JPS6068703A - デイジタル遅延および自己相関によるｆｍ復調方法と回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の背損〕 電話信号は建物内部でも、長距離電力線路でも、電力周
波数より高い周波数で電力線路に印加される。高周波信
号を復調して、それをデイジタル形式に変換する為には
、複雑な回路が必要である。

係属中の米山特κ［出願通し番号第４２２．９１１２号
には、受イ３機を完全にデイジタル方式で構成すること
が出来る様に、個別部品を必要としない自己相関形受信
機が記載され−Ｃいる。この受信機の自己相関部分を実
現Ｊる際、ＦＭ信号の搬送波周波数に対して、自己相関
シフト・レジスタで予定の一定の涯延を持たＵると、強
制的にベースバンド化号が搬送波周波数に対して直接的
な線形関係をもつようになることが判った。更に、周波
数又は位相の変化に応答して、信号の振幅の変化を取出
１ことが出来ることも判った。周波数の関数として振幅
が変化することは、ＦＭ信号の検波器であるＦＭ弁別器
の条件を充たり。受信したＦＭ信号をディジタル自己相
関回路で涯延さぜて処理Ｊると、弁別器の出力電圧は、
大きさが周波数の変化に追従りる。電気通信の用途では
、ディジタル方式を紐持りる場合、この発明のＦＭ弁別
器の出力はディジタル信号ど同様である。即ち、「オン
」又は「Ａフ」であり、デューティ・サイクルは、送信
機によつＣ搬送波に加えられたオージオ信号の電圧の振
幅に依存ダる。拮通１Ｊ電話回路に使われる位相固定ル
ープ（１）ＬＬ）形復号器を必要としないので、この発
明の弁別器を使うことによって、ＦＭ電話受化機を暑し
く簡単にすることが出来る。

従って、この発明の目的は、移相回路又は位相固定ルー
ｆ＋ｔｓ復号器の様なその他のエネルギ貯蔵ｌｊ式を必
要とヒずに、ＦＭ検波器として自己相関／ｊ式を用いた
改良されたＦＭ電話回路を提供Ｊることである。

［発明の概要１ この発明は、比較器、シフ１〜・レジスタ及びフリップ
フロツブ回路を含むＦｔｖｌ信号用の自己４１１Ｕ９．
１形受信機を提供する。シフ１・・レシスタの１４１で
、ＦＭ信号に選ばれＩこ一定の起延時間を乗じて、２成
分信号を作る。搬送波の２倍の成分をか波し、ペースバ
ンド成分を使って、振幅と周？皮数との１葵１係を作る
。ＦＭ信号の搬送波周波数に対して一定の遅延を選択づ
ることにより、この結果１髪Ｉら１１る信号は近似的に
ＦＭ信号のデイジタル表示に４ｒる。

［発明の全般的説明１ ベースバンド・Ａ−ジＡ信乞ｆ（ｔ）、１１２送波周波
数ＷＣ及びＦＭ信号に対づ−る白己相関近延ＩＭＩ数の
数学的な導き出し方は次の通りである。

ＦＭ信号一ｓｉｎ（ｗｃ−＋−ｆ（ｔ））ｔ（１）この
信号を一定時間τだけ遅延さヒるとＦＭ理延信号一ｓｉ
ｎｌ，（ｗｃ＋ｆ（ｔ））（ｔ−τ））（２）式（１）
及び（２〉を乗ずると、×（１〉が１υられる。

ｘ（ｔ）＝ｓｉｎ（ｗｃ｝−巨Ｌ））ｔ−ｓｉｎ［（ｗ
ｅトｆ（ｔ））（ｔ−τ）］（３）こ）でｗ＝ｗｃ’＋
ｒ（ｔ）と定義スると、式（３）は次の様になる。

ｘ（ｔ）＝ｓｉｎｗレｓｉ＋＋ｗ（ｔ−ｒ）３角関数の
定理を使うと、式（３》は次の様になる。

ｘ（ｔ）＝１．／２［ｃｏｓ（ｗｔ−ｗ（ｔ−ｒ））−
ｃｏｓ（ｗＬ＋ｗ（ｔ−ｒ））］＝１／２ｃｏｓｗｒ−
１／２ＣＯＳ（２ｗｔ−ｗｒ）式（４）の第２項は高周
波成分であり、これは低域が波器によって除去すること
が出来る。式（４）の第１項は時間に対して不変の直流
の値である。然しＷ項は時１八１的に変化し、直流レベ
ルが変調０（ｆ（ｔ）＝Ｏ）の時のレベルの上下に変化
する。この値は、搬送波周波数（ＷＣ）と一定の遅延（
τ）との間の関係によって定まる。

ｗｃ＝π／２（又はこれと同等の値） に選ぶことにより、式（４）の第１項は次の様になる。

Ｘ（ｔ）＝ｓｉロ（φ＝ｆ（ｔ）τ》 φラジアンの前後の小さな摂動に対し−Ｃはｓｉ＋＋ｘ
＝ｘ 従って、入力月−ジＡ仁号の小さな変化に対しては、式
（６）を使って式（５）は次の様になる。

＜３）ｘ（ｔ）（低い周波数）奮ｆ（ｔ）’＜７）式（
７》は、１口の直流Ａフレツ１へ（ｓｉ＋＋φ一〇）の
時、限られた変調指数に対しては、式（４）の第１項（
１／２ｃｏｓｗτ）のＡ−ジオ変調（４）ｆ（ｔ）が直
線的に再現されることを示している。

活通のＦＭ弁別器と同じく、搬送波信号の撮幅変化はオ
ージオ範囲に現われる、従つτ、人力信号を制限器に通
Ｊ−べきである。これによって、搬送波の振幅変化の影
響が減少りるだけＣなく、人力信号が「自乗」され、自
己相関効果は正弦効果よりもデューテイ・サイクルをよ
り多く持ち、この為一層直線的になる。第１項は搬送波
周波数（ｆｃ）と一定の遅延τの積の余弦関数である。

ＦＭ送信の場合と同じく、搬送波周波数は時間的に変化
タ−るから、直流レベルも変化する。余弦は非直線関（
５）数であるが、±π／２前後の小さな変化に対して【
よ、直線領域がある。適正な一定の遅延時間と中（６）
心周波数との組合Ｖを選ぶことにより、この自己４ｕ関
効果をＦＭブ？別器としで使うことが出来る。

第２項（１／２ｃｏｓ（２ｗｔ−ｗτ》は、ＦＭ検波に
とっては関心のない２侶周波数成分であり、この為低域
枦波器によって容易に除去りることか出来る。一定のｄ
延時間を用いてこの相関の考えを試験りる回路を次に述
べる様に描成した。

［好ましい実施例の説明］ 第１図は前掲米国特Ｆｆ出Ｋ１に記載された自己相関形
受信機に使われる自己相関回路１０を承している。この
受信機の詳しいことについては、この米国特許出願を参
照ざれたい。この発明では、受信機の回路は、搬送波周
波数ｆｃを持つ到来ＦＭ信号を枦波タる帯域通過枦波器
１１を含むものとして説明リ−る。この後信号が制限器
１２によつ”Ｃ処理ざれる。この制限器はダイＡ−ド・
リミッタを含んでいて、搬送波の振幅変化を除く。遅延
回路１３は後で第２図について詳しく説明りるが、１．
２５を搬送波周波数で除した値に等しい一定の遅延作用
をタる。前に述べた様に、移相回路を必要としないので
、この一定の遅延がこの発明の重要な特徴である。ｌｉ
｝算器２２において、遅延した｛八号に現在の信号（２
０）を乗じ、次いで低域通過枦波′ｊ！４１６で枦波し
てから電話回路に出力づる。

自己相関形受化ハ１０のデイジタル検波回路１７が第２
図に示されており、比較器１８の様なゼ１」交差検出装
置をイｊＪる。この比較器は、人力を自乗して制限する
ことにより、帯域制限をした到来ＦＭ信号［Ｃを正弦波
形Ａから矩形波形Ｂに変える。

信号がＤ形フリツプフロツブ１９で標本化さｉｔ、そし
て遅延時間は、第１図の遅延回路１３を構成覆るｎ段シ
フト・レジスタ９のクロツク（ＣＫ）人力とフリツプ７
ロツプ１９のクロツク（ＧＫ）人力とを接続するクロツ
ク線１５に印加されるクＣ＋ツタ速度によって１ノられ
る。フリツプフ［Ｉツブ１９σ）ＱＯＦＪ子がシフｌ〜
・レジスタ９のＤ端子に接続され、シフ１−・レジスタ
９のＱ端子が排他的ノア・ゲー１・２２の一方の入力に
接続ざれる。排他的ノア・グート２２の他方の人力は線
２０を介して線２３に接続される。線２３はフリツブフ
ロツブ１９のＱＱ’Ａ子とシフト・レジスタ９のＤ端子
を相互接続している。Ｉ［他的ノア・ゲート２２はディ
ジタル形１１｝Ｄ器として構成ざれており、その出力が
第１図の枦波器１６の様な適当な低域通過′ＩＰ波器に
通され、前に述べた様に高周波成分を除去りる。

ク目ツク線１５に印加されるクロック信号は、搬送波周
波数（［。）、シフト・レジスタ１４の段数（１１）及
びπ／２ラジアンと等価な２．５πの一定遅延時間（τ
）に関係り−る．，Ｉ＃２送波周波数が２００Ｋｌ−１
ｚで、１２段のＣＭＯＳシフト・レジスタ１４を使う時
、１．９２ＭｌｌＺのサンプル周波数を選択した。２つ
の極を持つ３４００１−１２の低域枦波器１６を用いて
Ａ−ジＡ信号を分離し、この結果得られた信号のＡ−ジ
オの品質を、電力線路回路及びステレオ無線回路に普通
使われる種類の位相固定ループ形復号回路と比較した。

このオージＡ信号のオージＡの品質は、枕準型の電力線
路復号器から得られるものに等しいか又はそれよりよか
った。

入力信号の周波数（［Ｃ》を高くし、ボルト数で表わし
たオージオ出力信号を測定することにより、自己相関応
答について、検波回路１７の効果を評価しｌζ。第３図
のグラフＣは、ＫＨＺで表わした人力周波数の直接的な
関数として、ボルト数で表わした直線に近い応答を示し
ている。

搬送波周波数の両側に於４Ｊる第１項の直流の｛ｌ１１
の直線性は、搬送波の両側の周波数の関数として出力信
号を示した第４図のグラフを見れば一番よく判る。搬送
波周波数（ｃ＝１５５Ｋｌ−１ｌに対しで設定されＩＣ
一定６〕遅延萌１＋’．ｌで（よ、１１（ｉ．２５Ｋｔ
−１ｚ及び１９３．門Ｋｌ−ＩＺを中心として、１５５
Ｋｌ−ＩＺの両側に２つの線形領域かめることに注意さ
れたい。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のＦＭ検波器を用いたＦＭ受信機の略
図、第２図は第１図の受信機に用いられるＦＭ検波器の
略図、第３図は第２図のＦＭ検波器の自己相関応答と周
波数の間の関係を示り′グラフ、第４図は１５５Ｋ＋−
１２乃至２１５Ｋｌ−ＩＺ（７）周波数に対づる自己相
関出力と周波数の関係を示づグラフである。 主な符号の説明 ９：ｎ段シフト・レジスタ、 １８：比較器、 １９：フリツプフロツプ、 ２２：ＩＪ｝他的ノア・グー１〜 −２１−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）到来りるＦＭｍ送波周波数信号を自乗して制限１る
   じｌ」交差検出手段と、該搬送波信号を標本化１ると共
   に該信号に予定のが延信号を乗ずる標本化遅廷手段と、
   前記乗じた信何がら選ばれた周波数成分を除去りる枦波
   手段とをイｊ゛り−るＦＭ弁別回路。 ２）’ｌ’ＪｒＦ請求の範囲１）に記載したＦＭ弁別回
   路に於で、前記ゼロ交差検出手段がダイＡ−ド・リミッ
   タで椙成される１：Ｍ弁別回路。 ３）特Ｗ［請求の範囲１）に記載したＦＭ弁別回路に於
   （゛、前記標本化近延手段が自己相関回路Ｃ横成される
   ＦＭ弁別回路。 ４〉特許請求の範［１ｊｌｌｌ）に記載したＦＭ弁別回
   路に於“Ｃ、前記一波手段が低域通過枦波器で構成され
   るＦＭ弁別回路。 ５）特許請求の範囲３》に記載したＦＭ弁別回路に於で
   、前記自己相関回路がｎ段のシフ１〜・レジスタを含む
   ＦＭ弁別回路。 ６〉特許請求の範囲５）に記載した｝−Ｍ弁別回路に於
   で、前記自己相関回路が少なくとも１つのフリツプフロ
   ツブをも含むＦＭ弁別回路。 ７》特許請求の範囲６）に記載したＦＭ弁別回路に於で
   、前記少なくとｂ１つのフリツブノｌ」ツブ及び前記シ
   フ１〜・レジスタが共通のクｌ」ツク線によって相互接
   続されているＦＭ弁別回路。 ８）特許請求の範囲１）に記載したトＭ弁別回路に於一
   Ｃ１前記近延時間が前記搬送波周波数の数学的な関数で
   あるＦＭ弁別回路。 ９）特許請求の範囲１》に記載したＦＭ弁別回路に於で
   、前記ＦＭ搬送波囚波数が１０９乃至２１５Ｋｌ−ＩＺ
   であるＦＭ弁別回路。 １０》特８′［ｉＩｉｌｆ求の範囲９〉に記載したトＭ
   弁別回路に於で、前記遅延時間が搬送波周波数の逆数の
   ｎ／１．２５倍であるＦＭ弁別回路。 １１）ＦＭ搬送波周波数信号を自乗づると共に制限し、
   前記信号の一定の遅延時間に対する自己相関を作り、時
   間的に遅延さＶた信号から特定の高周波成分を枦波ずる
   工程から成るＦＭ検波方法。 １２》特許請求の範囲１１）に記載したＦＭ検波方法に
   於で、前記自己相関が×（ｔ）を遅延さした「Ｍ信号、
   ＷＣを搬送波周波数、τを遅延時間として、式ｘ（ｔ）
   一ｓｉｎ（ｗｃ＋ｆ（ｔ））ｔ−ｓｉｎ［ｗｃ十ｒ（ｔ
   ））（ｔ−ｒ）］に従う数学的な操作で構成されている
   ＦＭ検波方法。 １３）特許請求の範囲１１）に記載したＦＭ検波方法に
   於で、前記自己相関が前記信号を搬送波周波数の１１倍
   で標本化サる■程から成るＦＭ検波方法。 １４）特ｉ′［請求の範囲１３》に記載したＦＭ検波方
   法に於で、前記時間的な遅延が、フリップフ日ツプと０
   段のシフト・レジスタの間に共通クロック線を接続１る
   ことによって得られる様にしたＦＭ検波方法。 １５）特Ｗ［請求の範囲１３）に記載したＦＭ検彼方法
   に於で、前記遅延させた信号を乗ずる工程を含むＦＭ検
   波ｙｊ法。 １６）特許請求の範囲１５）に記載したＦＭ検波方法に
   於で、低減枦波器を介して前記乗じた信号を枦波する工
   程を含むＦＭ検波方法。