、少くとも2f1（G1の周波数スペクトルの
最高周波数f1の２倍）に等しい。従つてクロツク
CL2のサンプリング周波数は中継手段１００−１
の第１の入力端子に印加されるG0の周波数スペ
クトル内に存在している可能性のある処理対象で
ある最高周波数f0に対するナイキスト規準を満足
するほど充分高くないが、その直後の中継手段１
００−２の第１の入力端子に印加されるG1の周
波数スペクトルに対するナイキスト規準を満足す
るにはなお充分である。この関係の形式（中継手
段の正規の位置が高いほど、その中継手段の第２
の入力端子に印加されるクロツクのサンプリング
周波数が低くなる）が一般に適用される。詳言す
ると、中継手段１００−２，…１００−Ｎのそれ
ぞれの第２の入力端子に印加されるクロツクのサ
ンプリング周波数は、(a)その中継手段の直前の中
継手段の第２の入力端子に印加されるクロツクよ
り低く、(b)その第１の入力端子に印加される信号
の情報成分の最高周波数の２倍に少くとも等し
く、(c)その低域通過伝達関係に対する公称遮断周
波数をその直前の中継手段のそれより低い値に低
減する。従つて中継手段１００−２の第２の出力
端子に生ずる信号G2の最高周波数f2はf1より低
く、…最後に、（中継手段１００−Ｎの出力端子
に生ずる）信号GNの周波数スペクトルの最高周
波数fNは（中継手段１００−Ｎの直前の図示され
ない中継手段の第１の出力端子に現れて中継手段
１００−Ｎの第１の入力端子に印加される）信号
GN-1の周波数スペクトルの最高周波数fN-1より低
い。
第２の入力端子に印加される）サンプリング周波
数は2f0（クロツクCL1のサンプリング周波数）よ
り低いが、少くとも2f1（G1の周波数スペクトルの
最高周波数f1の２倍）に等しい。従つてクロツク
CL2のサンプリング周波数は中継手段１００−１
の第１の入力端子に印加されるG0の周波数スペ
クトル内に存在している可能性のある処理対象で
ある最高周波数f0に対するナイキスト規準を満足
するほど充分高くないが、その直後の中継手段１
００−２の第１の入力端子に印加されるG1の周
波数スペクトルに対するナイキスト規準を満足す
るにはなお充分である。この関係の形式（中継手
段の正規の位置が高いほど、その中継手段の第２
の入力端子に印加されるクロツクのサンプリング
周波数が低くなる）が一般に適用される。詳言す
ると、中継手段１００−２，…１００−Ｎのそれ
ぞれの第２の入力端子に印加されるクロツクのサ
ンプリング周波数は、(a)その中継手段の直前の中
継手段の第２の入力端子に印加されるクロツクよ
り低く、(b)その第１の入力端子に印加される信号
の情報成分の最高周波数の２倍に少くとも等し
く、(c)その低域通過伝達関係に対する公称遮断周
波数をその直前の中継手段のそれより低い値に低
減する。従つて中継手段１００−２の第２の出力
端子に生ずる信号G2の最高周波数f2はf1より低
く、…最後に、（中継手段１００−Ｎの出力端子
に生ずる）信号GNの周波数スペクトルの最高周
波数fNは（中継手段１００−Ｎの直前の図示され
ない中継手段の第１の出力端子に現れて中継手段
１００−Ｎの第１の入力端子に印加される）信号
GN-1の周波数スペクトルの最高周波数fN-1より低
い。
再び中継手段１００−１，…１００−Ｎのそれ
ぞれをブラツクボツクスと見ると、各中継手段１
００−１，…１００−Ｎの第２の出力端子に引出
される各出力信号L0，…LN-1はその中継手段の
第１の入力端子に印加される信号の情報成分とそ
の中継手段の第１の出力端子に引出される信号の
情報成分の順関数との差に対応する。従つて第１
図に示すようにL0は差G0−ｇ（G1）に等しい（ま
たは少くともそれに対応する）。但しｇ（G1）は、
G1自体か、G1のある特定の順関数である。同様
にして、L1がG1−ｇ（G2）に等しく、（または少
くともそれに対応し）、…LN-1がGN-1−ｇ（GN）
に等しい（または少くともそれに対応する）。
ぞれをブラツクボツクスと見ると、各中継手段１
００−１，…１００−Ｎの第２の出力端子に引出
される各出力信号L0，…LN-1はその中継手段の
第１の入力端子に印加される信号の情報成分とそ
の中継手段の第１の出力端子に引出される信号の
情報成分の順関数との差に対応する。従つて第１
図に示すようにL0は差G0−ｇ（G1）に等しい（ま
たは少くともそれに対応する）。但しｇ（G1）は、
G1自体か、G1のある特定の順関数である。同様
にして、L1がG1−ｇ（G2）に等しく、（または少
くともそれに対応し）、…LN-1がGN-1−ｇ（GN）
に等しい（または少くともそれに対応する）。
一般に各サンプリングクロツク周波数f0，…
fN-1の相対値に対する唯一の制限は第１図に示す
通りであるが、普通は各中継手段１００−１，…
１００−Ｎの第２の入力端子に印加されるサンプ
リングクロツク周波数の値を、各比CL2／CL1，
CL3／CL2…CLN／CLN-1が１／２（または分解さ
れる信号の情報成分の次元数に従つて１／２の整
数乗）に等しくなるように指定するのが便利であ
る。これによつて、もとの信号G0の周波数スペ
クトルの分解出力がラプラスの成分信号L0，…
LN-1の各別の並列周波数通過帯域に分割され、
（サンプリング密度の以下によつて生ずる信号情
報の損失または擬似エーリアシング周波数成分の
追加によるすべてのサンプリング誤差を無視する
と）それぞれの帯域幅が情報成分の各次元に対し
て１オクターブで、その特定のオクターブ内に入
る原信号G0の周波数スペクトル内にある周波数
しか含まない。このとき最低オクターブのラプラ
ス成分信号LN-1より低い原信号G0の周波数スペ
クトルの周波数は分解出力の残留ガウス信号GN
に含まれる。
fN-1の相対値に対する唯一の制限は第１図に示す
通りであるが、普通は各中継手段１００−１，…
１００−Ｎの第２の入力端子に印加されるサンプ
リングクロツク周波数の値を、各比CL2／CL1，
CL3／CL2…CLN／CLN-1が１／２（または分解さ
れる信号の情報成分の次元数に従つて１／２の整
数乗）に等しくなるように指定するのが便利であ
る。これによつて、もとの信号G0の周波数スペ
クトルの分解出力がラプラスの成分信号L0，…
LN-1の各別の並列周波数通過帯域に分割され、
（サンプリング密度の以下によつて生ずる信号情
報の損失または擬似エーリアシング周波数成分の
追加によるすべてのサンプリング誤差を無視する
と）それぞれの帯域幅が情報成分の各次元に対し
て１オクターブで、その特定のオクターブ内に入
る原信号G0の周波数スペクトル内にある周波数
しか含まない。このとき最低オクターブのラプラ
ス成分信号LN-1より低い原信号G0の周波数スペ
クトルの周波数は分解出力の残留ガウス信号GN
に含まれる。
一般にＮは２またはそれ以上の任意の所定値を
持つ複数整数であるが、そのＮの所定値が比較的
小さくても、原信号G0の周波数スペクトルの各
次元における問題の全周波数を充分高い解像度で
充分分解し得るような形式の情報がある。例え
ば、可視像の場合はＮの値が７で充分なことがし
ばしば見られ、この場合残留信号GNの各次元の
周波数が原信号の周波数スペクトルG0の処理対
象である最高周波数f0の1/128（1/27）より低い。
持つ複数整数であるが、そのＮの所定値が比較的
小さくても、原信号G0の周波数スペクトルの各
次元における問題の全周波数を充分高い解像度で
充分分解し得るような形式の情報がある。例え
ば、可視像の場合はＮの値が７で充分なことがし
ばしば見られ、この場合残留信号GNの各次元の
周波数が原信号の周波数スペクトルG0の処理対
象である最高周波数f0の1/128（1/27）より低い。
第１ａ図は第１図のパイプライン群の各抽出信
号中継手段１００−１，…１００−Ｎの第１種の
デジタル実施例を一般化形式で示す。図において
中継手段１００−１，…１００−（Ｎ−１）中の
任意の１つの第１種の実施例を１００a−Ｋで表
わし、その中継手段の直後の第１種の実施例を１
００a−（Ｋ−１）で表わす。
号中継手段１００−１，…１００−Ｎの第１種の
デジタル実施例を一般化形式で示す。図において
中継手段１００−１，…１００−（Ｎ−１）中の
任意の１つの第１種の実施例を１００a−Ｋで表
わし、その中継手段の直後の第１種の実施例を１
００a−（Ｋ−１）で表わす。
中継手段１００a−Ｋはｍタツプデジタルたた
み込み濾波器１０２（ｍは３またはそれ以上で好
ましくは奇数である複数整数）と、縮小（間引
き）器（decimator）１０４と、拡大器１０６
と、ｎタツプデジタル内挿濾波器１０８（ｎは３
またはそれ以上で好ましくは奇数である複数整
数）と、遅延器１０９と、減算器１１０とを含ん
でいる。この各素子１０２，１０４，１０６，１
０８，１０９，１１０の各制御入力としてサンプ
リング周波数のクロツクCLK（すなわち第１図で
中継手段群１００a−Ｋの各中継手段の第２の入
力端子に印加されるクロツク）が印加される。
み込み濾波器１０２（ｍは３またはそれ以上で好
ましくは奇数である複数整数）と、縮小（間引
き）器（decimator）１０４と、拡大器１０６
と、ｎタツプデジタル内挿濾波器１０８（ｎは３
またはそれ以上で好ましくは奇数である複数整
数）と、遅延器１０９と、減算器１１０とを含ん
でいる。この各素子１０２，１０４，１０６，１
０８，１０９，１１０の各制御入力としてサンプ
リング周波数のクロツクCLK（すなわち第１図で
中継手段群１００a−Ｋの各中継手段の第２の入
力端子に印加されるクロツク）が印加される。
中継手段群１００a−Ｋの第１の入力端子に印
加される信号GK-1はたたみ込み濾波器１０２の
入力として印加されると共に、遅延器１０９を介
して減算器１１０の入力として印加される。第１
ａ図に示すサンプル密度は情報信号の次元当りの
サンプル密度で、すなわち信号GK-1の各情報信
号次元のサンプル密度は中継手段群１００a−Ｋ
のクロツクCLKのサンプリング周波数により時間
領域内に配置されている。従つてGK-1を構成す
る各サンプルは濾波器１０２により処理される。
たたみ込み濾波器１０２の目的は（第１図につい
て上述したように）その入力信号GK-1の最高周
波数に対してその出力信号GKの最高周波数を低
減することであるが、第１ａ図に示すように濾波
器１０２の出力のサンプル密度はなおCLKのサン
プル周波数である。
加される信号GK-1はたたみ込み濾波器１０２の
入力として印加されると共に、遅延器１０９を介
して減算器１１０の入力として印加される。第１
ａ図に示すサンプル密度は情報信号の次元当りの
サンプル密度で、すなわち信号GK-1の各情報信
号次元のサンプル密度は中継手段群１００a−Ｋ
のクロツクCLKのサンプリング周波数により時間
領域内に配置されている。従つてGK-1を構成す
る各サンプルは濾波器１０２により処理される。
たたみ込み濾波器１０２の目的は（第１図につい
て上述したように）その入力信号GK-1の最高周
波数に対してその出力信号GKの最高周波数を低
減することであるが、第１ａ図に示すように濾波
器１０２の出力のサンプル密度はなおCLKのサン
プル周波数である。
濾波器１０２の出力は縮小器（decimetor）１
０４の入力として印加される。縮小器１０４は濾
波器１０２からその入力に印加された各次元の連
続するサンプルのうちの若干だけ（全部でない）
をその出力に送る。従つて縮小器１０４の出力に
おける各次元のサンプル密度はその入力における
その次元のサンプル密度より低下している。詳言
すれば、第１ａ図に示すように、縮小器１０４の
出力の各次元のサンプル密度CLK+1は、その直後
の中継手段１００a−（Ｋ＋１）の第２の入力端子
に印加されるサンプリング周波数の低減されたク
ロツクCLK+1によつて画定される低い周波数で時
間領域に配置することができる。
０４の入力として印加される。縮小器１０４は濾
波器１０２からその入力に印加された各次元の連
続するサンプルのうちの若干だけ（全部でない）
をその出力に送る。従つて縮小器１０４の出力に
おける各次元のサンプル密度はその入力における
その次元のサンプル密度より低下している。詳言
すれば、第１ａ図に示すように、縮小器１０４の
出力の各次元のサンプル密度CLK+1は、その直後
の中継手段１００a−（Ｋ＋１）の第２の入力端子
に印加されるサンプリング周波数の低減されたク
ロツクCLK+1によつて画定される低い周波数で時
間領域に配置することができる。
またこの時間領域内に配置された縮小器１０４
の出力の信号GKの各次元の低下したサンプル密
度が、その直後の中継手段１００a−（Ｋ＋１）の
第２の入力端子に印加されるサンプリング周波数
クロツクCLK+1と同相で生ずる。第１ａ図におい
て、縮小器１０４のGK出力信号（中継手段１０
０a−Ｋの第１の出力端子の信号を含む）は直後
の中継手段１００a−（Ｋ＋１）の第１の入力端子
に印加される。従つて、中継手段１００a−（Ｋ＋
１）の第１の入力のGKのサンプルの低下サンプ
リング密度と、その第２の入力端子の低下サンプ
リング周波数クロツクCLK+1の等時性関係は、
（上述の）中継手段１００a−Ｋの第１の入力端子
のサンプルの高いサンプリング密度と第２の入力
端子の高いサンプリング周波数のクロツクCLKの
等時性関係と同様である。
の出力の信号GKの各次元の低下したサンプル密
度が、その直後の中継手段１００a−（Ｋ＋１）の
第２の入力端子に印加されるサンプリング周波数
クロツクCLK+1と同相で生ずる。第１ａ図におい
て、縮小器１０４のGK出力信号（中継手段１０
０a−Ｋの第１の出力端子の信号を含む）は直後
の中継手段１００a−（Ｋ＋１）の第１の入力端子
に印加される。従つて、中継手段１００a−（Ｋ＋
１）の第１の入力のGKのサンプルの低下サンプ
リング密度と、その第２の入力端子の低下サンプ
リング周波数クロツクCLK+1の等時性関係は、
（上述の）中継手段１００a−Ｋの第１の入力端子
のサンプルの高いサンプリング密度と第２の入力
端子の高いサンプリング周波数のクロツクCLKの
等時性関係と同様である。
縮小器１０４の推奨実施例は信号情報の各次元
においてその次元のその入力のサンプル密度を1/
２だけ減ずる働らきをするものであるが、それに
限ることはない。この場合縮小器１０４は各次元
においてその入力のサンプルを１つおきに出力に
送る働らきをする。従つて１次元信号情報に対し
てはサンプル密度CLK+1がサンプル密度CLKの
（1/2）1すなわち1/2であり、２次元信号情報の場
合は２つの次元のそれぞれに対するサンプル密度
CLK+1が1/2で、（1/2）2すなわち1/4の２次元サン
プル密度を与える。
においてその次元のその入力のサンプル密度を1/
２だけ減ずる働らきをするものであるが、それに
限ることはない。この場合縮小器１０４は各次元
においてその入力のサンプルを１つおきに出力に
送る働らきをする。従つて１次元信号情報に対し
てはサンプル密度CLK+1がサンプル密度CLKの
（1/2）1すなわち1/2であり、２次元信号情報の場
合は２つの次元のそれぞれに対するサンプル密度
CLK+1が1/2で、（1/2）2すなわち1/4の２次元サン
プル密度を与える。
GKのベースバンド周波数スペクトルは縮小器
１０４の入力と出力で同じであるが、縮小器１０
４の出力の信号のサンプル密度が低くなると、そ
の入力に印加されたサンプル密度GKの高い信号
に存在する位相情報がある程度失われる。
１０４の入力と出力で同じであるが、縮小器１０
４の出力の信号のサンプル密度が低くなると、そ
の入力に印加されたサンプル密度GKの高い信号
に存在する位相情報がある程度失われる。
縮小器１０４の出力は直後の中継手段の第１の
入力端子に印加されると共に、拡大器１０６の入
力にも印加される。拡大器１０６は縮小器１０４
の出力からのサンプルがないクロツクCLKの各サ
ンプル位置にナル（零レベルを表わすデジタル
数）を追加サンプルとして挿入する働らきをす
る。これによつて拡大器１０６の出力のサンプル
密度は縮小器１０４の入力のサンプル密度に復原
される。各次元のサンプル密度が1/2だけ減じら
れる推奨事例では、拡大器１０６は各次元におい
て縮小器１０４の出力のその次元の各隣接サンプ
ル対間にナルを挿入する。
入力端子に印加されると共に、拡大器１０６の入
力にも印加される。拡大器１０６は縮小器１０４
の出力からのサンプルがないクロツクCLKの各サ
ンプル位置にナル（零レベルを表わすデジタル
数）を追加サンプルとして挿入する働らきをす
る。これによつて拡大器１０６の出力のサンプル
密度は縮小器１０４の入力のサンプル密度に復原
される。各次元のサンプル密度が1/2だけ減じら
れる推奨事例では、拡大器１０６は各次元におい
て縮小器１０４の出力のその次元の各隣接サンプ
ル対間にナルを挿入する。
拡大器１０６はその入力に対して出力のサンプ
ル密度を上げるが、入力に対して出力のGK信号
情報を変えることはない。しかしナルの導入はサ
イドバンド周波数スペクトルCLの高調波として
生ずるベースバンドGK信号情報の像または複写
を加える効果を有する。
ル密度を上げるが、入力に対して出力のGK信号
情報を変えることはない。しかしナルの導入はサ
イドバンド周波数スペクトルCLの高調波として
生ずるベースバンドGK信号情報の像または複写
を加える効果を有する。
拡大器１０６の出力の信号GKは内挿濾波器１
０８を通る。この内挿濾波器１０８はベースバン
ドGK信号を通すが、側波帯周波数スペクトルCL
高調波を阻止する低域濾波器である。従つて濾波
器１０８は零値のナルサンプルをそれぞれそれを
取巻く情報を持つサンプルの値で置換する働らき
をする。この内挿値サンプルの効果は情報を持つ
サンプルの包絡線をより高い解像度で画定するこ
とである。内挿濾波器１０８はこのようにして拡
大器１０６の出力の信号GKのベースバンド以上
の高周波数成分を実質的に除去するが、その出力
のGK内挿信号に縮小器１０４の出力の低サンプ
ル密度GK信号にすでに存在していない情報は全
く追加せず、また追加できない。換言すれば、拡
大器１０６はGK信号の各次元における低下した
サンプル密度をたたみ込み濾波器１０２の出力の
GK信号の各次元におけるサンプル密度に戻す働
らきをする。
０８を通る。この内挿濾波器１０８はベースバン
ドGK信号を通すが、側波帯周波数スペクトルCL
高調波を阻止する低域濾波器である。従つて濾波
器１０８は零値のナルサンプルをそれぞれそれを
取巻く情報を持つサンプルの値で置換する働らき
をする。この内挿値サンプルの効果は情報を持つ
サンプルの包絡線をより高い解像度で画定するこ
とである。内挿濾波器１０８はこのようにして拡
大器１０６の出力の信号GKのベースバンド以上
の高周波数成分を実質的に除去するが、その出力
のGK内挿信号に縮小器１０４の出力の低サンプ
ル密度GK信号にすでに存在していない情報は全
く追加せず、また追加できない。換言すれば、拡
大器１０６はGK信号の各次元における低下した
サンプル密度をたたみ込み濾波器１０２の出力の
GK信号の各次元におけるサンプル密度に戻す働
らきをする。
減算器１１０は内挿濾波器１０８の出力に生ず
るGK信号を中継手段１００a−Ｋの第１の入力端
子に供給されてたたみ込み濾波器１０２の入力と
して印加されると共に遅延器１０９を介してその
減算器１１０に印加されるGK-1信号から差引く
働きをする。遅延器１０９はたたみ込み濾波器１
０２、縮小器１０４、拡大器１０６および内挿濾
波器１０８によつて与えられる全遅延に等しい遅
延を与える。従つて減算器１１０の入力に印加さ
れる２つの信号はその各次元において同じサンプ
ル密度CLKを有し、その遅延も相等しいため、減
算器１１０はそのGK信号入力の各サンプルのデ
ジタル数で表されるレベルをそのGK-1入力の対
応サンプルのデジタル数で表されるレベルから差
引くことになる。このようにして減算器１１０の
出力は中継手段１００a−Ｋの第２の出力端子に
取出されるラプラス信号LK-1を構成する。
るGK信号を中継手段１００a−Ｋの第１の入力端
子に供給されてたたみ込み濾波器１０２の入力と
して印加されると共に遅延器１０９を介してその
減算器１１０に印加されるGK-1信号から差引く
働きをする。遅延器１０９はたたみ込み濾波器１
０２、縮小器１０４、拡大器１０６および内挿濾
波器１０８によつて与えられる全遅延に等しい遅
延を与える。従つて減算器１１０の入力に印加さ
れる２つの信号はその各次元において同じサンプ
ル密度CLKを有し、その遅延も相等しいため、減
算器１１０はそのGK信号入力の各サンプルのデ
ジタル数で表されるレベルをそのGK-1入力の対
応サンプルのデジタル数で表されるレベルから差
引くことになる。このようにして減算器１１０の
出力は中継手段１００a−Ｋの第２の出力端子に
取出されるラプラス信号LK-1を構成する。
減算器１１０に印加される信号GKにも存在し
ないGK-1の信号成分だけが減算器１１０の出力
のラプラス信号LK-1に存在することになるが、こ
の成分の第１のものはGK-1信号の周波数成分の
たたみ込み濾波器１０２の通過帯域より上の高周
波部分から成り、従つて例えば中継手段１００a
−Ｋが第１図の中継手段１００−１に対応すると
きは、LK-1（L0）の第１の成分が、GK-1（G0）の
周波数スペクトルの通過帯域f1〜f0内の周波数を
含む。しかし減算器１１０のラプラス出力LK-1は
またこの成分に加えたたみ込み濾波器１０２の出
力のサンプル密度の高いGK信号に存在するが縮
小過程（上述）で失われる位相情報に実質的に対
応するたたみ込み濾波器１０２の通過帯域内の周
波数から成る誤差補償用の第２の成分を含んでい
る。従つてこの直後の中継手段１００a−（Ｋ＋
１）の第１の入力端子に送られるサンプル密度の
低い（縮小された）GK信号の失われた位相情報
は、中継手段１００a−Ｋの第２の出力端子に取
出されるラプラス信号LK-1に実質的に保持されて
いる。
ないGK-1の信号成分だけが減算器１１０の出力
のラプラス信号LK-1に存在することになるが、こ
の成分の第１のものはGK-1信号の周波数成分の
たたみ込み濾波器１０２の通過帯域より上の高周
波部分から成り、従つて例えば中継手段１００a
−Ｋが第１図の中継手段１００−１に対応すると
きは、LK-1（L0）の第１の成分が、GK-1（G0）の
周波数スペクトルの通過帯域f1〜f0内の周波数を
含む。しかし減算器１１０のラプラス出力LK-1は
またこの成分に加えたたみ込み濾波器１０２の出
力のサンプル密度の高いGK信号に存在するが縮
小過程（上述）で失われる位相情報に実質的に対
応するたたみ込み濾波器１０２の通過帯域内の周
波数から成る誤差補償用の第２の成分を含んでい
る。従つてこの直後の中継手段１００a−（Ｋ＋
１）の第１の入力端子に送られるサンプル密度の
低い（縮小された）GK信号の失われた位相情報
は、中継手段１００a−Ｋの第２の出力端子に取
出されるラプラス信号LK-1に実質的に保持されて
いる。
各中継手段１００−１，…１００−Ｎは第１ａ
図の中継手段１００a−Ｋの構成を持ち、この場
合、この中継手段群の最後の中継手段１００−Ｎ
の第１の出力端子に取出される分解出力の残留信
号GKの各次元のサンプル密度は、その第１の入
力に印加されるGN-1信号の各次元のサンプル密
度より小さい（1/2が好ましい）。しかし、定義に
より中継手段１００−Ｎの次には中継手段がない
ため、大抵の用途では（圧縮データ伝送用を除
く）残留信号GNのサンプル密度が中継手段１０
０−Ｎの第１の入力端子に印加されるGN-1信号
のサンプル密度より小さいことが肝要である。従
つてこの場合は、最後の中継手段１００−Ｎが、
中継手段１００a−Ｋの全構体を含むのではなく、
第１ｃ図に示すような構成を（第１種の中継手段
群の各中継手段１００−１，…１００−（Ｎ−１）
はなお中継手段１００a−Ｋのように構成されて
いるが）持つこともできる。第１ｃ図では、たた
み込み濾波器１０２の（その各次元のサンプル密
度がそのたたみ込み濾波器１０２の入力に印加さ
れるGN-1信号と同じ）GN信号出力は縮小器を通
過しないが、第１種の中継手段群の最後の中継手
段１００a−Ｎの残留GN出力信号として直接供給
される。この場合は縮小がないため、拡大や内挿
の必要がなく、従つてたたみ込み濾波器１０２の
出力のGN信号が減算器１１０のGN入力として直
接印加される。換言すれば、第１ｃ図の中継手段
１００a−Ｎの構成は第１ａ図の中継手段１００a
−Ｋとは異り、縮小器１０４、拡大器１０６、内
挿濾波器１０８がない。この場合遅延器１０９は
たたみ込み濾波器１０２の導入する遅延に等しい
遅延だけを与える。
図の中継手段１００a−Ｋの構成を持ち、この場
合、この中継手段群の最後の中継手段１００−Ｎ
の第１の出力端子に取出される分解出力の残留信
号GKの各次元のサンプル密度は、その第１の入
力に印加されるGN-1信号の各次元のサンプル密
度より小さい（1/2が好ましい）。しかし、定義に
より中継手段１００−Ｎの次には中継手段がない
ため、大抵の用途では（圧縮データ伝送用を除
く）残留信号GNのサンプル密度が中継手段１０
０−Ｎの第１の入力端子に印加されるGN-1信号
のサンプル密度より小さいことが肝要である。従
つてこの場合は、最後の中継手段１００−Ｎが、
中継手段１００a−Ｋの全構体を含むのではなく、
第１ｃ図に示すような構成を（第１種の中継手段
群の各中継手段１００−１，…１００−（Ｎ−１）
はなお中継手段１００a−Ｋのように構成されて
いるが）持つこともできる。第１ｃ図では、たた
み込み濾波器１０２の（その各次元のサンプル密
度がそのたたみ込み濾波器１０２の入力に印加さ
れるGN-1信号と同じ）GN信号出力は縮小器を通
過しないが、第１種の中継手段群の最後の中継手
段１００a−Ｎの残留GN出力信号として直接供給
される。この場合は縮小がないため、拡大や内挿
の必要がなく、従つてたたみ込み濾波器１０２の
出力のGN信号が減算器１１０のGN入力として直
接印加される。換言すれば、第１ｃ図の中継手段
１００a−Ｎの構成は第１ａ図の中継手段１００a
−Ｋとは異り、縮小器１０４、拡大器１０６、内
挿濾波器１０８がない。この場合遅延器１０９は
たたみ込み濾波器１０２の導入する遅延に等しい
遅延だけを与える。
第１ａ図（または代りとして第１ａ図と第１ｃ
図）に示す第１種のものは、バートのピラミツド
算法を実時間で実行する。その最有用形式は、そ
のバートのピラミツド算法により引出された分解
出力の各ラプラス成分の帯域幅がその各次元にお
いて１オクターブのものであることは言うまでも
ない。このバートのピラミツド算法の最有用形式
は、第１ａ図の実時間実行において各次元のサン
プリング周波数クロツクCLK+1をその次元のサン
プリング周波数クロツクCLKの1/2にすることに
より得られる。
図）に示す第１種のものは、バートのピラミツド
算法を実時間で実行する。その最有用形式は、そ
のバートのピラミツド算法により引出された分解
出力の各ラプラス成分の帯域幅がその各次元にお
いて１オクターブのものであることは言うまでも
ない。このバートのピラミツド算法の最有用形式
は、第１ａ図の実時間実行において各次元のサン
プリング周波数クロツクCLK+1をその次元のサン
プリング周波数クロツクCLKの1/2にすることに
より得られる。
次にバートのピラミツドの代用として他の形式
の位階ピラミツドを引用する。この代用ピラミツ
ドは「濾波減算縮小（以後FSDと呼ぶ）」ピラミ
ツドと呼ばれるもので、これはバートのピラミツ
ドの所要特性のあるものを欠いているが、バート
のピラミツドにない好ましい特性を有する。例え
ばバートのピラミツドの（FSDピラミツドにな
い）好ましい特性は再生原信号の合成において分
解出力のラプラス成分と残留成分のそれぞれに存
在する擬似エーリアシング周波数が補償されるこ
とであるが、用途によつてはFSDピラミツドの
方が必要なハードウエアが少く、そのため実行経
費が低い。
の位階ピラミツドを引用する。この代用ピラミツ
ドは「濾波減算縮小（以後FSDと呼ぶ）」ピラミ
ツドと呼ばれるもので、これはバートのピラミツ
ドの所要特性のあるものを欠いているが、バート
のピラミツドにない好ましい特性を有する。例え
ばバートのピラミツドの（FSDピラミツドにな
い）好ましい特性は再生原信号の合成において分
解出力のラプラス成分と残留成分のそれぞれに存
在する擬似エーリアシング周波数が補償されるこ
とであるが、用途によつてはFSDピラミツドの
方が必要なハードウエアが少く、そのため実行経
費が低い。
パイプライン技法を用いたこの発明の信号処理
装置はまたFSDピラミツドを実時間で実行する
ためにも有用である。このFSDピラミツドは
（バートのピラミツドに用いられる上述の中継手
段１００a−Ｋのような段の代りとして）第１ｂ
図に示す１００b−Ｋのような中継手段または段
を用いた第１図の各サンプル信号中継手段１００
−ａ，…１００−Ｎの第２種の構成を含んでい
る。
装置はまたFSDピラミツドを実時間で実行する
ためにも有用である。このFSDピラミツドは
（バートのピラミツドに用いられる上述の中継手
段１００a−Ｋのような段の代りとして）第１ｂ
図に示す１００b−Ｋのような中継手段または段
を用いた第１図の各サンプル信号中継手段１００
−ａ，…１００−Ｎの第２種の構成を含んでい
る。
第１ｂ図の中継手段１１０b−Ｋは、第１図の
中継手段１００−１，…１００−（Ｎ−１）のそ
れぞれが第１ｂ図の１００b−Ｋや１００b−（Ｋ
＋１）のような中継手段を用いる上記第２種のデ
ジタル型実施例を示す。また第１ｂ図の中継手段
１００b−（Ｋ＋１）は中継手段１００b−Ｋの直
後の中継手段１００−１，…１００Ｎの１つを表
わす。
中継手段１００−１，…１００−（Ｎ−１）のそ
れぞれが第１ｂ図の１００b−Ｋや１００b−（Ｋ
＋１）のような中継手段を用いる上記第２種のデ
ジタル型実施例を示す。また第１ｂ図の中継手段
１００b−（Ｋ＋１）は中継手段１００b−Ｋの直
後の中継手段１００−１，…１００Ｎの１つを表
わす。
第１ｂ図に示すように、中継手段１００b−Ｋ
はｍタツプデジタルたたみ込み濾波器１０２、縮
小器１０４、遅延器１０９および減算器１１０だ
けで構成されている。第１ｂ図に示す第２種の中
継手段１００b−Ｋの構成は第１種の中継手段１
００a−Ｋ（第１ａ図）の構成と、（サンプル密度
CLKの）GK-1信号が濾波器１０２の入力として印
加されると共に遅延器１０９を介して減算器１１
０の入力に印加される点と、（同様にサンプル密
度CLKの）出力信号GKが縮小器１０４を通つてそ
のサンプル密度を各次元についてCLK+1まで低減
され、このサンプル密度の低下したGK信号がそ
の直後の中継手段１００b−（Ｋ＋１）の第１の入
力端子に印加される。
はｍタツプデジタルたたみ込み濾波器１０２、縮
小器１０４、遅延器１０９および減算器１１０だ
けで構成されている。第１ｂ図に示す第２種の中
継手段１００b−Ｋの構成は第１種の中継手段１
００a−Ｋ（第１ａ図）の構成と、（サンプル密度
CLKの）GK-1信号が濾波器１０２の入力として印
加されると共に遅延器１０９を介して減算器１１
０の入力に印加される点と、（同様にサンプル密
度CLKの）出力信号GKが縮小器１０４を通つてそ
のサンプル密度を各次元についてCLK+1まで低減
され、このサンプル密度の低下したGK信号がそ
の直後の中継手段１００b−（Ｋ＋１）の第１の入
力端子に印加される。
第２種の中継手段１００b−Ｋが第１種の中継
手段１００a−Ｋと異る点は、減算器１１０のGK
入力に濾波器１０２の出力から縮小器１０４の入
力に印加される（各次元の）サンプル密度がCLK
のGK信号が直接印加されることである。すなわ
ち、縮小器１０４の出力の（各次元の）サンプル
密度がCLK+1に低下したGK信号を用いる第１種の
中継手段１００a−Ｋと異つている。このように
第１種のものはGK信号が減算器１１０のGK入力
に印加される前にそのサンプル密度を（各次元に
おいて）CLKに復原するために拡大器１０６と内
挿濾波器１０８を要する。第２種の中継手段１０
０b−Ｋの減算器１１０のGK入力は縮小されたサ
ンプル密度の信号源から取出されないため、中継
手段１００b−Ｋの構成に拡大器１０６と内挿濾
波器１０８は不要である。従つて第１ｂ図では遅
延器１０９がたたみ込み濾波器１０２の導入した
遅延に等しい遅延だけを与える。また、減算器１
１０の出力LK-1はこれもたたみ込み濾波器１０２
の出力のGK信号に存在しないGK-1信号の周波数
スペクトルの比較的高周波の成分だけから構成さ
れる。
手段１００a−Ｋと異る点は、減算器１１０のGK
入力に濾波器１０２の出力から縮小器１０４の入
力に印加される（各次元の）サンプル密度がCLK
のGK信号が直接印加されることである。すなわ
ち、縮小器１０４の出力の（各次元の）サンプル
密度がCLK+1に低下したGK信号を用いる第１種の
中継手段１００a−Ｋと異つている。このように
第１種のものはGK信号が減算器１１０のGK入力
に印加される前にそのサンプル密度を（各次元に
おいて）CLKに復原するために拡大器１０６と内
挿濾波器１０８を要する。第２種の中継手段１０
０b−Ｋの減算器１１０のGK入力は縮小されたサ
ンプル密度の信号源から取出されないため、中継
手段１００b−Ｋの構成に拡大器１０６と内挿濾
波器１０８は不要である。従つて第１ｂ図では遅
延器１０９がたたみ込み濾波器１０２の導入した
遅延に等しい遅延だけを与える。また、減算器１
１０の出力LK-1はこれもたたみ込み濾波器１０２
の出力のGK信号に存在しないGK-1信号の周波数
スペクトルの比較的高周波の成分だけから構成さ
れる。
第２種の構成によると、その最後の中継手段１
００−Ｎは中継手段１００b−Ｋの構成でもよい
が、また第１ｃ図の構成をとることもできる。
００−Ｎは中継手段１００b−Ｋの構成でもよい
が、また第１ｃ図の構成をとることもできる。
第１ａ図および第１ｂ図に示す第１種および第
２種の実施例はデジタル式の実施例で、アナロ
グ・デジタル変換器を最初に用いてアナログ信号
を通常多ビツト２進数で表されるデジタルレベル
のサンプルに変換するが、この発明の第１種およ
び第２種のどちらがデジタル形式で実施されるか
は重要でない。電荷結合装置（以後CCDと呼ぶ）
を用いた抽出信号中継手段は当業者に公知で英あ
る。例えば、分割ゲート型濾波器のようなCCD
横型濾波器をたたみ込み濾波器や内挿濾波器とし
て設計することができる。CCD信号は一連の個
別サンプルで構成されるが、各サンプルはアナロ
グ振幅レベルを持つため、この発明はデジタル形
式かアナログ形式のどちらでも実行することがで
きる。
２種の実施例はデジタル式の実施例で、アナロ
グ・デジタル変換器を最初に用いてアナログ信号
を通常多ビツト２進数で表されるデジタルレベル
のサンプルに変換するが、この発明の第１種およ
び第２種のどちらがデジタル形式で実施されるか
は重要でない。電荷結合装置（以後CCDと呼ぶ）
を用いた抽出信号中継手段は当業者に公知で英あ
る。例えば、分割ゲート型濾波器のようなCCD
横型濾波器をたたみ込み濾波器や内挿濾波器とし
て設計することができる。CCD信号は一連の個
別サンプルで構成されるが、各サンプルはアナロ
グ振幅レベルを持つため、この発明はデジタル形
式かアナログ形式のどちらでも実行することがで
きる。
タツプ付き濾波器の濾波特性は、タツプ数、タ
ツプ間の有効遅延、各タツプの個別に与えられた
各重み係数の指定されたレベルと極性のような因
子に依存する。説明のため、たたみ込み濾波器１
０２は１次元５タツプ濾波器と仮定する。第２図
はそれぞれ５つの個別タツプを有するすべて同極
性（第２図では正）で指定された大きさの重み係
数の１例を示す。これはまた各隣接タツプ間の有
効遅延時間を表わす。詳言すれば第２図に示すよ
うにこの各隣接タツプ間の有効遅延時間は、第１
種または第２種の中継手段１００−１，…１００
−Ｎ（第１ａ図、第１ｂ図、第１ｃ図）のそれぞ
れのたたみ込み濾波器１０２にそれぞれ個別に印
加されるサンプリング周波数クロツクCLKにより
決まる１／CLKである。従つて各中継手段１００
−２，…１００−Ｎのたたみ込み濾波器１０２の
遅延CLKの絶対値は、その直前の中継手段のそれ
より長い。
ツプ間の有効遅延、各タツプの個別に与えられた
各重み係数の指定されたレベルと極性のような因
子に依存する。説明のため、たたみ込み濾波器１
０２は１次元５タツプ濾波器と仮定する。第２図
はそれぞれ５つの個別タツプを有するすべて同極
性（第２図では正）で指定された大きさの重み係
数の１例を示す。これはまた各隣接タツプ間の有
効遅延時間を表わす。詳言すれば第２図に示すよ
うにこの各隣接タツプ間の有効遅延時間は、第１
種または第２種の中継手段１００−１，…１００
−Ｎ（第１ａ図、第１ｂ図、第１ｃ図）のそれぞ
れのたたみ込み濾波器１０２にそれぞれ個別に印
加されるサンプリング周波数クロツクCLKにより
決まる１／CLKである。従つて各中継手段１００
−２，…１００−Ｎのたたみ込み濾波器１０２の
遅延CLKの絶対値は、その直前の中継手段のそれ
より長い。
第２図において、５つのタツプに属する重み係
数はすべて正極性で、第３タツプに関して対称分
布した指定値レベルを有する。すなわち、第２図
の例では第３タツプに対する重み係数が６の指定
値を有し、第２および第４タツプに対する重み係
数がそれより低い同じ４の指定値を有し、第１お
よび第３タツプのそれがさらに低い同じ１の重み
係数を有する。この各重み係数の包絡線２０２が
各中継手段１００−１，…１００−Ｎのたたみ込
み濾波器１０２の核関数（従つてその周波数部域
の濾波特性の形状）を画定する。すなわち、全サ
ンプル２００は(1)同極性（第２図では正）で、(2)
中央（第３）のサンプルに関して対称に配置さ
れ、(3)そのサンプルが中心を外れるほどそのレベ
ルが小さくなるため、たたみ込み濾波器１０２は
各中継手段１００−１，…１００−Ｎにおいて低
域濾波特性を示す。第２図では全重み係数が同極
性（正）であるが、これは低域濾波器では肝要で
なく、重み係数はその代数和が０でない限りその
いくつかが逆極性（負）であることも可能であ
る。核関数波形（例えば第２図の包絡線２０２の
もの）はその中継手段群の各中継手段の全たたみ
込み濾波器１０２について同じであつて、そのた
め相対低域通過周波数特性（その周波数部域での
濾波特性の）が（重要ではないが）全濾波器１０
２について同じであることも可能である。しか
し、各中継手段の濾波器の低域通過公称遮断周波
数の絶対値は、その濾波器に対するサンプリング
周波数周期１／CLKに依存するスケーリングを有
し、重み係数のレベル（第２図の特定値１、４、
６を持つ必要はない）を適当に選ぶことにより、
たたみ込み濾波器１０２のGK-1信号入力の最高
周波数（またはG0の場合は含まれている可能性
のある処理対象である最高周波数f0）の実質的に
１／２の低域通過公称遮断周波数が、（各次元のサン
プル密度がCLKの）たたみ込み濾波器１０２の出
力信号GKに対して得られる。この場合、縮小器
１０４は各次元においてその次元のサンプルを１
つおきに抜き取ることにより、GK信号の１次元
サンプル密度をCLK/2に減じるが、（サンプルの包
絡線２０２で画定される）GK信号は、（縮小器１
０４の出力のサンプル密度が低いため若干の位相
情報が失われるが）縮小器１０４の入出力で本質
的に不変である。
数はすべて正極性で、第３タツプに関して対称分
布した指定値レベルを有する。すなわち、第２図
の例では第３タツプに対する重み係数が６の指定
値を有し、第２および第４タツプに対する重み係
数がそれより低い同じ４の指定値を有し、第１お
よび第３タツプのそれがさらに低い同じ１の重み
係数を有する。この各重み係数の包絡線２０２が
各中継手段１００−１，…１００−Ｎのたたみ込
み濾波器１０２の核関数（従つてその周波数部域
の濾波特性の形状）を画定する。すなわち、全サ
ンプル２００は(1)同極性（第２図では正）で、(2)
中央（第３）のサンプルに関して対称に配置さ
れ、(3)そのサンプルが中心を外れるほどそのレベ
ルが小さくなるため、たたみ込み濾波器１０２は
各中継手段１００−１，…１００−Ｎにおいて低
域濾波特性を示す。第２図では全重み係数が同極
性（正）であるが、これは低域濾波器では肝要で
なく、重み係数はその代数和が０でない限りその
いくつかが逆極性（負）であることも可能であ
る。核関数波形（例えば第２図の包絡線２０２の
もの）はその中継手段群の各中継手段の全たたみ
込み濾波器１０２について同じであつて、そのた
め相対低域通過周波数特性（その周波数部域での
濾波特性の）が（重要ではないが）全濾波器１０
２について同じであることも可能である。しか
し、各中継手段の濾波器の低域通過公称遮断周波
数の絶対値は、その濾波器に対するサンプリング
周波数周期１／CLKに依存するスケーリングを有
し、重み係数のレベル（第２図の特定値１、４、
６を持つ必要はない）を適当に選ぶことにより、
たたみ込み濾波器１０２のGK-1信号入力の最高
周波数（またはG0の場合は含まれている可能性
のある処理対象である最高周波数f0）の実質的に
１／２の低域通過公称遮断周波数が、（各次元のサン
プル密度がCLKの）たたみ込み濾波器１０２の出
力信号GKに対して得られる。この場合、縮小器
１０４は各次元においてその次元のサンプルを１
つおきに抜き取ることにより、GK信号の１次元
サンプル密度をCLK/2に減じるが、（サンプルの包
絡線２０２で画定される）GK信号は、（縮小器１
０４の出力のサンプル密度が低いため若干の位相
情報が失われるが）縮小器１０４の入出力で本質
的に不変である。
次に第１図の種属の第１種（第１ａ図）を形成
するバートのピラミツドの実時間実行の若干の推
奨実施例を説明する。
するバートのピラミツドの実時間実行の若干の推
奨実施例を説明する。
第３図は（例えば時間変化する任意形式の情報
信号のような）１次元情報信号を表わす電気信号
に対して動作するスペクトル分解器、スペクトル
変換回路および信号合成器の系統ブロツク図であ
る。
信号のような）１次元情報信号を表わす電気信号
に対して動作するスペクトル分解器、スペクトル
変換回路および信号合成器の系統ブロツク図であ
る。
第３図はスペクトル分解されるもとの電気信号
がアナログ形式でアナログ・デジタル（AD）変
換器３０５に印加されてデジタル化されることを
示している。AD変換器３０５からの抽出（サン
プル化された）デジタル応答をG0とする。G0の
高周波数応答である高域通過スペクトルL0が０
次分解段３１０で抽出されてG0の低域濾波応答
のG1を残す。このG1の高周波数部分である帯域
スペクトルL1が１次分解段３１５で抽出されて
G1の低域濾波応答のG2を残す。このG2の高周波
数部分である帯域スペクトルL1より低い帯域ス
ペクトルL2が２次分解段３２０で抽出されてG2
の低域濾波応答のG3を残す。G3の高周波部分で
ある帯域スペクトルL1およびL2より低い帯域ス
ペクトルL3が３次分解段３２５で抽出されてG3
の低域濾波応答のG4を残す。G4の高周波部分で
ある帯域スペクトルL3より低い帯域スペクトル
L4が４次分解段３３０で抽出されてG4の低域濾
波応答のG5を残す。G5の高周波数部分である他
の帯域スペクトルより低い帯域スペクトルが５次
分解段３３５で抽出されてG5の残留低域濾波応
答のG6を残す。この応答G6は実際上原信号G0の
６倍低域濾波応答である。
がアナログ形式でアナログ・デジタル（AD）変
換器３０５に印加されてデジタル化されることを
示している。AD変換器３０５からの抽出（サン
プル化された）デジタル応答をG0とする。G0の
高周波数応答である高域通過スペクトルL0が０
次分解段３１０で抽出されてG0の低域濾波応答
のG1を残す。このG1の高周波数部分である帯域
スペクトルL1が１次分解段３１５で抽出されて
G1の低域濾波応答のG2を残す。このG2の高周波
数部分である帯域スペクトルL1より低い帯域ス
ペクトルL2が２次分解段３２０で抽出されてG2
の低域濾波応答のG3を残す。G3の高周波部分で
ある帯域スペクトルL1およびL2より低い帯域ス
ペクトルL3が３次分解段３２５で抽出されてG3
の低域濾波応答のG4を残す。G4の高周波部分で
ある帯域スペクトルL3より低い帯域スペクトル
L4が４次分解段３３０で抽出されてG4の低域濾
波応答のG5を残す。G5の高周波数部分である他
の帯域スペクトルより低い帯域スペクトルが５次
分解段３３５で抽出されてG5の残留低域濾波応
答のG6を残す。この応答G6は実際上原信号G0の
６倍低域濾波応答である。
分解段３１０，３１５，３２０，３２５，３３
０，３３５はそれぞれ順次通過帯域が狭い初期低
域濾波段３１１，３１６，３２１，３２６，３３
１，３３６を含み、これらの濾波器３１１，３１
６，３２１，３２６，３３１，３３６の低域通過
応答はその入力信号より充分狭いため、次の分解
段に送られる前に低い周波数で再サンプリングさ
れることもある。サンプルの低減は規則正しくす
なわち濾波器３１１，３１６，３２１，３２６，
３３１，３３６にそれぞれ続く縮小（間引き）回
路３１２，３１７，３２２，３２７，３３２，３
３７における間引きによつて行われる。特に有用
なオクターブによるスペクトル分解では、間引き
処理によりサンプルが１つおきに消去される。
０，３３５はそれぞれ順次通過帯域が狭い初期低
域濾波段３１１，３１６，３２１，３２６，３３
１，３３６を含み、これらの濾波器３１１，３１
６，３２１，３２６，３３１，３３６の低域通過
応答はその入力信号より充分狭いため、次の分解
段に送られる前に低い周波数で再サンプリングさ
れることもある。サンプルの低減は規則正しくす
なわち濾波器３１１，３１６，３２１，３２６，
３３１，３３６にそれぞれ続く縮小（間引き）回
路３１２，３１７，３２２，３２７，３３２，３
３７における間引きによつて行われる。特に有用
なオクターブによるスペクトル分解では、間引き
処理によりサンプルが１つおきに消去される。
各分解段に印加される入力信号の高周波数部分
はその入力信号からその低周波数部分を除去する
ことにより抽出される。入力信号の間引きされた
低周波数部分は、入力信号より解像度の低いサン
プリングマトリツクス内にあり、入力信号に対し
て遅れるという不都合な問題がある。この問題の
最初のものは拡大回路３１３，３１８，３２３，
３２８，３３３，３３８において低域濾波応答サ
ンプルマトリツクス中の欠落サンプル点にナルを
導入し、付随的に導入される擬似高調波スペクト
ルを低域濾波することにより消去することにより
解決され、第１の問題は分解段の入力信号をそれ
から拡大回路３１３，３１８，３２３，３２８，
３３３，３３８により拡大された低域濾波応答か
ら減算する前に遅延させることにより解決する。
はその入力信号からその低周波数部分を除去する
ことにより抽出される。入力信号の間引きされた
低周波数部分は、入力信号より解像度の低いサン
プリングマトリツクス内にあり、入力信号に対し
て遅れるという不都合な問題がある。この問題の
最初のものは拡大回路３１３，３１８，３２３，
３２８，３３３，３３８において低域濾波応答サ
ンプルマトリツクス中の欠落サンプル点にナルを
導入し、付随的に導入される擬似高調波スペクト
ルを低域濾波することにより消去することにより
解決され、第１の問題は分解段の入力信号をそれ
から拡大回路３１３，３１８，３２３，３２８，
３３３，３３８により拡大された低域濾波応答か
ら減算する前に遅延させることにより解決する。
遅延減算処理は分解段３１０，３１５，３２
０，３２５，３３０，３３５の各回路３１４，３
１９，３２４，３２９，３３４，３３９で行われ
る。（後述のように、場合によつては各分解段の
初期低域濾波器と遅延減算回路の間に各素子を都
合よく割当てることもできる）。
０，３２５，３３０，３３５の各回路３１４，３
１９，３２４，３２９，３３４，３３９で行われ
る。（後述のように、場合によつては各分解段の
初期低域濾波器と遅延減算回路の間に各素子を都
合よく割当てることもできる）。
上述のスペクトル分解はパイプラインの性質が
あつて、L1サンプル、L2サンプル、L3サンプル、
L4サンプルが、L5サンプル、L0サンプルに対し
て順次長くなる時間ずれを持つ。ここで用いる
「時間ずれ」とは、例えば第３図に示すスペクト
ル分解装置の分解出力信号L0，L1，L2，L3，L1，
L5，G6の対応サンプル間のような情報的に関係
する並列信号の対応サンプル間に生ずる所定既知
量の時間遅延差をいう。以下説明するスペクトル
手法による信号の分解には、各サンプル群に逆方
向の時間ずれが必要であるが、これは第３図に示
すように（一般に例えばシフトレジスタまたは読
取り後読込み型直列記憶装置のような等価機能を
行う他の型の記憶装置を含む）遅延線３４０，３
４１，３４２，３４３，３４４により回路３４
５，３４６，３４７，３４８，３４９により修正
前に付与することができる。またスペクトルの修
正は遅延を与える前に行うこともできるし、また
遅延を修正の前後に分割して種々の方法で行い、
例えばスペクトル修正を時間的に並行して行うこ
ともできる。また場合によつては修正回路３４
５，３４６，３４７，３４８，３４９自体内に全
遅延差条件の一部として遅延差を付与する手段を
設けることもできると考えられる。
あつて、L1サンプル、L2サンプル、L3サンプル、
L4サンプルが、L5サンプル、L0サンプルに対し
て順次長くなる時間ずれを持つ。ここで用いる
「時間ずれ」とは、例えば第３図に示すスペクト
ル分解装置の分解出力信号L0，L1，L2，L3，L1，
L5，G6の対応サンプル間のような情報的に関係
する並列信号の対応サンプル間に生ずる所定既知
量の時間遅延差をいう。以下説明するスペクトル
手法による信号の分解には、各サンプル群に逆方
向の時間ずれが必要であるが、これは第３図に示
すように（一般に例えばシフトレジスタまたは読
取り後読込み型直列記憶装置のような等価機能を
行う他の型の記憶装置を含む）遅延線３４０，３
４１，３４２，３４３，３４４により回路３４
５，３４６，３４７，３４８，３４９により修正
前に付与することができる。またスペクトルの修
正は遅延を与える前に行うこともできるし、また
遅延を修正の前後に分割して種々の方法で行い、
例えばスペクトル修正を時間的に並行して行うこ
ともできる。また場合によつては修正回路３４
５，３４６，３４７，３４８，３４９自体内に全
遅延差条件の一部として遅延差を付与する手段を
設けることもできると考えられる。
L5とL6のスペクトルは修正回路３５０，３５
１で修正される。ある種の信号処理用には修正回
路３４５ないし３５１が不要なとがあり、このと
きはそれぞれ直結で置換すればよい。上述のスペ
クトル分解手続は分解段を追加して拡張すること
も、分解段を減少して縮小することもできる。こ
のような場合はスペクトル分解の終端で残留低域
通過スペクトルG〓がG6にならない。
１で修正される。ある種の信号処理用には修正回
路３４５ないし３５１が不要なとがあり、このと
きはそれぞれ直結で置換すればよい。上述のスペ
クトル分解手続は分解段を追加して拡張すること
も、分解段を減少して縮小することもできる。こ
のような場合はスペクトル分解の終端で残留低域
通過スペクトルG〓がG6にならない。
修正されていることもあるスペクトル分解成分
を再結合して信号を合成するときは、各分解段間
のサンプリングマトリツクスの間引きを取消す必
要があるため、加算器３５３，３５５，３５７，
３５９，３６１，３６３を用いてスペクトルサン
プルを合計することができる。これは遅延回路３
４０〜３４４における時間の斜行の補正作用に付
加されるものである。この間引きは本質的に拡大
回路３３８，３３３，３２８，３２３，３１８，
３１３とそれぞれ同じ拡大回路３５２，３５４，
３５６，３５８，３６０，３６２を用いて取消さ
れる。事実マルチプレツクス処理により１つの回
路で２つの働らきをさせることができる。残留低
域通過スペクトルG〓は隣接の低域通過スペクト
ルL〓-1に対して時間的に前向きに変位され、そ
の拡大によりそのサンプルがL(〓-1)のものに合う
ようになる。第３図において、G〓はG6であつて、
さらに修正され（G6′になり）、拡大回路３５２で
拡大され、加算機３５３で修正されたL〓-1（第３
図ではL5）に加算されて合成された新しいG〓-1
（第３図ではG5′）になる。加算器３５３の出力は
拡大回路３５４で拡大され、加算器３５５で遅延
修正済のL4と加算された新しいG4′を合成し、加
算器３５５の出力は拡大回路３５６で拡大され、
加算器３５７で遅延修正済のL3と加算されて新
しいG3′を合成し、加算器３５７の出力は拡大回
路３５８で拡大され、加算器３５９で遅延修正済
のL2と加算されて新しいG2′を合成し、加算器３
５９の出力は拡大回路３６０で拡大され、加算器
３６１で遅延修正済のL1と加算されて新しい
G1′を合成し、最後に、加算器３６１の出力は拡
大回路３６２で拡大され、加算器３６３で遅延修
正済のL0と加算されて新しいG0′を合成する。新
しいG0′，G1′，G2′，G3′G4′，G5′，G6′は第３図
の
信号合成回路でもダツシユ（′）を付けて表して
ある。新しいG0′は必要に応じてデジタル・アナ
ログ変換器（図示せず）によりアナログ形式に変
換することもできる。
を再結合して信号を合成するときは、各分解段間
のサンプリングマトリツクスの間引きを取消す必
要があるため、加算器３５３，３５５，３５７，
３５９，３６１，３６３を用いてスペクトルサン
プルを合計することができる。これは遅延回路３
４０〜３４４における時間の斜行の補正作用に付
加されるものである。この間引きは本質的に拡大
回路３３８，３３３，３２８，３２３，３１８，
３１３とそれぞれ同じ拡大回路３５２，３５４，
３５６，３５８，３６０，３６２を用いて取消さ
れる。事実マルチプレツクス処理により１つの回
路で２つの働らきをさせることができる。残留低
域通過スペクトルG〓は隣接の低域通過スペクト
ルL〓-1に対して時間的に前向きに変位され、そ
の拡大によりそのサンプルがL(〓-1)のものに合う
ようになる。第３図において、G〓はG6であつて、
さらに修正され（G6′になり）、拡大回路３５２で
拡大され、加算機３５３で修正されたL〓-1（第３
図ではL5）に加算されて合成された新しいG〓-1
（第３図ではG5′）になる。加算器３５３の出力は
拡大回路３５４で拡大され、加算器３５５で遅延
修正済のL4と加算された新しいG4′を合成し、加
算器３５５の出力は拡大回路３５６で拡大され、
加算器３５７で遅延修正済のL3と加算されて新
しいG3′を合成し、加算器３５７の出力は拡大回
路３５８で拡大され、加算器３５９で遅延修正済
のL2と加算されて新しいG2′を合成し、加算器３
５９の出力は拡大回路３６０で拡大され、加算器
３６１で遅延修正済のL1と加算されて新しい
G1′を合成し、最後に、加算器３６１の出力は拡
大回路３６２で拡大され、加算器３６３で遅延修
正済のL0と加算されて新しいG0′を合成する。新
しいG0′，G1′，G2′，G3′G4′，G5′，G6′は第３図
の
信号合成回路でもダツシユ（′）を付けて表して
ある。新しいG0′は必要に応じてデジタル・アナ
ログ変換器（図示せず）によりアナログ形式に変
換することもできる。
回路３５２，３５４，３５６，３５８，３６
０，３６２における拡大処理により合成処理の各
段階で上部帯域が除去されるが、帯域通過スペク
トルがオクターブより広くないときは、修正回路
３４５〜３５１が発生し、擬似エーリアシング周
波数を導入して信号合成を阻害することのある高
調波がすべてこれによつて抑圧される。
０，３６２における拡大処理により合成処理の各
段階で上部帯域が除去されるが、帯域通過スペク
トルがオクターブより広くないときは、修正回路
３４５〜３５１が発生し、擬似エーリアシング周
波数を導入して信号合成を阻害することのある高
調波がすべてこれによつて抑圧される。
第４図はオクターブによるスペクトル分解に用
いられる３１０，３１５，３２０，３２５，３３
０，３３５のような１次元情報用スペクトル分解
段の構造をさらに詳細に示す。この段はＫを０ま
たは正の整数としたときＫ次スペクトル分解段で
ある。０次スペクトル分解段の場合はそのクロツ
ク周波数がスペクトル分解を行う原入力信号G0
のサンプリング用の周波数Ｒであるが、Ｋが正の
整数の場合は2K分の１に減じられる。
いられる３１０，３１５，３２０，３２５，３３
０，３３５のような１次元情報用スペクトル分解
段の構造をさらに詳細に示す。この段はＫを０ま
たは正の整数としたときＫ次スペクトル分解段で
ある。０次スペクトル分解段の場合はそのクロツ
ク周波数がスペクトル分解を行う原入力信号G0
のサンプリング用の周波数Ｒであるが、Ｋが正の
整数の場合は2K分の１に減じられる。
第４図のスペクトル分解段の入力信号GKは、
クロツク周波数Ｒ／2KでクロツキングされるＭ
段のシフトレジスタ４７０の入力として印加され
る。シフトレジスタ４７０の入力と各出力により
与えられる順次長い遅延を示す（Ｍ＋１）個のサ
ンプルは低域通過遅延線濾波器の多タツプ遅延線
として作用し、各サンプルは回路４７１で重みを
付けられ合計されて線形位相低域濾波応答G(K+1)
のサンプルを生成する。最初の１つを除いてＫが
０を超える全分解段において、最初のシフトレジ
スタ４７０に用いられる（前段のクロツク周波数
に対して）1/2のクロツク周波数と加重合計回路
４７１内の加算器はGKに対してG(K+1)を縮小す
る。応答G(K+1)はマルチプレクサ４７２の１入力
として印加され、そのマルチプレクサ４７２は
GK+1入力信号とナル入力信号を周波数Ｒ／2Kで
交互に選択して信号G(K+1) *を生ずる。
クロツク周波数Ｒ／2KでクロツキングされるＭ
段のシフトレジスタ４７０の入力として印加され
る。シフトレジスタ４７０の入力と各出力により
与えられる順次長い遅延を示す（Ｍ＋１）個のサ
ンプルは低域通過遅延線濾波器の多タツプ遅延線
として作用し、各サンプルは回路４７１で重みを
付けられ合計されて線形位相低域濾波応答G(K+1)
のサンプルを生成する。最初の１つを除いてＫが
０を超える全分解段において、最初のシフトレジ
スタ４７０に用いられる（前段のクロツク周波数
に対して）1/2のクロツク周波数と加重合計回路
４７１内の加算器はGKに対してG(K+1)を縮小す
る。応答G(K+1)はマルチプレクサ４７２の１入力
として印加され、そのマルチプレクサ４７２は
GK+1入力信号とナル入力信号を周波数Ｒ／2Kで
交互に選択して信号G(K+1) *を生ずる。
信号G(K+1) *はG(K+1)スペクトルの２倍とG(K+1)
のピーク振幅の第１二重側波帯搬送波抑圧高調波
スペクトルとを混合したベースバンド周波数スペ
クトルを有する。ここで、次のスペクトル分解段
は入力としてG(K+1)でなく正しく調時された
G(K+1) *を用い得ることが判る。信号G(K+1) *は
（Ｍ段またはそれ以外の）複数段を持ち、周波数
Ｒ／2Kでクロツキングされる複数個の段を持つ
他のシフトレジスタ４７３に入力信号として印加
される。
のピーク振幅の第１二重側波帯搬送波抑圧高調波
スペクトルとを混合したベースバンド周波数スペ
クトルを有する。ここで、次のスペクトル分解段
は入力としてG(K+1)でなく正しく調時された
G(K+1) *を用い得ることが判る。信号G(K+1) *は
（Ｍ段またはそれ以外の）複数段を持ち、周波数
Ｒ／2Kでクロツキングされる複数個の段を持つ
他のシフトレジスタ４７３に入力信号として印加
される。
このシフトレジスタ４７３の入力信号と出力信
号によりその各段から供給される（Ｍ＋１）個の
サンプルは回路４７１と同様の他の加重合計回路
４７４に印加される。この回路４７４はG(K+1) *
の第１高調波スペクトルを抑圧してGKのサンプ
ルマトリツクスと同様に多くのサンプルを持つサ
ンプルマトリツクスにG(K+1)の拡大したものを供
給する。
号によりその各段から供給される（Ｍ＋１）個の
サンプルは回路４７１と同様の他の加重合計回路
４７４に印加される。この回路４７４はG(K+1) *
の第１高調波スペクトルを抑圧してGKのサンプ
ルマトリツクスと同様に多くのサンプルを持つサ
ンプルマトリツクスにG(K+1)の拡大したものを供
給する。
減算回路４７５では、シフトレジスタ４７０と
遅延回路４７６で遅延されたGKから拡大された
GK+1が差引かれる。シフトレジスタ４７０内の
GKのＭサイクル遅延は、第４図のスペクトル分
解段のGK入力に対する加重合計回路４７１への
中央サンプルＭ／２サイクル遅延が補償され、
G(K+1) *と加重合計回路４７４への中央サンプル
との間の同様のＭ／２サイクルの遅延が補償され
る。遅延回路４７６は加重合計回路４７１，４７
４における加算による遅延を補償する遅延を導入
するが、これはシフトレジスタ４７０を必要な段
数だけ延長することにより簡単に形成することが
できる。減算回路４７５の出力信号LKは考えら
れるスペクトル分解成分の１つで、その周波数下
限が第４図の第Ｋ番目のスペクトル分解段で行わ
れた低域濾波で設定され、周波数上限がもしあれ
ば次のスペクトル分解段の低域濾波により設定さ
れる。
遅延回路４７６で遅延されたGKから拡大された
GK+1が差引かれる。シフトレジスタ４７０内の
GKのＭサイクル遅延は、第４図のスペクトル分
解段のGK入力に対する加重合計回路４７１への
中央サンプルＭ／２サイクル遅延が補償され、
G(K+1) *と加重合計回路４７４への中央サンプル
との間の同様のＭ／２サイクルの遅延が補償され
る。遅延回路４７６は加重合計回路４７１，４７
４における加算による遅延を補償する遅延を導入
するが、これはシフトレジスタ４７０を必要な段
数だけ延長することにより簡単に形成することが
できる。減算回路４７５の出力信号LKは考えら
れるスペクトル分解成分の１つで、その周波数下
限が第４図の第Ｋ番目のスペクトル分解段で行わ
れた低域濾波で設定され、周波数上限がもしあれ
ば次のスペクトル分解段の低域濾波により設定さ
れる。
第５図はこの発明によつて構成されたスペクト
ル分解装置に用いられるシフトレジスタ段の数を
減じる方法を示す。G(K+1)からの内挿に関連する
低域濾波を行うため加重合計すべきG(K+1) *を画
定する各サンプルは、シフトレジスタ４７３を用
いずに次のスペクトル分解段のG(K+1)の最初の低
域濾波を支持するために用いられるタツプ付き遅
延線構体から得られる。
ル分解装置に用いられるシフトレジスタ段の数を
減じる方法を示す。G(K+1)からの内挿に関連する
低域濾波を行うため加重合計すべきG(K+1) *を画
定する各サンプルは、シフトレジスタ４７３を用
いずに次のスペクトル分解段のG(K+1)の最初の低
域濾波を支持するために用いられるタツプ付き遅
延線構体から得られる。
第５図は例としてL0の発生に用いる０次分解
段と次の分解段の間でこれがどのようにして行わ
れるかを示す。素子５７０−０，５７１−０，５
７５−０，５７６−０は第４図のＫ次スペクトル
分解段の各素子４７０，４７１，４７５，４７６
に対応する０次スペクトル分解段の各素子であ
る。１次スペクトル分解段の素子５７０−１，５
７１−１はクロツク周波数が1/2であること以外
０次スペクトル分解段の各素子５７０−０，５７
１−０と同様である。シフトレジスタ５７０−１
の入力と最初３つの出力から抽出された４つのサ
ンプルはクロツク周波数Ｒ／２で並列に供給さ
れ、ナルと交互に配置され、その結果が７濾波器
加重パタンABCDCBAにより２つのパタンで加
重されて順次１対のサンプル群となり、減算器５
７５−０において遅延したG0からクロツクパル
スＲで差引かれる。
段と次の分解段の間でこれがどのようにして行わ
れるかを示す。素子５７０−０，５７１−０，５
７５−０，５７６−０は第４図のＫ次スペクトル
分解段の各素子４７０，４７１，４７５，４７６
に対応する０次スペクトル分解段の各素子であ
る。１次スペクトル分解段の素子５７０−１，５
７１−１はクロツク周波数が1/2であること以外
０次スペクトル分解段の各素子５７０−０，５７
１−０と同様である。シフトレジスタ５７０−１
の入力と最初３つの出力から抽出された４つのサ
ンプルはクロツク周波数Ｒ／２で並列に供給さ
れ、ナルと交互に配置され、その結果が７濾波器
加重パタンABCDCBAにより２つのパタンで加
重されて順次１対のサンプル群となり、減算器５
７５−０において遅延したG0からクロツクパル
スＲで差引かれる。
遅延したG0から差引かれる連続サンプル対の
各対の早い方はシフトレジスタ５７０−１の入力
と最初３の出力に加重回路５８０，５８１，５８
２，５８３で濾波器重みＡ、Ｃ、Ｃ、Ａをそれぞ
れ乗じ、この加重された各サンプルを合計回路５
８７で合計することにより得られる。このG1対
濾波器加重パタンの位置決めに対し、挿入される
ナルはＢ、Ｄ、Ｂで加重される点に来る。G0か
ら差引かれる各サンプル対の後の方のサンプルは
シフトレジスタ５７０−１の入力に加重回路５８
４，５８５，５８６において濾波器重みＢ、Ｄ、
Ｂを乗じ、この加重された各サンプルを合計回路
５８８で合計することにより得られる。このG1
対濾波器加重パタンの位置決めに対し、挿入され
るナルはＡ、Ｃ、Ｃ、Ａで加重される点に来る。
クロツク周波数Ｒで動作するマルチプレクサ５８
９は合計回路５８７，５８８の出力の各サンプル
を交互に選択して減算器５７５−０で遅延した
G0から差引かれるサンプルの流れを形成する。
各対の早い方はシフトレジスタ５７０−１の入力
と最初３の出力に加重回路５８０，５８１，５８
２，５８３で濾波器重みＡ、Ｃ、Ｃ、Ａをそれぞ
れ乗じ、この加重された各サンプルを合計回路５
８７で合計することにより得られる。このG1対
濾波器加重パタンの位置決めに対し、挿入される
ナルはＢ、Ｄ、Ｂで加重される点に来る。G0か
ら差引かれる各サンプル対の後の方のサンプルは
シフトレジスタ５７０−１の入力に加重回路５８
４，５８５，５８６において濾波器重みＢ、Ｄ、
Ｂを乗じ、この加重された各サンプルを合計回路
５８８で合計することにより得られる。このG1
対濾波器加重パタンの位置決めに対し、挿入され
るナルはＡ、Ｃ、Ｃ、Ａで加重される点に来る。
クロツク周波数Ｒで動作するマルチプレクサ５８
９は合計回路５８７，５８８の出力の各サンプル
を交互に選択して減算器５７５−０で遅延した
G0から差引かれるサンプルの流れを形成する。
第６図は第３図の信号合成装置の１つの段をさ
らに詳細に示す。GK′（すなわち遅延修正済G〓）
のサンプルはマルチプレクサ６９２においてナル
と交互に配列され、これによつて得られる拡大信
号が拡大サンプリング周波数でクロツキングされ
るＭ段（または他の複数段）のシフトレジスタ６
９３に入力として印加される。そのシフトレジス
タ６９３の入力とその各段の出力は加重合計回路
６９４に供給され、この加重合計回路６９４から
加算器６９５に２倍周波数で再抽出された後高調
波成分を除去されたGK′（またはG〓）スペクトル
が供給されて、これに加算される再抽出濾波済
GK′（またはG〓）サンプルと一致するように時間
的に遅れた修正済L(K-1)′と組合される。マルチプ
レクサ６９２、シフトレジスタ６９３および加重
合計回路６９４はスペクトル分解過程で素子４７
２，４７３，４７４として作用するように組合せ
ることができる。
らに詳細に示す。GK′（すなわち遅延修正済G〓）
のサンプルはマルチプレクサ６９２においてナル
と交互に配列され、これによつて得られる拡大信
号が拡大サンプリング周波数でクロツキングされ
るＭ段（または他の複数段）のシフトレジスタ６
９３に入力として印加される。そのシフトレジス
タ６９３の入力とその各段の出力は加重合計回路
６９４に供給され、この加重合計回路６９４から
加算器６９５に２倍周波数で再抽出された後高調
波成分を除去されたGK′（またはG〓）スペクトル
が供給されて、これに加算される再抽出濾波済
GK′（またはG〓）サンプルと一致するように時間
的に遅れた修正済L(K-1)′と組合される。マルチプ
レクサ６９２、シフトレジスタ６９３および加重
合計回路６９４はスペクトル分解過程で素子４７
２，４７３，４７４として作用するように組合せ
ることができる。
この点でスペクトル分解手順の低域濾波段とス
ペクトル分解および信号合成手順の拡大段階で使
用される低域濾波特性を考えるのがよい。低域濾
波は線形位相であるから、濾波器加重パタンは中
心サンプルに関して対称である。この濾波器加重
の合計は、高域通過スペクトルL0と帯域通過ス
ペクトルL1，L2，L3…において低周波数をでき
るだけ多く抑圧するためには１である。スペクト
ル分解をオクターブによつて行い、各スペクトル
分解段の低域濾波で除去された部分帯域の再符号
化において1/2に縮小すべきであれば、低域濾液
中にオクターブ中心周波数の2/3未満の周波数を
除去することが望ましい。濾波器の段階的周波数
応答（いわゆる「ブリツクウオール」応答）は濾
波信号にオーバーシユートを導入して、スペクト
ル分解段により抽出されたG(K+1)関数とGKから拡
大されたG(K+1)を差引くことにより発生される
L(K+1)関数とのダイナミツクレンジを増す。これ
ばギブス現象の１例で、フーリエ級数の余り急激
でない頭切りを用いて緩漫化し得るものである。
ギブス現象を減じた濾波応答を与える多数の頭切
りウインドーが知られており、例えばハニング
（Hanning）、ハミング（Hamming）、ブラツク
マン（Blackman）およびカイザ（Kaiser）によ
るものがある。また例えば1975年プレンタイス・
ホール社（Prentice−Hall Inc.）発行ではオツ
ペンハイム（A.V.Oppenhemi）とシエーフア
（R.W.Schafer）の共著の「デジタル信号処理
（Degital Signal Processing）」の第239〜251頁、
第5.5章の「ウインドーを用いたFIR濾波器の設
計（Design of FIR Filters Using Windows）」
を引用する。
ペクトル分解および信号合成手順の拡大段階で使
用される低域濾波特性を考えるのがよい。低域濾
波は線形位相であるから、濾波器加重パタンは中
心サンプルに関して対称である。この濾波器加重
の合計は、高域通過スペクトルL0と帯域通過ス
ペクトルL1，L2，L3…において低周波数をでき
るだけ多く抑圧するためには１である。スペクト
ル分解をオクターブによつて行い、各スペクトル
分解段の低域濾波で除去された部分帯域の再符号
化において1/2に縮小すべきであれば、低域濾液
中にオクターブ中心周波数の2/3未満の周波数を
除去することが望ましい。濾波器の段階的周波数
応答（いわゆる「ブリツクウオール」応答）は濾
波信号にオーバーシユートを導入して、スペクト
ル分解段により抽出されたG(K+1)関数とGKから拡
大されたG(K+1)を差引くことにより発生される
L(K+1)関数とのダイナミツクレンジを増す。これ
ばギブス現象の１例で、フーリエ級数の余り急激
でない頭切りを用いて緩漫化し得るものである。
ギブス現象を減じた濾波応答を与える多数の頭切
りウインドーが知られており、例えばハニング
（Hanning）、ハミング（Hamming）、ブラツク
マン（Blackman）およびカイザ（Kaiser）によ
るものがある。また例えば1975年プレンタイス・
ホール社（Prentice−Hall Inc.）発行ではオツ
ペンハイム（A.V.Oppenhemi）とシエーフア
（R.W.Schafer）の共著の「デジタル信号処理
（Degital Signal Processing）」の第239〜251頁、
第5.5章の「ウインドーを用いたFIR濾波器の設
計（Design of FIR Filters Using Windows）」
を引用する。
実際には低域濾波におけるサンプル数は通常極
めて少数に限られている。奇数サンプルを用いる
濾波器では濾波器応答が直流成分と一連の余弦高
調波を含み、偶数サンプルを用いる濾波器では直
流成分と一連の正弦高調波を含む。所要の応答曲
線は電算機を用いて重み計数の試行錯誤を行つて
最も滑らかに適合するように近似させる。
めて少数に限られている。奇数サンプルを用いる
濾波器では濾波器応答が直流成分と一連の余弦高
調波を含み、偶数サンプルを用いる濾波器では直
流成分と一連の正弦高調波を含む。所要の応答曲
線は電算機を用いて重み計数の試行錯誤を行つて
最も滑らかに適合するように近似させる。
この発明によつて非オクターブ幅の等Ｑスペク
トルを発生することもできるが、このような方法
は有用性が限られると思われる。低域濾波応答を
縮小して２つおきにサンプルを選び、帯域通過ス
ペクトル中心周波数の1/2以下の周波数を濾波除
去してその低域通過応答を生成すると、例えば帯
域幅1/2でなくて1/3だけ順次狭くなる帯域通過ス
ペクトル群を生ずる。
トルを発生することもできるが、このような方法
は有用性が限られると思われる。低域濾波応答を
縮小して２つおきにサンプルを選び、帯域通過ス
ペクトル中心周波数の1/2以下の周波数を濾波除
去してその低域通過応答を生成すると、例えば帯
域幅1/2でなくて1/3だけ順次狭くなる帯域通過ス
ペクトル群を生ずる。
第３図のサンプル修正回路３４５〜３５１は
種々の形式をとることができ、そのいくつかは直
接フイードスルーにより置換することもできる。
例えば各種スペクトルから低レベルの背景雑音を
除くため、各修正回路３４５〜３５１を第７図の
基線クリツパ７００で構成することもできる。こ
のクリツパ７００は単に信号の下位ビツトを切取
ることもある。
種々の形式をとることができ、そのいくつかは直
接フイードスルーにより置換することもできる。
例えば各種スペクトルから低レベルの背景雑音を
除くため、各修正回路３４５〜３５１を第７図の
基線クリツパ７００で構成することもできる。こ
のクリツパ７００は単に信号の下位ビツトを切取
ることもある。
第８図は各修正回路３４５〜３５１を用いてス
ペクトル等化器を形成することができる回路を示
す。ロータリースイツチ８９７は複数個の軸変位
のそれぞれに対して２進符号を生成するようにな
つており、その符号がラツチ８９８を介して２象
限乗算器に供給されて入力スペクトルサンプルに
乗ぜられ、合成されてG0′を発生する出力スペク
トルサンプルを発生する。ラツチ８９８はロータ
リースイツチ８９７の設定が変る間乗算器８８９
の符号入力を留保する。オクターブスペクトルの
発生に用いたのと同じサンプリング周波数または
その1/2の周波数を用いるデジタル濾波器を用い
て各オクターブスペストルを副分割し、そのスペ
クトルの副分割部分の利得を各別に調節するよう
にすることもできる。オクターブを1/12に副分解
することにより、例えば音楽を符号化する信号の
個別音階および半音階調節が得られる。
ペクトル等化器を形成することができる回路を示
す。ロータリースイツチ８９７は複数個の軸変位
のそれぞれに対して２進符号を生成するようにな
つており、その符号がラツチ８９８を介して２象
限乗算器に供給されて入力スペクトルサンプルに
乗ぜられ、合成されてG0′を発生する出力スペク
トルサンプルを発生する。ラツチ８９８はロータ
リースイツチ８９７の設定が変る間乗算器８８９
の符号入力を留保する。オクターブスペクトルの
発生に用いたのと同じサンプリング周波数または
その1/2の周波数を用いるデジタル濾波器を用い
て各オクターブスペストルを副分割し、そのスペ
クトルの副分割部分の利得を各別に調節するよう
にすることもできる。オクターブを1/12に副分解
することにより、例えば音楽を符号化する信号の
個別音階および半音階調節が得られる。
修正回路は非線形伝達関数を記憶するリードオ
ンリ記憶装置（ROM）とすることもできる。例
えば第９図の入力信号に対する対数応答を記憶す
るROM９９０を送信装置の各サンプル修正回路
３４５〜３５１に用い、第１０図の入力信号に対
する指数応答を記憶するROM１０９１を受信装
置の各対応サンプル修正回路に用い、これによつ
て送信前の信号のプレエンフアシスと受信後のデ
エンフアシスを行うことができる。送信機および
受信機のスペクトル分解信号合成装置のROM修
正回路に、他の相補型プレエンフアシスとデエン
フアシスの特性を交互に記憶することもできる。
ンリ記憶装置（ROM）とすることもできる。例
えば第９図の入力信号に対する対数応答を記憶す
るROM９９０を送信装置の各サンプル修正回路
３４５〜３５１に用い、第１０図の入力信号に対
する指数応答を記憶するROM１０９１を受信装
置の各対応サンプル修正回路に用い、これによつ
て送信前の信号のプレエンフアシスと受信後のデ
エンフアシスを行うことができる。送信機および
受信機のスペクトル分解信号合成装置のROM修
正回路に、他の相補型プレエンフアシスとデエン
フアシスの特性を交互に記憶することもできる。
第１１図は第３図のスペクトル分解信号合成方
式の変形で、分解と合成の間の遅延を区分して処
理用の時間ずれなしにスペクトルサンプルを供給
するようになつている。例えばスペクトル分解を
用いて信号と伸縮前にスペクトルに分離するた
め、伸縮したスペクトルを濾波して急速な信号の
圧縮または伸張の間に生ずる歪を抑制することが
できるような伸縮方式にはこのような整合が望ま
しい。第３図のAD変換器３０５に印加される原
信号の振幅を検知して回路１１３０内に伸縮制御
信号CCを引出し、これを各伸縮器１１１０，１
１１１，１１１２，１１１３，１１１４，１１１
５，１１１６に供給してそれが伸縮する信号の急
速発生緩漫消滅をもたらすことができる。伸縮器
１１１０〜１１１６は本質的に、伸縮される信号
を検知し、この検知に応じてアナログ伸縮制御信
号を発生する通常のアナログ回路の後に縦続接続
されたAD変換器から制御信号CCが発生される２
象限デジタル乗算器で構成することもできる。
式の変形で、分解と合成の間の遅延を区分して処
理用の時間ずれなしにスペクトルサンプルを供給
するようになつている。例えばスペクトル分解を
用いて信号と伸縮前にスペクトルに分離するた
め、伸縮したスペクトルを濾波して急速な信号の
圧縮または伸張の間に生ずる歪を抑制することが
できるような伸縮方式にはこのような整合が望ま
しい。第３図のAD変換器３０５に印加される原
信号の振幅を検知して回路１１３０内に伸縮制御
信号CCを引出し、これを各伸縮器１１１０，１
１１１，１１１２，１１１３，１１１４，１１１
５，１１１６に供給してそれが伸縮する信号の急
速発生緩漫消滅をもたらすことができる。伸縮器
１１１０〜１１１６は本質的に、伸縮される信号
を検知し、この検知に応じてアナログ伸縮制御信
号を発生する通常のアナログ回路の後に縦続接続
されたAD変換器から制御信号CCが発生される２
象限デジタル乗算器で構成することもできる。
伸縮器１１１０，１１１１，１１１２，１１１
３，１１１４，１１１５，１１１６はスペクトル
L0，L1，L2，L3，L4，L5，L6を遅延回路１１０
０，１１０１，１１０２，１１０３，１１０４，
１１０５，１１０６を用いて遅延させ、その各サ
ンプルと時間的に一致させた後、これらに対して
動作する。次に遅延回路１１２０，１１２１，１
１２２，１１２３，１１２４，１１２５が伸縮さ
れた信号L0′，L1′，L2′，L3′，L4′，L5′および
G6′を第３図の素子３５２〜３６３を用いる信号
合成過程に適するように変位させる。
３，１１１４，１１１５，１１１６はスペクトル
L0，L1，L2，L3，L4，L5，L6を遅延回路１１０
０，１１０１，１１０２，１１０３，１１０４，
１１０５，１１０６を用いて遅延させ、その各サ
ンプルと時間的に一致させた後、これらに対して
動作する。次に遅延回路１１２０，１１２１，１
１２２，１１２３，１１２４，１１２５が伸縮さ
れた信号L0′，L1′，L2′，L3′，L4′，L5′および
G6′を第３図の素子３５２〜３６３を用いる信号
合成過程に適するように変位させる。
遅延回路１１０６と１１２５の遅延は本質的に
Ｒ／2Kのクロツク周波数（Ｋ＝５）のＭ／２サ
イクルまたは基本クロツク周波数Ｒの16Mサイク
ルであつて、最終スペクトル分解段３３５の加重
合計回路４７４に対するサンプルを組立てるとき
生ずる。この16Mサイクルの遅れは拡大回路３３
８，３５２における加算時間に適応するための遅
延時間D1と遅延減算回路３３４と加算器３５３
における加算時間に適応するための遅延時間D2
だけ増される。すべての加算過程は基本クロツク
周波数Ｒで行われるとし、D1，D2はそのクロツ
クサイクル数として表わす。
Ｒ／2Kのクロツク周波数（Ｋ＝５）のＭ／２サ
イクルまたは基本クロツク周波数Ｒの16Mサイク
ルであつて、最終スペクトル分解段３３５の加重
合計回路４７４に対するサンプルを組立てるとき
生ずる。この16Mサイクルの遅れは拡大回路３３
８，３５２における加算時間に適応するための遅
延時間D1と遅延減算回路３３４と加算器３５３
における加算時間に適応するための遅延時間D2
だけ増される。すべての加算過程は基本クロツク
周波数Ｒで行われるとし、D1，D2はそのクロツ
クサイクル数として表わす。
遅延回路１１０４の遅延はクロツク周波数Ｒの
16M＋D1＋D2サイクルよりG3からL5を生成する
ための時間とG5からL4を生成するための時間の
差だけ長くなる。G5からL6を生成するための時
間は加重と合計のため２回サンプルを集めるため
クロツクサイクルＲ／25のＭサイクル、または基
本クロツク周波数の32Mサイクルに、２組のサン
プル合計のための2D1と、サンプル減算のための
D2と加えたものである。G5からL4を生成するた
めの時間は加重合計のためにサンプルを集めるた
めの周波数Ｒ／24のＭ／２サイクル、または基本
クロツク周波数8Mサイクルに、サンプル合計用
のD1と、サンプル減算用のD2を加えたものであ
る。L4サンプルをL5サンプルと時間的に整合さ
せるには基本クロツク周波数の余分の遅延の24M
＋D1サイクルを要する。従つて遅延回路１０４
の全遅延は基本クロツク周波数Ｒの40M＋2D1＋
D2サイクルである。同様の計算によつて、遅延
回路１０３，１０２，１０１，１００において各
サンプルが遅延を与えられる基本クロツク周波数
Ｒの各サイクルがそれぞれ52M＋3D1＋D2、58M
＋4D1＋D2、61M＋5D1＋D2および（621/2）Ｍ
＋6D1＋D2であることが決まる。
16M＋D1＋D2サイクルよりG3からL5を生成する
ための時間とG5からL4を生成するための時間の
差だけ長くなる。G5からL6を生成するための時
間は加重と合計のため２回サンプルを集めるため
クロツクサイクルＲ／25のＭサイクル、または基
本クロツク周波数の32Mサイクルに、２組のサン
プル合計のための2D1と、サンプル減算のための
D2と加えたものである。G5からL4を生成するた
めの時間は加重合計のためにサンプルを集めるた
めの周波数Ｒ／24のＭ／２サイクル、または基本
クロツク周波数8Mサイクルに、サンプル合計用
のD1と、サンプル減算用のD2を加えたものであ
る。L4サンプルをL5サンプルと時間的に整合さ
せるには基本クロツク周波数の余分の遅延の24M
＋D1サイクルを要する。従つて遅延回路１０４
の全遅延は基本クロツク周波数Ｒの40M＋2D1＋
D2サイクルである。同様の計算によつて、遅延
回路１０３，１０２，１０１，１００において各
サンプルが遅延を与えられる基本クロツク周波数
Ｒの各サイクルがそれぞれ52M＋3D1＋D2、58M
＋4D1＋D2、61M＋5D1＋D2および（621/2）Ｍ
＋6D1＋D2であることが決まる。
遅延回路１１２５により与えられる以上に遅延
回路１１２４に要求される遅延は回路３５４にお
ける拡大に要する時間と、加算器５５における加
算に関連する遅延D2である。前者の遅延は加重
と合計のためサンプルを集めるためのクロツク周
波数Ｒ／24のＭ／２サイクルに、基本クロツク周
波数Ｒの8Mサイクルと、加重合計過程の合計に
関係するD1とを加えたもので、遅延回路１１２
４の全遅延は24M＋D1＋D2である。同様の計算
により、遅延回路１１２３，１１２２，１１２
１，１１２０の全遅延は基本周波数Ｒのサイクル
で数えると、それぞれ28M＋3D1＋3D2、30M＋
4D1＋4D2、31M＋5D1＋5D2、（311/2）Ｍ＋6D1
＋6D2である。
回路１１２４に要求される遅延は回路３５４にお
ける拡大に要する時間と、加算器５５における加
算に関連する遅延D2である。前者の遅延は加重
と合計のためサンプルを集めるためのクロツク周
波数Ｒ／24のＭ／２サイクルに、基本クロツク周
波数Ｒの8Mサイクルと、加重合計過程の合計に
関係するD1とを加えたもので、遅延回路１１２
４の全遅延は24M＋D1＋D2である。同様の計算
により、遅延回路１１２３，１１２２，１１２
１，１１２０の全遅延は基本周波数Ｒのサイクル
で数えると、それぞれ28M＋3D1＋3D2、30M＋
4D1＋4D2、31M＋5D1＋5D2、（311/2）Ｍ＋6D1
＋6D2である。
第３図の遅延回路３４０〜３４４の全遅延も、
修正回路３４５〜３５１の遅延がすべて等しいと
すると、同様の計算により決定することができ
る。遅延回路３４０，３４１，３４２，３４３，
３４４，３４５の遅延はそれぞれ基本クロツク周
波数Ｒのサイクル数で示すと、77M＋12D1＋
7D2、76M＋10D1＋6D2、72M＋8D1＋5D2、64M
＋6D1＋4D2、48M＋4D1＋3D2となる。
修正回路３４５〜３５１の遅延がすべて等しいと
すると、同様の計算により決定することができ
る。遅延回路３４０，３４１，３４２，３４３，
３４４，３４５の遅延はそれぞれ基本クロツク周
波数Ｒのサイクル数で示すと、77M＋12D1＋
7D2、76M＋10D1＋6D2、72M＋8D1＋5D2、64M
＋6D1＋4D2、48M＋4D1＋3D2となる。
スペクトル分解装置に用いられるデジタル濾波
は一般に位階濾波と呼ばれるもので、極めて多く
のサンプルに跨がる低域および帯域濾波が、常に
加重合計される比較的少数のサンプルで達せられ
る。
は一般に位階濾波と呼ばれるもので、極めて多く
のサンプルに跨がる低域および帯域濾波が、常に
加重合計される比較的少数のサンプルで達せられ
る。
この発明は１次元情報を表わす信号のスペクト
ルの利用に適用し得るが、バートのピラミツドは
本来２次元の画像情報の空間周波数を分解するた
めに開発されたものである。この発明ばテレビジ
ヨン表示の連続映像フレームに生ずるような変化
する画像情報の空間周波数の実時間スペクトル分
解を可能にする。
ルの利用に適用し得るが、バートのピラミツドは
本来２次元の画像情報の空間周波数を分解するた
めに開発されたものである。この発明ばテレビジ
ヨン表示の連続映像フレームに生ずるような変化
する画像情報の空間周波数の実時間スペクトル分
解を可能にする。
テレビジヨン技術で知られているように、連続
する映像フレーム（NTSC方式）は順次毎秒30フ
レームのフレーム周波数で生じる。各フレームは
525本の飛越し水平走査線から成り、その各奇数
番目の水平走査線が第１フイールド期間中に順次
送信され、各偶数番目の水平走査線が第１フイー
ルド期間に続く第２フイールド期間中に順次送信
され、さらにこの次に次のフレームの第１フイー
ルドが続く。各フイールド期間の長さは1/60秒で
あるが、遅延実時間で画像の全空間周波数を決定
し得るように少なくともフイールド期間内の画素
数を記憶する必要がある。
する映像フレーム（NTSC方式）は順次毎秒30フ
レームのフレーム周波数で生じる。各フレームは
525本の飛越し水平走査線から成り、その各奇数
番目の水平走査線が第１フイールド期間中に順次
送信され、各偶数番目の水平走査線が第１フイー
ルド期間に続く第２フイールド期間中に順次送信
され、さらにこの次に次のフレームの第１フイー
ルドが続く。各フイールド期間の長さは1/60秒で
あるが、遅延実時間で画像の全空間周波数を決定
し得るように少なくともフイールド期間内の画素
数を記憶する必要がある。
順次走査として知られる技法がテレビジヨン技
術でNTSC方式の映像信号から毎秒60フレームの
割合で525本の線から成る完全なフレームを順次
引出すために知られている。この技法では連続す
る各NTSCフイールドを1/60秒のフイールド期間
遅延させる。このため連続する各フイールドのそ
のとき生じている奇数フイールド中は、その奇数
フイールドの連続する各走査線が、１フイールド
時間遅延したその直前の偶数フイールドの連続す
る各走査線と交互に組合つて完全な画素のフレー
ムを形成する。同様に各フレームのそのとき生じ
ている偶数フイールド中は、その偶数フイールド
の各走査線が、１フイールド時間遅延したその直
前の奇数フイールドの各走査線と交互に組合つて
完全な画素のフレームを形成する。
術でNTSC方式の映像信号から毎秒60フレームの
割合で525本の線から成る完全なフレームを順次
引出すために知られている。この技法では連続す
る各NTSCフイールドを1/60秒のフイールド期間
遅延させる。このため連続する各フイールドのそ
のとき生じている奇数フイールド中は、その奇数
フイールドの連続する各走査線が、１フイールド
時間遅延したその直前の偶数フイールドの連続す
る各走査線と交互に組合つて完全な画素のフレー
ムを形成する。同様に各フレームのそのとき生じ
ている偶数フイールド中は、その偶数フイールド
の各走査線が、１フイールド時間遅延したその直
前の奇数フイールドの各走査線と交互に組合つて
完全な画素のフレームを形成する。
上述の順次走査法は現在テレビジヨン業界で開
発中の高品位テレビジヨン（HDTV）として知
られる高解像の画像表示を引出すのに特に有用で
ある。この発明はまたこのHDTVにおいて画像
表示を改善するために有用である。
発中の高品位テレビジヨン（HDTV）として知
られる高解像の画像表示を引出すのに特に有用で
ある。この発明はまたこのHDTVにおいて画像
表示を改善するために有用である。
第１２図はこの発明の原理を用いて順次連続走
査されるテレビジヨン映像フレームに含まれる空
間周波数画像情報のような２次元情報を表わす信
号に対して動作するスペクトル分解装置を示す。
しかしこのような２次元情報は非飛越しテレビジ
ヨンカメラまたは適当な緩衝記憶装置を伴つた線
飛越しテレビジヨンカメラから得ることもでき
る。
査されるテレビジヨン映像フレームに含まれる空
間周波数画像情報のような２次元情報を表わす信
号に対して動作するスペクトル分解装置を示す。
しかしこのような２次元情報は非飛越しテレビジ
ヨンカメラまたは適当な緩衝記憶装置を伴つた線
飛越しテレビジヨンカメラから得ることもでき
る。
第１２図には説明の簡単のためルミナンス信号
の単色処理が記載されているが、この記載される
技術は個別にカラーテレビジヨン信号の原色また
は代数的混合によりそれから引出された信号に適
用することができる。原映像信号はラスタ走査フ
オーマツトでAD変換器１２０５に供給され、未
だサンプル化されていなければサンプリングさ
れ、もし既にサンプル化されていれば再サンプリ
ングされ、最終的にデジタル化される。このデジ
タル化された信号としての映像サンプルはG0で
表され、原信号の完全な２次元空間周波数スペク
トルと、サンプリング過程に原因する高調波スペ
クトルを含んでいる。この高調波スペクトルはサ
ンプリング周波数およびその高調波の各々に関し
て対称である。高調波スペクトルは第１２図のス
ペクトル分解装置に用いられる２次元低域通過空
間周波数濾波器の設計で考慮する必要があるた
め、その存在の一般的事実が注意される。これは
その高調波スペクトルがスペクトル分解中および
その分解スペクトルからの信号合成中にエーリア
シング周波数を発生するからである。
の単色処理が記載されているが、この記載される
技術は個別にカラーテレビジヨン信号の原色また
は代数的混合によりそれから引出された信号に適
用することができる。原映像信号はラスタ走査フ
オーマツトでAD変換器１２０５に供給され、未
だサンプル化されていなければサンプリングさ
れ、もし既にサンプル化されていれば再サンプリ
ングされ、最終的にデジタル化される。このデジ
タル化された信号としての映像サンプルはG0で
表され、原信号の完全な２次元空間周波数スペク
トルと、サンプリング過程に原因する高調波スペ
クトルを含んでいる。この高調波スペクトルはサ
ンプリング周波数およびその高調波の各々に関し
て対称である。高調波スペクトルは第１２図のス
ペクトル分解装置に用いられる２次元低域通過空
間周波数濾波器の設計で考慮する必要があるた
め、その存在の一般的事実が注意される。これは
その高調波スペクトルがスペクトル分解中および
その分解スペクトルからの信号合成中にエーリア
シング周波数を発生するからである。
０次のスペクトル分解段１２１０ではG0から
高域通過スペクトルL0が分離される。この高域
通過動作はG0を低域濾波し、そのG0をAD変換器
１２０５から来たそのタイミングからG0のそれ
より低い周波数の部分が低域濾波応答で遅延され
るのと同じ程度まで遅延させ、この遅延したG0
から低域濾波応答を差引くことにより本質的に行
われる。スペクトル分解がオクターブにより行わ
れるとすると、２次元低域空間周波数濾波器１２
１１の遮断周波数は、分解すべき次のオクターブ
帯域幅の帯域通過スペクトルL1の最高周波数す
なわちその中心周波数の4/3倍となるように選ば
れる。縮小器１２１２では低域濾波されたG0を
Ｒ／２の空間周波数で抽出するためサンプルを行
と列が１つおきに抹消され、その低下したサンプ
ル周波数の信号がさらにスペクトル分解のため段
１２１０の低域出力応答として供給される。ここ
でサンプル周波数の低いこの低域濾波済G0は、
1973年６月発行のプロシーデイングス・オブ・
ザ・アイ・イー・イー・イー（Proceedings of
the IEEE）第61巻第６号第692〜702頁掲載のシ
エーフア（R.W.Schafer）とラビナ（L.R.
Rabiner）の論文「内挿へのデジタル信号処理法
（Ａ Digital Signal Processing Approach to
Interpolation）」に概説された方法に従う内挿を
行われる。拡大回路１２１３では、縮小器１２１
２で消去されたサンプルがナル置換されて今１つ
の２次元低域通過空間周波数濾波器１２１４の入
力信号を生成する。この濾波器はもとの低域濾波
器と同じサンプル重み係数を用いることができる
が、常にもとの低域濾波器と実質的に同じ遮断周
波数を有する。これによつて得られる信号は遅延
回路１２１５で遅延されたG0と同じ大きさのサ
ンプリングマトリツクスを有し、減算器１２１６
で遅延したG0から差引かれて高域通過出力応答
L0を生ずる。L0はG0の高域部であるだけでなく、
また上述のようなスペクトル分解から映像信号を
再合成する間に、縮小器１２において低いサンプ
リング周波数でG0を再サンプリングすることに
より導入される誤差を補償するために用いられる
低周波数位相誤差補正項を含んでいる。
高域通過スペクトルL0が分離される。この高域
通過動作はG0を低域濾波し、そのG0をAD変換器
１２０５から来たそのタイミングからG0のそれ
より低い周波数の部分が低域濾波応答で遅延され
るのと同じ程度まで遅延させ、この遅延したG0
から低域濾波応答を差引くことにより本質的に行
われる。スペクトル分解がオクターブにより行わ
れるとすると、２次元低域空間周波数濾波器１２
１１の遮断周波数は、分解すべき次のオクターブ
帯域幅の帯域通過スペクトルL1の最高周波数す
なわちその中心周波数の4/3倍となるように選ば
れる。縮小器１２１２では低域濾波されたG0を
Ｒ／２の空間周波数で抽出するためサンプルを行
と列が１つおきに抹消され、その低下したサンプ
ル周波数の信号がさらにスペクトル分解のため段
１２１０の低域出力応答として供給される。ここ
でサンプル周波数の低いこの低域濾波済G0は、
1973年６月発行のプロシーデイングス・オブ・
ザ・アイ・イー・イー・イー（Proceedings of
the IEEE）第61巻第６号第692〜702頁掲載のシ
エーフア（R.W.Schafer）とラビナ（L.R.
Rabiner）の論文「内挿へのデジタル信号処理法
（Ａ Digital Signal Processing Approach to
Interpolation）」に概説された方法に従う内挿を
行われる。拡大回路１２１３では、縮小器１２１
２で消去されたサンプルがナル置換されて今１つ
の２次元低域通過空間周波数濾波器１２１４の入
力信号を生成する。この濾波器はもとの低域濾波
器と同じサンプル重み係数を用いることができる
が、常にもとの低域濾波器と実質的に同じ遮断周
波数を有する。これによつて得られる信号は遅延
回路１２１５で遅延されたG0と同じ大きさのサ
ンプリングマトリツクスを有し、減算器１２１６
で遅延したG0から差引かれて高域通過出力応答
L0を生ずる。L0はG0の高域部であるだけでなく、
また上述のようなスペクトル分解から映像信号を
再合成する間に、縮小器１２において低いサンプ
リング周波数でG0を再サンプリングすることに
より導入される誤差を補償するために用いられる
低周波数位相誤差補正項を含んでいる。
この信号の1/2周波数で再サンプリングされる
低域部分と高域部分への分離は各スペクトル分解
段で反復される。連続する各スペクトル分解段は
その入力信号としてその前のスペクトル分解段の
再サンプリング低域出力応答を受信し、サンプリ
ング周波数は各スペクトル分解段でその前のスペ
クトル分解段の1/2になる。最初の１段１２１０
以後の各スペクトル分解段１２２０，１２３０，
１２４０，１２５０，１２６０の高域出力応答は
その前段の低域応答特性によつて与えられた上限
を有し、従つてこの「高域」出力応答は事実漸減
空間周波数の等Ｑ帯域通過スペクトルである。各
段の最初の低域濾波器の応答の間引き率が1/2で
各段の低域濾波器の遮断周波数がそれが発生する
スペクトルの中心周波数の2/3であることは、こ
の等Ｑスペクトルを２次元空間周波数の漸減オク
ターブにする要因である。
低域部分と高域部分への分離は各スペクトル分解
段で反復される。連続する各スペクトル分解段は
その入力信号としてその前のスペクトル分解段の
再サンプリング低域出力応答を受信し、サンプリ
ング周波数は各スペクトル分解段でその前のスペ
クトル分解段の1/2になる。最初の１段１２１０
以後の各スペクトル分解段１２２０，１２３０，
１２４０，１２５０，１２６０の高域出力応答は
その前段の低域応答特性によつて与えられた上限
を有し、従つてこの「高域」出力応答は事実漸減
空間周波数の等Ｑ帯域通過スペクトルである。各
段の最初の低域濾波器の応答の間引き率が1/2で
各段の低域濾波器の遮断周波数がそれが発生する
スペクトルの中心周波数の2/3であることは、こ
の等Ｑスペクトルを２次元空間周波数の漸減オク
ターブにする要因である。
スペクトル分解段１２１０の間引きされた低域
出力応答G1はその縮小器１２１２から次のスペ
クトル分解段１２２０の入力信号として供給され
る。スペクトル分解段１２２０はスペクトル分解
段１２１０の各素子１２１１，１２１２，１２１
３，１２１４，１２１５，１２１６とそれぞれ類
似であるが、段１２２０のサンプリング周波数が
２つの次元で段１２１０の1/2であるための動作
の差がある素子１２２１，１２２２，１２２３，
１２２４，１２２５，１２２６を有する。低域濾
波器１２２１，１２２４はそれぞれ低域濾波器１
２１１，１２１４と同じ加重係数を持つが、段１
２２０のサンプリング周波数を段１２１０に対し
て1/2にすると、濾波器１２２１，１２２４の遮
断周波数は濾波器１２１１および１２１４に対し
て1/2になる。遅延回路１２１５における限り遅
延回路１２２５における減算前の遅延が２倍であ
り、この遅延がシフトレジスタ等のクロツキング
された遅延とすると、この遅延構造は遅延回路１
２２５と１２１５の各遅延クロツキング周波数の
比１／２で与えられる遅延の比２／１と似てい
る。スペクトル分解段１２２０高域出力応答L1
はスペクトルL0のすぐ下の帯域通過スペクトル
である。
出力応答G1はその縮小器１２１２から次のスペ
クトル分解段１２２０の入力信号として供給され
る。スペクトル分解段１２２０はスペクトル分解
段１２１０の各素子１２１１，１２１２，１２１
３，１２１４，１２１５，１２１６とそれぞれ類
似であるが、段１２２０のサンプリング周波数が
２つの次元で段１２１０の1/2であるための動作
の差がある素子１２２１，１２２２，１２２３，
１２２４，１２２５，１２２６を有する。低域濾
波器１２２１，１２２４はそれぞれ低域濾波器１
２１１，１２１４と同じ加重係数を持つが、段１
２２０のサンプリング周波数を段１２１０に対し
て1/2にすると、濾波器１２２１，１２２４の遮
断周波数は濾波器１２１１および１２１４に対し
て1/2になる。遅延回路１２１５における限り遅
延回路１２２５における減算前の遅延が２倍であ
り、この遅延がシフトレジスタ等のクロツキング
された遅延とすると、この遅延構造は遅延回路１
２２５と１２１５の各遅延クロツキング周波数の
比１／２で与えられる遅延の比２／１と似てい
る。スペクトル分解段１２２０高域出力応答L1
はスペクトルL0のすぐ下の帯域通過スペクトル
である。
スペクトル分解段１２２０の間引き低域出力応
答G2はその縮小器１２２２から次のスペクトル
分解段１２３０の入力信号として供給される。
L1より１オクターブ低い帯域通過スペクトルL2
はその入力信号G2に対するスペクトル分解段１
２３０の高域通過出力応答である。スペクトル分
解段１２３０はサンプリング周波数が1/2である
ところが異るが、スペクトル分解段１２２０の各
素子１２２１，１２２２，１２２３，１２２４，
１２２５，１２２６にそれぞれ対応する１２３
１，１２３２，１２３３，１２３４，１２３５，
１２３６を有する。
答G2はその縮小器１２２２から次のスペクトル
分解段１２３０の入力信号として供給される。
L1より１オクターブ低い帯域通過スペクトルL2
はその入力信号G2に対するスペクトル分解段１
２３０の高域通過出力応答である。スペクトル分
解段１２３０はサンプリング周波数が1/2である
ところが異るが、スペクトル分解段１２２０の各
素子１２２１，１２２２，１２２３，１２２４，
１２２５，１２２６にそれぞれ対応する１２３
１，１２３２，１２３３，１２３４，１２３５，
１２３６を有する。
スペクトル分解段１２３０の間引かれた低域出
力応答G3はその縮小器１２３２から次のスペク
トル分解段１２４０の入力信号として供給され
る。L2より１オクターブ低い帯域通過スペクト
ルL3はその入力信号G3に対するスペクトル分解
段１２４０の高域通過出力応答である。スペクト
ル分解段１２４０はサンプリング周波数が1/2で
ある点が異るが、スペクトル分解段１２３０の各
素子１２３１，１２３２，１２３３，１２３４，
１２３５，１２３６にそれぞれ対応する素子１２
４１，１２４２，１２４３，１２４４，１２４
５，１２４６を有する。
力応答G3はその縮小器１２３２から次のスペク
トル分解段１２４０の入力信号として供給され
る。L2より１オクターブ低い帯域通過スペクト
ルL3はその入力信号G3に対するスペクトル分解
段１２４０の高域通過出力応答である。スペクト
ル分解段１２４０はサンプリング周波数が1/2で
ある点が異るが、スペクトル分解段１２３０の各
素子１２３１，１２３２，１２３３，１２３４，
１２３５，１２３６にそれぞれ対応する素子１２
４１，１２４２，１２４３，１２４４，１２４
５，１２４６を有する。
スペクトル分解段１２４０の間引かれた低域出
力応答G4はその縮小器１２４２から次のスペク
トル分解段１２５０に入力信号として供給され
る。L3より１オクターブ低い帯域通過スペクト
ルL4はその入力信号G4の対するスペクトル分解
段１２５０の高域通過出力応答である。スペクト
ル分解段１２５０のはサンプリング周波数が1/2
である点が異るが、スペクトル分解段１２４０の
各素子１２４１，１２４２，１２４３，１２４
４，１２４５，１２４６にそれぞれ対応する素子
１２５１，１２５２，１２５３，１２５４，１２
５５，１２５６を有する。
力応答G4はその縮小器１２４２から次のスペク
トル分解段１２５０に入力信号として供給され
る。L3より１オクターブ低い帯域通過スペクト
ルL4はその入力信号G4の対するスペクトル分解
段１２５０の高域通過出力応答である。スペクト
ル分解段１２５０のはサンプリング周波数が1/2
である点が異るが、スペクトル分解段１２４０の
各素子１２４１，１２４２，１２４３，１２４
４，１２４５，１２４６にそれぞれ対応する素子
１２５１，１２５２，１２５３，１２５４，１２
５５，１２５６を有する。
スペクトル分解段１２５０の間引かれた低域出
力応答G5はその縮小器１２５２から次のスペク
トル分解段１２６０の入力信号として供給され
る。L4より１オクターブ低い帯域通過スペクト
ルL5はその入力信号G5に対するスペクトル分解
段１２６０の高域通過出力応答である。スペクト
ル分解段１２６０はサンプリング周波数が1/2で
ある点が異るが、スペクトル分解段１２５０の各
素子１２５１，１２５２，１２５３，１２５４，
１２５５，１２５６にそれぞれ対応する素子１２
６１，１２６２，１２６３，１２６４，１２６
５，１２６６を有する。
力応答G5はその縮小器１２５２から次のスペク
トル分解段１２６０の入力信号として供給され
る。L4より１オクターブ低い帯域通過スペクト
ルL5はその入力信号G5に対するスペクトル分解
段１２６０の高域通過出力応答である。スペクト
ル分解段１２６０はサンプリング周波数が1/2で
ある点が異るが、スペクトル分解段１２５０の各
素子１２５１，１２５２，１２５３，１２５４，
１２５５，１２５６にそれぞれ対応する素子１２
６１，１２６２，１２６３，１２６４，１２６
５，１２６６を有する。
最後のスペクトル分解段の縮小器から供給され
る間引かれた低域出力応答G〓はここではスペク
トル分解段１２６０の縮小器１２６２から供給さ
れるG6であるが、これは残留低域スペクトル応
答である。これは後続のスペクトル分解段の内挿
済帯域スペクトル応答と最初のスペクトル分解段
のキヤツプストーン高域スペクトル応答を合計し
て信号を再合成する働きをする。L0，L1，L2，
L3，L4，L5は時間ずれ関係にあり、逐次遅延量
を増しつつ供給される。残留低域スペクトルG〓
（ここではG6）は最後の帯域スペクトルG〓-1（こ
こでG5）より時間的に早く、反対方向に斜行し
ている。
る間引かれた低域出力応答G〓はここではスペク
トル分解段１２６０の縮小器１２６２から供給さ
れるG6であるが、これは残留低域スペクトル応
答である。これは後続のスペクトル分解段の内挿
済帯域スペクトル応答と最初のスペクトル分解段
のキヤツプストーン高域スペクトル応答を合計し
て信号を再合成する働きをする。L0，L1，L2，
L3，L4，L5は時間ずれ関係にあり、逐次遅延量
を増しつつ供給される。残留低域スペクトルG〓
（ここではG6）は最後の帯域スペクトルG〓-1（こ
こでG5）より時間的に早く、反対方向に斜行し
ている。
後述のように、スペクトル成分から信号を合成
する反復法もL0，L1，L2，L3，L4，L5のスペク
トル成分が互いに逆方向の時間ずれ関係にあるこ
とを必要とする。スペクトル分解成分の処理とそ
の処理されたスペクトル分解成分からの信号の合
成を説明する前に、スペクトル分解段の構成を次
にさらに詳述する。まず最初の２次元低域濾波器
構体を考える。
する反復法もL0，L1，L2，L3，L4，L5のスペク
トル成分が互いに逆方向の時間ずれ関係にあるこ
とを必要とする。スペクトル分解成分の処理とそ
の処理されたスペクトル分解成分からの信号の合
成を説明する前に、スペクトル分解段の構成を次
にさらに詳述する。まず最初の２次元低域濾波器
構体を考える。
濾波器の設計技術で公知のように、２次元濾波
器構体は非分離式と分離式がある。第１および第
２の次元における分離式濾波は、まず第１の１次
元濾波器を用いて第１の方向に濾波を行い、次に
第２の１次元濾波器を用いて第１の方向と直角の
第２の方向に濾波を行うことにより達せられる。
従つて、分解式２次元低域濾波器を構成する縦続
持続された２つの個別１次元濾波器の各低域濾波
特性は互いに全く無関係であるから、この２つの
低域濾波器のそれぞれの核関数および構造は第２
ａ図、第２ｂ図および第３図ないし第１１図につ
いて上述したものと同様でよい。
器構体は非分離式と分離式がある。第１および第
２の次元における分離式濾波は、まず第１の１次
元濾波器を用いて第１の方向に濾波を行い、次に
第２の１次元濾波器を用いて第１の方向と直角の
第２の方向に濾波を行うことにより達せられる。
従つて、分解式２次元低域濾波器を構成する縦続
持続された２つの個別１次元濾波器の各低域濾波
特性は互いに全く無関係であるから、この２つの
低域濾波器のそれぞれの核関数および構造は第２
ａ図、第２ｂ図および第３図ないし第１１図につ
いて上述したものと同様でよい。
水平走査線のラスタから成るテレビジヨン画像
の場合は、分離式濾波器の２つの直角方向は水平
と垂直であることが望ましい。分離式２次元低域
濾波をこの発明の実行に用いると、垂直低域濾波
の前に水平低域濾波を行うことである利益が得ら
れ、水平低域濾波の前に垂直低域濾波を行うこと
で他の利益が得られる。例えば、まず水平濾波と
間引きを行うと、追の垂直濾波中に垂直核関数に
より作用されるべき水平走査線当りの画素サンプ
ル数を1/2だけ減じるが、垂直濾波を先にすると、
これに比要な比較的長い遅延を与えると共に、第
１２図のスペクトル分解段１２１０，１２２０，
１２３０，１２４０，１２５０，１２６０の各減
算器１２１６，１２２６，１２３６，１２４６，
１２５６，１２６６の正端子にそれぞれ信号G0，
G1，G2，G3，G4，G5を送るため各補償用遅延１
２１５，１２２５，１２３５，１２４５，１２５
５，１２６５を与えるに要する遅延構体と同じ遅
延構体が利用できるようになる。
の場合は、分離式濾波器の２つの直角方向は水平
と垂直であることが望ましい。分離式２次元低域
濾波をこの発明の実行に用いると、垂直低域濾波
の前に水平低域濾波を行うことである利益が得ら
れ、水平低域濾波の前に垂直低域濾波を行うこと
で他の利益が得られる。例えば、まず水平濾波と
間引きを行うと、追の垂直濾波中に垂直核関数に
より作用されるべき水平走査線当りの画素サンプ
ル数を1/2だけ減じるが、垂直濾波を先にすると、
これに比要な比較的長い遅延を与えると共に、第
１２図のスペクトル分解段１２１０，１２２０，
１２３０，１２４０，１２５０，１２６０の各減
算器１２１６，１２２６，１２３６，１２４６，
１２５６，１２６６の正端子にそれぞれ信号G0，
G1，G2，G3，G4，G5を送るため各補償用遅延１
２１５，１２２５，１２３５，１２４５，１２５
５，１２６５を与えるに要する遅延構体と同じ遅
延構体が利用できるようになる。
分離式２次元空間周波数濾波器の綜合濾波応答
は空間周波数平面に平行な断面が正方形または矩
形であり得るが、非分離式濾波器の濾波応答はそ
の他の断面形状を持つことができる。円形や楕円
形の断面は、このような断面の応答を有する濾波
器がテレビジヨン信号における過剰の対角線解像
度の低減に使用し得るため、ラスタ走査テレビジ
ヨン信号の濾波に特に重要である。また全方向に
おける画像の解像度の均一性も、例えばカメラと
表示装置の間で画像を回転する必要があるテレビ
ジヨン方式で重要である。
は空間周波数平面に平行な断面が正方形または矩
形であり得るが、非分離式濾波器の濾波応答はそ
の他の断面形状を持つことができる。円形や楕円
形の断面は、このような断面の応答を有する濾波
器がテレビジヨン信号における過剰の対角線解像
度の低減に使用し得るため、ラスタ走査テレビジ
ヨン信号の濾波に特に重要である。また全方向に
おける画像の解像度の均一性も、例えばカメラと
表示装置の間で画像を回転する必要があるテレビ
ジヨン方式で重要である。
第１２図の２−Ｄ低域濾波器１２１１，１２２
１，１２３１，１２４１，１２５１，１２６１お
よび２−Ｄ低域濾波器１２１４，１２２４，１２
３４，１２４４，１２５４，１２６４として特に
適する濾波特性である象限対称性と線形位相応答
を呈するパタンを持つ濾波器の重みのマトリツク
スを次に示す。
１，１２３１，１２４１，１２５１，１２６１お
よび２−Ｄ低域濾波器１２１４，１２２４，１２
３４，１２４４，１２５４，１２６４として特に
適する濾波特性である象限対称性と線形位相応答
を呈するパタンを持つ濾波器の重みのマトリツク
スを次に示す。
ABCBA
DEFED
GHJHG
DEFED
ABCBA
この加重係数のパタンを持つ核関数マトリツク
スは順次連続する各画像サンプルに作用し、各画
素サンプルは作用を受けたとき位置がマトリツク
スの中心に位置する加重係数Ｊに対応する。低域
濾波器では、加重係数Ｊは最高相対強度レベルを
有し、他の各加重係数は中心位置から離れるほど
小さくなる強度レベルを有する。従つて４隅の加
重係数Ａの強度レベルが最低である。
スは順次連続する各画像サンプルに作用し、各画
素サンプルは作用を受けたとき位置がマトリツク
スの中心に位置する加重係数Ｊに対応する。低域
濾波器では、加重係数Ｊは最高相対強度レベルを
有し、他の各加重係数は中心位置から離れるほど
小さくなる強度レベルを有する。従つて４隅の加
重係数Ａの強度レベルが最低である。
非分離式２次元濾波器の場合には、Ａ、Ｂ、
Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｊの各強度レベルの特
定の選ばれた値は互いに完全に無関係であるが、
２次元分離式濾波器の場合は、加重係数の強度レ
ベルは水平と垂直の１次元核加重係数の各値の交
差乗積から得られるので、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、
Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｊの各値は互いに完全に無関係では
ない。
Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｊの各強度レベルの特
定の選ばれた値は互いに完全に無関係であるが、
２次元分離式濾波器の場合は、加重係数の強度レ
ベルは水平と垂直の１次元核加重係数の各値の交
差乗積から得られるので、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、
Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｊの各値は互いに完全に無関係では
ない。
第１３図に示す一般形式をとり得る成分スペク
トルから電気信号を合成する装置はこの発明にと
つて重要である。スペクトル成分G6′，L5′，L4′，
L3′，L2′，L1′，L0′は第１２図のスペクトル分離
装置から供給されるそのダツシユ（′）のないも
のに応答する。スペクトル成分L0，L1，L2，L3，
L4，L6，L5は第１２図のスペクトル分解装置に
よつて順次時間を遅らせて供給されるが、第１３
図の信号合成装置にG0′，L5′，L4′，L3′，L2′，
L1′，L0′を順次時間を遅らせて供給するため差動
的に遅延させる必要がある。
トルから電気信号を合成する装置はこの発明にと
つて重要である。スペクトル成分G6′，L5′，L4′，
L3′，L2′，L1′，L0′は第１２図のスペクトル分離
装置から供給されるそのダツシユ（′）のないも
のに応答する。スペクトル成分L0，L1，L2，L3，
L4，L6，L5は第１２図のスペクトル分解装置に
よつて順次時間を遅らせて供給されるが、第１３
図の信号合成装置にG0′，L5′，L4′，L3′，L2′，
L1′，L0′を順次時間を遅らせて供給するため差動
的に遅延させる必要がある。
第１３図は連続する複数個の信号合成段１３６
０，１３６５，１３７０，１３７５，１３８０，
１３８５を含む信号合成装置を示す。各段は内挿
を用いてスペクトル成分のサンプルマトリツクス
を拡大し、空間周波数で次に高いスペクトル成分
と同じ長さにしてそのスペクトル成分に加算し得
るようにする。このサンプルマトリツクスの拡大
は、そのマトリツクス内の各サンプル点とナルを
交互に配置し、その結果を低域濾波して高調波構
体を除去する。行この低域濾波は第１２図のスペ
クトル分解装置における対応する内挿処理に付随
する低域濾波と同じ濾波特性を持つことが望まし
い。
０，１３６５，１３７０，１３７５，１３８０，
１３８５を含む信号合成装置を示す。各段は内挿
を用いてスペクトル成分のサンプルマトリツクス
を拡大し、空間周波数で次に高いスペクトル成分
と同じ長さにしてそのスペクトル成分に加算し得
るようにする。このサンプルマトリツクスの拡大
は、そのマトリツクス内の各サンプル点とナルを
交互に配置し、その結果を低域濾波して高調波構
体を除去する。行この低域濾波は第１２図のスペ
クトル分解装置における対応する内挿処理に付随
する低域濾波と同じ濾波特性を持つことが望まし
い。
信号合成装置における内挿に付随する低域濾波
は、第１２図のスペクトル分解装置と第１３図の
合成装置の間に挿入し得る（第３図について前述
したような）修正回路に生ずることがあり、非線
形処理により修正されるG〓またはL〓信号に付随
する高調波を抑圧する。この非線形処理は、信号
合成装置に用いられる内挿処理に付随する低域濾
波がなければ、合成された複合画像に可視のエー
リアシング現象を生ずることがある。
は、第１２図のスペクトル分解装置と第１３図の
合成装置の間に挿入し得る（第３図について前述
したような）修正回路に生ずることがあり、非線
形処理により修正されるG〓またはL〓信号に付随
する高調波を抑圧する。この非線形処理は、信号
合成装置に用いられる内挿処理に付随する低域濾
波がなければ、合成された複合画像に可視のエー
リアシング現象を生ずることがある。
第１３図の合成装置では、低域スペクトル
G6′の各サンプルが拡大回路１３６１でナルと交
互に配列され、第１２図のスペクトル分解装置の
濾波器１２６５の同様の２次元低域空間周波数濾
波器１３６２を通る。濾波器１３６２の応答のサ
ンプルは加算器１３６３においてL5′のサンプル
と加算され、G5の仮定的遅延複製と類似または
同等のG5′を発生する。このG5′サンプルは拡大回
路１３６６でナルと交互配列され、第１２図の低
域濾波器１２５４と同様の低域濾波器１３６７を
通り、加算器１３１８でL4′と加算されてG4の遅
延複製と類似または同等のG4′を発生する。この
サンプルG4′は拡大回路１３７１でナルと交互に
配列され、第１２図の濾波器１２４４と同様の濾
波器１３７２で低域濾波される。この濾波器１３
７２の応答は加算器１３７３でL3′に加算されて
G3の遅延複製と類似または同等のG3′を発生す
る。G3′のサンプルは拡大回路１３７６でナルと
交互に配列され、第１２図の濾波器１２３４と同
様の濾波器１３７７で低域濾波される。濾波器１
３７７の応答は加算器１３７８でL2′に加算され
てG2の遅延複製と類似または同等のG2′を発生す
る。このG2′サンプルは拡大回路１３８１で間に
ナルが挿入され、濾波器１３８２で低域濾波され
る。濾波器１３８２の応答は加算器１３８３で
L1′と加算されて遅延したG1と類似または同等の
G1′を発生する。このG1′のサンプルは内挿のため
拡大回路１３８６と第１２図の濾波器１３８７に
供給され、濾波器１３８７の応答は加算器１３８
８でL0′と加算されて、修正の可能性があるG0で
表されるのと同じ画像で表される合成信号G0′を
発生する。
G6′の各サンプルが拡大回路１３６１でナルと交
互に配列され、第１２図のスペクトル分解装置の
濾波器１２６５の同様の２次元低域空間周波数濾
波器１３６２を通る。濾波器１３６２の応答のサ
ンプルは加算器１３６３においてL5′のサンプル
と加算され、G5の仮定的遅延複製と類似または
同等のG5′を発生する。このG5′サンプルは拡大回
路１３６６でナルと交互配列され、第１２図の低
域濾波器１２５４と同様の低域濾波器１３６７を
通り、加算器１３１８でL4′と加算されてG4の遅
延複製と類似または同等のG4′を発生する。この
サンプルG4′は拡大回路１３７１でナルと交互に
配列され、第１２図の濾波器１２４４と同様の濾
波器１３７２で低域濾波される。この濾波器１３
７２の応答は加算器１３７３でL3′に加算されて
G3の遅延複製と類似または同等のG3′を発生す
る。G3′のサンプルは拡大回路１３７６でナルと
交互に配列され、第１２図の濾波器１２３４と同
様の濾波器１３７７で低域濾波される。濾波器１
３７７の応答は加算器１３７８でL2′に加算され
てG2の遅延複製と類似または同等のG2′を発生す
る。このG2′サンプルは拡大回路１３８１で間に
ナルが挿入され、濾波器１３８２で低域濾波され
る。濾波器１３８２の応答は加算器１３８３で
L1′と加算されて遅延したG1と類似または同等の
G1′を発生する。このG1′のサンプルは内挿のため
拡大回路１３８６と第１２図の濾波器１３８７に
供給され、濾波器１３８７の応答は加算器１３８
８でL0′と加算されて、修正の可能性があるG0で
表されるのと同じ画像で表される合成信号G0′を
発生する。
この発明の２次元実施例は画像の空間周波数を
実時間で処理するときに用いるのに特に適してい
るが、この発明の関与する２次元情報は２次元画
像の空間周波数スペクトルに限定されない。例え
ば２次元の一方が空間周波数情報に対応し、他方
が時間周波数情報に対応することも可能である。
実時間で処理するときに用いるのに特に適してい
るが、この発明の関与する２次元情報は２次元画
像の空間周波数スペクトルに限定されない。例え
ば２次元の一方が空間周波数情報に対応し、他方
が時間周波数情報に対応することも可能である。
さらにこの発明は３次元以上で決定する情報の
実時間周波数スペクトルの分解に有用である。例
えば３次元情報の場合、３次元の全部が空間情報
に対応することもあり、２次元が空間情報で他の
１次元が時間情報に対応することもある。これに
ついて興味のあるのは、表示されたテレビジヨン
画像における運動に応答する画像処理装置であ
る。この場合は、表示画像の空間周波数スペクト
ルの静止被写体に対応する部分が映像情報の各映
像フレーム間で不変であるのに対し、運動する被
写体に対応する部分はフレーム間で変る。この発
明の原理を用いたスペクトル分解装置は３次元低
域濾波器を利用するこのような画像処理装置にも
利用することができる。この低域濾波器の３次元
の２つは空間であつて第１２図の２次元スペクト
ル分解器の各段に付随する２次元低域濾波器の２
つの空間次元に対応し、第３の次元は時間であつ
て、連動する被写体により表示画像の対応画素の
強度レベルの各フレーム間の値に生ずる変化によ
る３次元スペクトルの微細構造特性に応答する。
実時間周波数スペクトルの分解に有用である。例
えば３次元情報の場合、３次元の全部が空間情報
に対応することもあり、２次元が空間情報で他の
１次元が時間情報に対応することもある。これに
ついて興味のあるのは、表示されたテレビジヨン
画像における運動に応答する画像処理装置であ
る。この場合は、表示画像の空間周波数スペクト
ルの静止被写体に対応する部分が映像情報の各映
像フレーム間で不変であるのに対し、運動する被
写体に対応する部分はフレーム間で変る。この発
明の原理を用いたスペクトル分解装置は３次元低
域濾波器を利用するこのような画像処理装置にも
利用することができる。この低域濾波器の３次元
の２つは空間であつて第１２図の２次元スペクト
ル分解器の各段に付随する２次元低域濾波器の２
つの空間次元に対応し、第３の次元は時間であつ
て、連動する被写体により表示画像の対応画素の
強度レベルの各フレーム間の値に生ずる変化によ
る３次元スペクトルの微細構造特性に応答する。
上記この発明の実施例の説明において、時間信
号G0を１次元以上の情報を決定する周波数スペ
クトルを有するベースバンド信号と仮定したが、
公知のように、このようなベースバンド情報は、
それがベースバンド情報成分により変調された搬
送波周波数の側波帯で構成されるような周波数多
重化フオーマツトで通信されることが多い。第１
図の各中継手段１００−１，…１００Ｎに適当な
変調器と復調器を用いることにより、G0およ
び／またはG1，…GNの何れかおよび／またはL0，
…LNの何れかを周波数多重化信号とすることが
できる。
号G0を１次元以上の情報を決定する周波数スペ
クトルを有するベースバンド信号と仮定したが、
公知のように、このようなベースバンド情報は、
それがベースバンド情報成分により変調された搬
送波周波数の側波帯で構成されるような周波数多
重化フオーマツトで通信されることが多い。第１
図の各中継手段１００−１，…１００Ｎに適当な
変調器と復調器を用いることにより、G0およ
び／またはG1，…GNの何れかおよび／またはL0，
…LNの何れかを周波数多重化信号とすることが
できる。
用語「シフトレジスタ」は特許請求の範囲にお
いて例えば読取後書込み直列記憶装置のように同
効の機能を果す手段を含むと解釈すべきものとす
る。
いて例えば読取後書込み直列記憶装置のように同
効の機能を果す手段を含むと解釈すべきものとす
る。
第１図は最も一般的かつ総括的な形で実施され
たこの発明を示す機能的ブロツク図、第１ａ図は
第１図のサンプル信号中継手段群の任意の１つの
第１種のデジタル実施例を示す図、第１ｂ図は第
１図のサンプル信号中継手段群の任意の１つの第
２種のデジタル実施例を示す図、第１ｃ図は第１
図の第１種または第２種のサンプル信号中継手段
の最後の１つの代替用デジタル実施例を示す図、
第２図はこの発明の実行において用い得る核加重
関数の例を示す図、第３図はこの発明の原理を実
施したスペクトル分解装置、スペクトル修正回路
および信号合成装置の１次元方式のブロツク図、
第４図はこの発明を実施した第３図のスペクトル
分解処理の反復計算に用いられる分解段の１つの
ブロツク図、第５図はこの発明の他の実施例にお
ける第４図の分解段の連続対に適用し得る変形の
ブロツク図、第６図はスペクトル成分から信号を
合成する第３図の反復処理に用いられる合成段の
１つのブロツク図、第７図、第８図、第９図およ
び第１０図はこの発明に用いる第３図の代表的ス
ペクトル修正回路のブロツク図、第１１図はこの
発明の原理により処理のためスペクトルサンプル
を時間的に整合させるのが望ましいときに用いる
第３図の方式の変形のブロツク図、第１２図はス
ペクトル分解を実時間で行うためにパイプライン
構体を用いた２次元空間周波数スペクトル分解装
置のブロツク図、第１３図は第１２図のスペクト
ル分解装置により分解されたサンプルフイールド
を表わす信号をその出力スペクトルから合成する
装置のブロツク図である。 １ａ，１ｂ……パイプライン、１００−１，…
１００−Ｎ……サンプル信号中継手段、１０２，
１０４……第１の手段、１０２……ｍタツプたた
み込み濾波器、１０９，１１０……第２の手段、
１１０……サンプル減算手段、１０６，１０８，
１０９……遅延手段（第３の手段）、１０４……
縮小（間引き）器、１０６……拡大器、１０８…
…内挿手段、３５３〜３６３……サンプル信号組
合せ手段。
たこの発明を示す機能的ブロツク図、第１ａ図は
第１図のサンプル信号中継手段群の任意の１つの
第１種のデジタル実施例を示す図、第１ｂ図は第
１図のサンプル信号中継手段群の任意の１つの第
２種のデジタル実施例を示す図、第１ｃ図は第１
図の第１種または第２種のサンプル信号中継手段
の最後の１つの代替用デジタル実施例を示す図、
第２図はこの発明の実行において用い得る核加重
関数の例を示す図、第３図はこの発明の原理を実
施したスペクトル分解装置、スペクトル修正回路
および信号合成装置の１次元方式のブロツク図、
第４図はこの発明を実施した第３図のスペクトル
分解処理の反復計算に用いられる分解段の１つの
ブロツク図、第５図はこの発明の他の実施例にお
ける第４図の分解段の連続対に適用し得る変形の
ブロツク図、第６図はスペクトル成分から信号を
合成する第３図の反復処理に用いられる合成段の
１つのブロツク図、第７図、第８図、第９図およ
び第１０図はこの発明に用いる第３図の代表的ス
ペクトル修正回路のブロツク図、第１１図はこの
発明の原理により処理のためスペクトルサンプル
を時間的に整合させるのが望ましいときに用いる
第３図の方式の変形のブロツク図、第１２図はス
ペクトル分解を実時間で行うためにパイプライン
構体を用いた２次元空間周波数スペクトル分解装
置のブロツク図、第１３図は第１２図のスペクト
ル分解装置により分解されたサンプルフイールド
を表わす信号をその出力スペクトルから合成する
装置のブロツク図である。 １ａ，１ｂ……パイプライン、１００−１，…
１００−Ｎ……サンプル信号中継手段、１０２，
１０４……第１の手段、１０２……ｍタツプたた
み込み濾波器、１０９，１１０……第２の手段、
１１０……サンプル減算手段、１０６，１０８，
１０９……遅延手段（第３の手段）、１０４……
縮小（間引き）器、１０６……拡大器、１０８…
…内挿手段、３５３〜３６３……サンプル信号組
合せ手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 与えられた時間信号の情報成分の周波数スペ
クトルを（Ｎ＋１）個の各別の周波数帯に分解す
るための信号処理装置であつて； 上記成分が与えられた数の次元を持つ情報に対
応し、Ｎが複数整数で、上記周波数スペクトル中
の対象とする最高周波数がf0であり、上記周波数
スペクトルを実時間で分解するため、１群をなす
ように順序正しく配置されたＮ個の抽出信号中継
手段よりなるパイプラインを備え、その各中継手
段が第１および第２の入力端子と第１および第２
の出力端子とを含み、上記中継手段群中の第１の
中継手段の上記第１の入力端子が上記与えられた
時間信号を受信するように結合され、上記中継手
段群中の上記第２ないし第Ｎの中継手段のそれぞ
れの上記第１の入力端子が上記中継手段群中の上
記各中継手段の直前の中継手段の上記第１の出力
端子に結合されて、上記中継手段群中の上記各中
継手段からその直後の中継手段に信号を送るよう
になつており、上記中継手段群中の上記各中継手
段の上記第２の入力端子が各別のサンプリング周
波数のクロツク信号を受信するように結合され
て、その各中継手段の上記第１および第２の出力
端子に、印加されたクロツク信号のサンプリング
周波数に等しい周波数で抽出された信号がそれぞ
れ引出されるようになつており、上記中継手段群
中の上記各中継手段が上記情報成分に対しその第
１の入力端子と第１の出力端子との間に低域通過
伝達関数を呈し、上記中継手段群中の上記各中継
手段の上記低域通過伝達関数が、各その中継手段
の第２の入力端子に印加されるクロツク信号のサ
ンプリング周波数の順関数である公称遮断周波数
を有し、上記中継手段群中の上記第１の中継手段
の第２の入力端子に印加されるクロツク信号が、
(a)f0の２倍で、(b)上記情報成分に関し上記中継手
段群中の上記第１の中継手段の上記低域通過伝達
関数に対してf0より低い公称遮断周波数を与える
サンプリング周波数を有し、上記中継手段群中の
上記第２ないし第Ｎの中継手段のそれぞれの第２
の入力端子に印加されるクロツク信号が、(a)上記
中継手段群中の各中継手段の直前の中継手段の第
２の入力に印加されるクロツク信号の周波数より
低く、(b)その第１の入力端子に印加される信号の
情報成分の最高周波数の２倍に少くとも等しく、
(c)上記中継手段群中のその直前の中継手段より低
い公称遮断周波数をその低域通過伝達関数に与え
るサンプリング周波数を有し、上記中継手段群中
の上記各中継手段の上記第２の出力端子に引出さ
れた上記信号の情報成分が、その上記第１の入力
端子に印加される信号の情報成分と、その第１の
出力端子に引出された信号の情報成分の順関数と
の差に対応し、このため上記（Ｎ＋１）個の各別
の周波数帯が、上記Ｎ個の中継手段の上記第２の
出力端子に生ずるＮ個の各信号と、その第Ｎの中
継手段の第１の出力端子に生ずる信号とを含むこ
とを特徴とする信号処理装置。 ２ 上記中継手段群中の上記各中継手段が、その
各中継手段の第１および第２の入力端子と第１の
出力端子に結合されてその各中継手段の上記低域
通過伝達関数を与える第１の手段と、この第１の
手段と上記各中継手段の第２の入力端子および第
２の出力端子に結合されてその各中継手段の第２
出力端子に上記差信号を引出す第２の手段とを含
み、上記第１の手段が、ｍを与えられた複数整数
としたとき、その中継手段の第１の入力端子に印
加される信号の情報成分をその中継手段の第２の
入力端子に印加されるクロツク信号の周波数に対
応するサンプリング周波数で所定の核関数により
たたみ込むｍタツプたたみ込み濾波器を含み、上
記所定の核関数と上記その中継手段のたたみ込み
濾波器の上記サンプリング周波数が、上記情報成
分の各次元におけるその中継手段の低域通過伝達
関数の形と公称遮断周波数をそれぞれ画定し、上
記第２の手段がサンプル減算手段とこのサンプル
減算手段を遅延手段を介して上記第１の手段に結
合する上記遅延手段を含む第３の手段とを含み、
上記サンプル減算手段がその中継手段のたたみ込
まれたサンプルのサンプリング周波数で時間的整
合関係で、その中継手段のたたみ込まれたサンプ
ルの順次生ずる各サンプルレベルをその中継手段
の第１の入力端子に印加される信号の情報成分の
順次対応して生ずる各レベルからその中継手段の
たたみ込み濾波器の上記所定の核関数によりたた
み込まれる前に差引き、これによつて上記サンプ
ル減算手段の出力が、その中継手段のたたみ込ま
れたサンプルのサンプリング周波数で順次生ずる
各差サンプルレベルを含み、その各差サンプルレ
ベルがその中継手段の第２の出力端子に引出され
る信号の情報成分を構成することを特徴とする特
許請求の範囲１記載の信号処理装置。 ３ 上記中継手段群中の上記中継手段の少くとも
１つの上記第１の手段が与えられた形式を有し、
その与えられた形式の第１の手段が上記たたみ込
み濾波器とこの濾波器とこの濾波器の出力と上記
中継手段群中のその中継手段の第１の出力端子と
の間に直列に結合された縮小器から成り、上記与
えられた形式の第１の手段の上記たたみ込み濾波
器が、その出力にその中継手段の第２の入力端子
に印加されたクロツク信号のサンプリング周波数
に対応する上記情報成分の各次元の特定のサンプ
ル密度を引出し、上記与えられた形式の第１の手
段の上記縮小器が、上記情報成分の上記各次元に
おいて、その与えられた形式の第１の手段のたた
み込み濾波器の出力に生じるたたみ込まれたサン
プルの全部でないあるものだけその中継手段の上
記第１の出力端子に送り、これによつてその中継
手段の上記第１の出力端子の上記情報成分の上記
各次元における上記たたみ込まれたサンプルの縮
小されたサンプル密度が、その中継手段のたたみ
込み濾波器の出力の上記情報成分の対応次元の上
記特定のサンプル密度に対して減じられるように
なつていることを特徴とする特許請求の範囲２記
載の信号処理装置。 ４ 上記中継手段の上記少くとも１つの中で、上
記第３の手段が、上記たたみ込み濾波器の出力と
上記サンプル減算手段の間に結合されて上記たた
み込まれた情報成分を上記たたみ込み濾波器から
上記サンプル減算手段に直接印加する第４の手段
を含むことを特徴とする特許請求の範囲３記載の
信号処理装置。 ５ 上記第３の手段は、さらに上記縮小器と上記
サンプル減算器の間に結合され、その中継手段の
上記第１の出力端子の上記情報成分の各次元にお
ける上記たたみ込まれたサンプルの縮小されたサ
ンプル密度を拡張して上記サンプル減算手段のそ
の次元における上記たたみ込まれたサンプルの上
記特定のサンプル密度に戻す第５の手段を含み、
その第５の手段が、それぞれ上記縮小されたサン
プル密度にない上記たたみ込み濾波器の出力の各
たたみ込みサンプルに発生が対応するそれぞれ零
値レベルの追加のサンプルを挿入するサンプル拡
大器と、上記挿入された各追加サンプルの零値レ
ベルを内挿値サンプルレベルに置き換える働きを
する内挿手段とを含むことを特徴とする特許請求
の範囲３記載の信号処理装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB838317406A GB8317406D0 (en) | 1983-06-27 | 1983-06-27 | Real-time spectral |
| GB8317407 | 1983-06-27 | ||
| GB8317406 | 1983-06-27 | ||
| US596817 | 1983-06-27 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3098134A Division JPH0783235B2 (ja) | 1983-06-27 | 1991-04-02 | 信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6037811A JPS6037811A (ja) | 1985-02-27 |
| JPH0411045B2 true JPH0411045B2 (ja) | 1992-02-27 |
Family
ID=10544845
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58146090A Pending JPS6037809A (ja) | 1983-06-27 | 1983-08-10 | 相補ｂ級シングルエンデイツドプツシユプル増幅回路 |
| JP59134032A Granted JPS6037811A (ja) | 1983-06-27 | 1984-06-27 | 信号処理装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58146090A Pending JPS6037809A (ja) | 1983-06-27 | 1983-08-10 | 相補ｂ級シングルエンデイツドプツシユプル増幅回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (2) | JPS6037809A (ja) |
| BE (1) | BE899986A (ja) |
| DD (1) | DD239482A5 (ja) |
| GB (1) | GB8317406D0 (ja) |
| ZA (1) | ZA844037B (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8518803D0 (en) * | 1985-07-25 | 1985-08-29 | Rca Corp | Locating target patterns within images |
| JPS62161538A (ja) * | 1986-01-11 | 1987-07-17 | 松下電工株式会社 | 電気用積層板 |
-
1983
- 1983-06-27 GB GB838317406A patent/GB8317406D0/en active Pending
- 1983-08-10 JP JP58146090A patent/JPS6037809A/ja active Pending
-
1984
- 1984-05-28 ZA ZA844037A patent/ZA844037B/xx unknown
- 1984-06-21 BE BE0/213196A patent/BE899986A/fr not_active IP Right Cessation
- 1984-06-25 DD DD84264511A patent/DD239482A5/de unknown
- 1984-06-27 JP JP59134032A patent/JPS6037811A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6037811A (ja) | 1985-02-27 |
| GB8317406D0 (en) | 1983-07-27 |
| BE899986A (fr) | 1984-10-15 |
| DD239482A5 (de) | 1986-09-24 |
| JPS6037809A (ja) | 1985-02-27 |
| ZA844037B (en) | 1984-12-24 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |