JPH04114536A - 変調装置 - Google Patents
変調装置Info
- Publication number
- JPH04114536A JPH04114536A JP2234898A JP23489890A JPH04114536A JP H04114536 A JPH04114536 A JP H04114536A JP 2234898 A JP2234898 A JP 2234898A JP 23489890 A JP23489890 A JP 23489890A JP H04114536 A JPH04114536 A JP H04114536A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- output
- transmission
- amplitude
- wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、ディジタル自動車電話、ゲイジタル携帯電話
等に利用する変調装置に関する。
等に利用する変調装置に関する。
従来の技術
第８図は従来の変形デーオバイナ１Ｊｓ８Ｂ変調装置の
構成を示している。第８図において、１はデータ入力端
であり、フィルタ２．３に接続されている。フィルタ２
は、第９図に示す変形デュオバイナリパルスをインパル
ス応答に持つフィルタであり、フィルタ３は第１０図に
示す変形デュオバイナリパルスをヒルベルト変換シタパ
ルス（以下ヒルベルト変換パルスと記す）をインパルス
応答として持つフィルタである。４は発振器、６は９０
°移相器、６．７は乗算器、８は加算器、９は出力端で
ある。
構成を示している。第８図において、１はデータ入力端
であり、フィルタ２．３に接続されている。フィルタ２
は、第９図に示す変形デュオバイナリパルスをインパル
ス応答に持つフィルタであり、フィルタ３は第１０図に
示す変形デュオバイナリパルスをヒルベルト変換シタパ
ルス（以下ヒルベルト変換パルスと記す）をインパルス
応答として持つフィルタである。４は発振器、６は９０
°移相器、６．７は乗算器、８は加算器、９は出力端で
ある。
次に上記従来例の動作について述べる。第８図において
、データ入力端１から”０”又は”１“のディジタルデ
ータが入力すると、１“の入力に対して、フィルタ２は
変形デニオバイナリパルスを、フィルタ３はヒルベルト
変換パルスを発生する。
、データ入力端１から”０”又は”１“のディジタルデ
ータが入力すると、１“の入力に対して、フィルタ２は
変形デニオバイナリパルスを、フィルタ３はヒルベルト
変換パルスを発生する。
発振器４は余弦波を出力しており、その一部は９０°移
相器６にて移相され正弦波となる。乗算器６は、上記フ
ィルタ２の出力と上記余弦波を掛け合わせ、乗算器７は
、上記フィルタ３の出力と上記正弦波を掛け合わせる。
相器６にて移相され正弦波となる。乗算器６は、上記フ
ィルタ２の出力と上記余弦波を掛け合わせ、乗算器７は
、上記フィルタ３の出力と上記正弦波を掛け合わせる。
加算器８では、乗算器６の出力と乗算器７の出力を加え
てＳＳＢ変調波を得、出力端９から出力する。
てＳＳＢ変調波を得、出力端９から出力する。
第１１図は上記フィルタ２の出力を横軸、上記フィルタ
３の出力を縦軸にプロットしたりサージ−図であり、第
１２図は、第１１図をパルス間隔毎にプロットしたもの
である。横軸の値に注目すると、変形デュオバイナリの
３値振幅が伝送されていることがわかる。また、第１３
図は、出力端９から出力される被変調波の時間波形であ
る。
３の出力を縦軸にプロットしたりサージ−図であり、第
１２図は、第１１図をパルス間隔毎にプロットしたもの
である。横軸の値に注目すると、変形デュオバイナリの
３値振幅が伝送されていることがわかる。また、第１３
図は、出力端９から出力される被変調波の時間波形であ
る。
このように上記実施例の変形デュオバイナリＳＳＢ変調
装置によっても、データ速度に等しい帯域幅で伝送する
ことができ、データ速度の１．０〜２０倍の帯域を要す
るＱＰＳＫ変調装置よりも狭帯域伝送が可能である。
装置によっても、データ速度に等しい帯域幅で伝送する
ことができ、データ速度の１．０〜２０倍の帯域を要す
るＱＰＳＫ変調装置よりも狭帯域伝送が可能である。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、上記従来の変形デュオバイナリ変調装置
では、振幅情報を用いてデータ伝送を行うため、フェー
シングに弱（・・と（・６問題があった。
では、振幅情報を用いてデータ伝送を行うため、フェー
シングに弱（・・と（・６問題があった。
さらに、第１０図に示すようにヒルベルト変換パルスが
負の大きな振幅を持つため、包絡線変動幅が大きくなっ
て大きな送信電力を要するという問題があった。
負の大きな振幅を持つため、包絡線変動幅が大きくなっ
て大きな送信電力を要するという問題があった。
本発明はこのような従来の問題を解決するものであり一
伝送帯域を増加させることなく、フェージングに強く、
従来より低電力でデータ伝送を行える優れた変形デ＝オ
バイナＩＪｓｓＢ変調装置を提供することを目的とする
ものである。
伝送帯域を増加させることなく、フェージングに強く、
従来より低電力でデータ伝送を行える優れた変形デ＝オ
バイナＩＪｓｓＢ変調装置を提供することを目的とする
ものである。
課題を解決するための手段
本発明は、上記目的を達成するために、ヒルベルト変換
パルスを発生するフィルタ出力に直流分を加え、包絡線
変動幅を最小にすることにより、振幅情報を位相情報に
マツピングし、フェーシング歪に強く、しかも送信電力
の低減化を図るようにしたものである。
パルスを発生するフィルタ出力に直流分を加え、包絡線
変動幅を最小にすることにより、振幅情報を位相情報に
マツピングし、フェーシング歪に強く、しかも送信電力
の低減化を図るようにしたものである。
作用
本発明は上記のような構成により次のような作用を有す
る。すなわち、ヒルヘルド変換パルスを発生するフィル
タ出力に直流分を加えると、リサージ−は縦軸方向に平
行移動するため、包絡線が零振幅にならなくなり変動幅
を最小にできるので、約０．８ｄＢ送信電力低減できる
。又、包絡線が零にならないため、振幅情報が位相情報
にマツピングされており、リミタアンプで受けた後、位
相を検出して振幅情報を取りだすこともできる。
る。すなわち、ヒルヘルド変換パルスを発生するフィル
タ出力に直流分を加えると、リサージ−は縦軸方向に平
行移動するため、包絡線が零振幅にならなくなり変動幅
を最小にできるので、約０．８ｄＢ送信電力低減できる
。又、包絡線が零にならないため、振幅情報が位相情報
にマツピングされており、リミタアンプで受けた後、位
相を検出して振幅情報を取りだすこともできる。
実施例
第１図は本発明の一実施例の構成を示すものである。第
１図において、１０はデータ入力端、１１は第２図に示
す変形デュオバイナリパルスをインパルス応答に持つフ
ィルタ、１２は第３図に示すヒルベルト変換パルスをイ
ンパルス応答に持つフィルタ、１３は直流電源、１４は
加算器である。
１図において、１０はデータ入力端、１１は第２図に示
す変形デュオバイナリパルスをインパルス応答に持つフ
ィルタ、１２は第３図に示すヒルベルト変換パルスをイ
ンパルス応答に持つフィルタ、１３は直流電源、１４は
加算器である。
１６は発振器、１６は９０°移相器、１７．１８は乗算
器、１９は加算器、２０は出力端である。
器、１９は加算器、２０は出力端である。
次に上記実施例の動作について述べる。第１図において
、データ入力端から０“又は”１ のディジタルデータ
が入力すると、 １ の入力に対して、フィルタ１１は
変形デ＝オバイナリの重み付パルス列を、フィルタ１２
は変形デュオバイナリのヒルベルト変換の重み付パルス
列を発生する。直流電源１３は第３図に示すヒルベルト
変換パルスにおし・て、ピーク振幅をＰｈ （０）、ピ
ークより２パルス時間離れた時刻での振幅をＰｈ（２Ｔ
）とすると、式（１）に示す電圧値を供給する。
、データ入力端から０“又は”１ のディジタルデータ
が入力すると、 １ の入力に対して、フィルタ１１は
変形デ＝オバイナリの重み付パルス列を、フィルタ１２
は変形デュオバイナリのヒルベルト変換の重み付パルス
列を発生する。直流電源１３は第３図に示すヒルベルト
変換パルスにおし・て、ピーク振幅をＰｈ （０）、ピ
ークより２パルス時間離れた時刻での振幅をＰｈ（２Ｔ
）とすると、式（１）に示す電圧値を供給する。
゛告Ｉ Ｐｈ（０） ｌ−ｌ Ｐｈ（２Ｔ） ｌ
（１）加算器１４は、フィルタ１２の出力に直流電
源１３の電圧を加える。発振器１５は余弦波を出力して
おり、その一部は９０１’移相器１６にて移相され正弦
波となる。乗算器１７は、フィルタ１１の出力と発振器
１６からの余弦波を掛け合わせ、乗算器１８は加算器１
４の出力と９０’移相器１６の出力である正弦波を掛け
合わせる。加算器１９は乗算器１７の出力と乗算器１８
の出力を加え、搬送波付のＳＳＢ変調波を得、出力端２
０から出力する。
（１）加算器１４は、フィルタ１２の出力に直流電
源１３の電圧を加える。発振器１５は余弦波を出力して
おり、その一部は９０１’移相器１６にて移相され正弦
波となる。乗算器１７は、フィルタ１１の出力と発振器
１６からの余弦波を掛け合わせ、乗算器１８は加算器１
４の出力と９０’移相器１６の出力である正弦波を掛け
合わせる。加算器１９は乗算器１７の出力と乗算器１８
の出力を加え、搬送波付のＳＳＢ変調波を得、出力端２
０から出力する。
なお第４図はフィルタ１１の出力を横軸、加算器１４の
出力を縦軸にプロットしたりサージュ図であり、第５図
は、第４図をパルス間隔毎にプロソトしたものである。
出力を縦軸にプロットしたりサージュ図であり、第５図
は、第４図をパルス間隔毎にプロソトしたものである。
また第６図は出力端２０かも出力される被変調波の時間
波形、第７図はそのスペクトルである。
波形、第７図はそのスペクトルである。
このように、上記実施例によれば、加算器１４にて、フ
ィルタ１２の出力に直流成分を加えることにより、第４
図に示すように包絡線振幅は非零となり、包絡線変動が
減少し、送信電力も０．８ ｄＢ減少する。又、第６図
の信号配置からも明らかなように、横軸方向の３値振幅
情報は位相情報にマツピングされており、受信機でリミ
タアンプを用（・て被変調波を受信してもその位相情報
から振幅情報を抽出することができる。従ってフェージ
ング歪に対しても強いという効果を有する。また、第６
図からも明らかなように、本装置による送信帯域は従来
と同様データ伝送速度と等しくなる。
ィルタ１２の出力に直流成分を加えることにより、第４
図に示すように包絡線振幅は非零となり、包絡線変動が
減少し、送信電力も０．８ ｄＢ減少する。又、第６図
の信号配置からも明らかなように、横軸方向の３値振幅
情報は位相情報にマツピングされており、受信機でリミ
タアンプを用（・て被変調波を受信してもその位相情報
から振幅情報を抽出することができる。従ってフェージ
ング歪に対しても強いという効果を有する。また、第６
図からも明らかなように、本装置による送信帯域は従来
と同様データ伝送速度と等しくなる。
なお、本実施例では０“、“１“のディジタルデータを
伝送しているが、多値データの伝送に対しても同様の効
果を有する。
伝送しているが、多値データの伝送に対しても同様の効
果を有する。
発明の効果
本発明は上記実施例より明らかなように、変形デーオバ
イナ１）ＳＳＢの直交変調器にお（・て、ヒルベルト変
換パルスのチャネルに直流成分を加えて包絡線変動幅を
最小にしたものであり、送信電力を低減できるという利
点を有する。さらに、包絡線振幅は零にならないため、
振幅情報が位相情報にマツピングされ、フェージング歪
に強くなるという効果を有する。
イナ１）ＳＳＢの直交変調器にお（・て、ヒルベルト変
換パルスのチャネルに直流成分を加えて包絡線変動幅を
最小にしたものであり、送信電力を低減できるという利
点を有する。さらに、包絡線振幅は零にならないため、
振幅情報が位相情報にマツピングされ、フェージング歪
に強くなるという効果を有する。
第１図は本発明の一実施例における変形デーオバイナＩ
ＪｓｓＢ変調装置の概略ブロック図、第２第５図は第４
図により送信される信号配置図、第６図は送信被変調波
の時間波形図、第７図はそのスペクトル図、第８図は従
来の変形デ＝オバイナＩＪｓｓＢ変調装置の概略ブロッ
ク図、第９図は同国 装置の第１のフィルタのインパルス応答波〈第第１２図
は第１１図により送信される信号配置図、第１３図は送
信被変調波の時間波形図である。 １ｏ・・・データ入力端、１１．１２・・フィルタ、１
３・直流電源、１４．１９・・加算器、１５・・・発振
器、１６・・・９０°移相器、−１７，１８・・・乗算
器、２０・・・出力端。 代理人の氏名 弁理士 小鍜治 明 ほか２名区 派 第 図 第 図 ｌ 第 図 〃０ ／め ／、５Ｕ ／７．５ ＵＵ 第 図 第 図 第 図 ｌ 第 図 Ｘ／Ｑ ［＃Ｚ］ 第 図 乙“ にＯ ／２５ ／７５ 、とり 第 図 第 図 ｌ 第 図 ｌ ／ 第 図 ｌ ＩＯ
ＪｓｓＢ変調装置の概略ブロック図、第２第５図は第４
図により送信される信号配置図、第６図は送信被変調波
の時間波形図、第７図はそのスペクトル図、第８図は従
来の変形デ＝オバイナＩＪｓｓＢ変調装置の概略ブロッ
ク図、第９図は同国 装置の第１のフィルタのインパルス応答波〈第第１２図
は第１１図により送信される信号配置図、第１３図は送
信被変調波の時間波形図である。 １ｏ・・・データ入力端、１１．１２・・フィルタ、１
３・直流電源、１４．１９・・加算器、１５・・・発振
器、１６・・・９０°移相器、−１７，１８・・・乗算
器、２０・・・出力端。 代理人の氏名 弁理士 小鍜治 明 ほか２名区 派 第 図 第 図 ｌ 第 図 〃０ ／め ／、５Ｕ ／７．５ ＵＵ 第 図 第 図 第 図 ｌ 第 図 Ｘ／Ｑ ［＃Ｚ］ 第 図 乙“ にＯ ／２５ ／７５ 、とり 第 図 第 図 ｌ 第 図 ｌ ／ 第 図 ｌ ＩＯ
Claims (1)
- ディジタル入力データに対して、変形デュオバイナリの
重み付パルス列を発生させる第１のフィルタと、上記入
力データに対し、変形デュオバイナリのヒルベルト変換
の重み付パルス列を発生させる第２のフィルタと、送信
余弦波を発生させる発振器と、上記余弦波から正弦波を
得るための９０°移相器と、上記第２のフィルタの出力
に直流電圧を印加する手段と、上記余弦波と上記第１の
フィルタ出力を掛け合わせる第１の乗算器と、上記正弦
波と直流電圧を印加された第２のフィルタ出力を掛け合
わせる第２の乗算器と、上記第１の乗算器出力と上記第
２の乗算器出力を加える加算器とを有する変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2234898A JP2776623B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2234898A JP2776623B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04114536A true JPH04114536A (ja) | 1992-04-15 |
| JP2776623B2 JP2776623B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=16978032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2234898A Expired - Fee Related JP2776623B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2776623B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5999300A (en) * | 1997-02-14 | 1999-12-07 | Telecommunications Research Laboratories | Hybrid single sideband optical modulator |
-
1990
- 1990-09-04 JP JP2234898A patent/JP2776623B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS=1976 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5999300A (en) * | 1997-02-14 | 1999-12-07 | Telecommunications Research Laboratories | Hybrid single sideband optical modulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2776623B2 (ja) | 1998-07-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0716526B1 (en) | Method of producing modulating waveforms with constant envelope | |
| US4485357A (en) | Circuit for amplitude and phase modulation of carrier signal by two respective input signals | |
| US4584541A (en) | Digital modulator with variations of phase and amplitude modulation | |
| EP3092763B1 (en) | Combined amplitude-time modulation and phase modulation | |
| US7158582B2 (en) | Digital I/Q modulator having a predistortion | |
| US3667046A (en) | Voice transmission and receiving system employing pulse duration modulations with a suppressed clock | |
| US5652552A (en) | Phase modulator | |
| US8965290B2 (en) | Amplitude enhanced frequency modulation | |
| GB997971A (en) | Improvements in and relating to amplitude-modulation transmitting devices for compatible single sideband transmission systems | |
| US3746996A (en) | Asynchronous single-sideband demodulation | |
| US5942955A (en) | Quasi-GMSK modulator | |
| JPH04114536A (ja) | 変調装置 | |
| US4435824A (en) | Communication system having improved differential phase shift keying modulation | |
| JPS6068703A (ja) | デイジタル遅延および自己相関によるｆｍ復調方法と回路 | |
| CN118074729A (zh) | 一种基于uqpsk的双路非平衡信号产生系统 | |
| US5920237A (en) | Constant envelope quadrature-quadrature amplitude modulation system | |
| JPS62142440A (ja) | 変復調装置 | |
| JP2594543B2 (ja) | デイジタルチヤープ信号発生回路 | |
| Von Urff et al. | The square-law single-sideband system | |
| KR970007873B1 (ko) | Bpsk 복조회로 | |
| JPH02171051A (ja) | デジタル秘話通信方式 | |
| JP2555792Y2 (ja) | 変調信号発生回路 | |
| JPH0543555Y2 (ja) | ||
| JP2609959B2 (ja) | Ｓｓｂ復調回路 | |
| JPS62278807A (ja) | 負帰還増幅器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |