JPH04121065A - 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム - Google Patents
電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システムInfo
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- JPH04121065A JPH04121065A JP2237671A JP23767190A JPH04121065A JP H04121065 A JPH04121065 A JP H04121065A JP 2237671 A JP2237671 A JP 2237671A JP 23767190 A JP23767190 A JP 23767190A JP H04121065 A JPH04121065 A JP H04121065A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は、鉄鋼圧延機等の交流電動機駆動等に用いる可
変周波数の交流を出力とする電力変換装置に係り、特に
順変換装置（以下、コンバータ装置という）と逆変換袋
Ｗ（以下、インバータ装置という）が接続されてなる電
力変換装置のパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御とい
う）に関する。 〔従来の技術〕 従来、この種の電力変換装置としては、特開昭６４−６
０２６７号公報等に記載されているように、コンバータ
装置の出力にコンデンサを並列接続し、このコンデンサ
の端子電圧を入力とするインバータ装置を設け、交流電
力を一旦直流電力に変換した後、所望の電圧・周波数の
交流電力に再変換して交流電動機などを即動制御するも
のが知られている。このような電力変換装置のコンバ−
タ制御回路は、電圧指令発生手段から出力される電圧指
令値と、電圧検出器により検出した前記コンデンサの端
子電圧（コンバータ装置の出力電圧）との偏差を零にす
るように、コンバータ装置の入力電流・電圧を制御する
ように構成されている。 すなわち、出力電圧の偏差を零にするように、コンバー
タ装置の入力電流指令を演算し、これと入力電流の検出
値との偏差を零にするように、交流電圧指令を演算し、
この交流電圧指令を変調波とし、これと搬送波である基
準信号とを比較してＰＷＭ制御を行い、これに基づいて
生成したゲートパルスによりコンバータ装置の各スイッ
チング素子をオン／オフさせ、コンデンサの端子電圧を
一定に制御すると同時に、電源電流の波形と力率を改善
するようにしている。一方、インバータ制御回路は、与
えられる所望の電圧・周波数の電圧指令に基づいて、コ
ンバータ制御回路と同様のＰＷＭ制御を行うことにより
、負荷電流の波形を改善するようになっている。 〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、上記従来の電力変換装置では、コンバータ装
置用の搬送波発生手段とインバータ装置用の搬送波発生
手段を別個に設け、かつそれぞれ異なった搬送波周波数
でＰＷＭ制御していた。そのため、コンバータ装置の出
力電流とインバータ装置のパルス状の入力電流のそれぞ
れのリップル電流の位相がずれるため、それらの差に相
当して流れるコンデンサ電流が大きくなる。その結果、
直流電圧の変動が大きくなり、この脈流のためにコンバ
ータ装置とインバータ装置の制御が不安定になるという
欠点があった。また、直流電圧の平滑を図るためには大
容量のコンデンサが必要となり、装置が大型になるとい
う問題があった。 さらに、コンバータのＰＷＭ搬送波とインバータのＰＷ
Ｍ搬送波の周波数の差が数Ｈｚ以下の場合には、平滑コ
ンデンサに流れる電流リップルの振幅が時間と共に変化
するビート現象が発生し、これに起因する低周波数の直
流電圧の変動により、コンバータ装置およびインバータ
装置の動作が不安定となるという問題があった。 上記の問題は、コンバータ装置とインバータ装置が直流
リアクトルを介して接続されてなる電力変換装置の場合
も、同様である。 本発明の目的は、上記従来の問題点をなくし、コンバー
タ装置にインバータ装置を従属接続してなる電力変換装
置において、それらを安定に動作させ、かつ平滑コンデ
ンサ容量又は直列リアクトル容量を小さくし得る電力変
換装置の制御方法、及びその方法を適用してなる電力変
換装置を提供することにある。 〔課題を解決するための手段〕 本発明は、上記目的を達成するため、交流をＰＷＭ制御
により直流に変換するコンバータ装置と、このコンバー
タ装置の直流出力をＰＷＭ制御により交流に変換して負
荷に供給するインバータ装置とを含んでなる電力変換装
置において、前記コンバータ装置と前記インバータ装置
のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信号
を、同一の信号にしたことを特徴とする。 また、前記コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又
はこれに相当する基準信号の極性を反転した信号を、前
記インバータ装置のＰＷＭ制御の基準信号とすることで
もよい。 また、１つのコンバータ装置に複数のインバータ装置が
接続されてなる電力変換装置においては、前記各インバ
ータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する
基準信号を、前記コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波
信号又はこれに相当する基準信号と同一の周期で、かつ
互いに一定の位相差を持たせた信号にすることが望まし
い。 また、複数のコンバータ装置にそれぞれインバータ装置
を接続してなる電力変換装置においては。 前記各コンバータ装置とこれに対応する前記各インバー
タ装置がそれぞれ同一のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこ
れに相当する基準信号により制御され、この各搬送波信
号又はこれに相当する基準信号が、同一の周期でかつ互
いに一定の位相差を持たせた信号とするのが望ましい。 また、前記コンバータ装置と前記インバータ装置がとも
に各相あたり３つの電圧レベルの段階状電圧を出力する
構成の電力変換装置においては、前記インバータ装置の
出力電圧が所定値より高いときには、前記コンバータ装
置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信
号と同一の信号を、前記インバータ装置のＰＷＭ制御の
搬送波信号又はこれに相当する基準信号とし、前記イン
バータ装置の出力電圧が所定値より低いときには、前記
コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相
当する基準信号の位相を９０度ずらした信号を、前記イ
ンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当
する基準信号とするのが望ましい。 〔作用〕 このように構成されることから、本発明によれば、次の
作用により本発明の目的が達成される。 まず、コンバータ装置の電流と、インバータ装置の電流
とを観察すると、コンバータ装置の出力電流とインバー
タ装置の入力電流のリップルの位相がずれており、この
ずれに応じてコンデンサ又は直流リアクトルの流入・流
出電流に差が生じることが判明した。さらに、コンバー
タ装置の出力電流は、ＰＷＭ搬送波又はこれに相当する
基準信号が極大値または極小値を示す時刻付近で零に等
しくなり、同様にインバータ装置の入力電流もコンバー
タのＰＷＭ搬送波又はこれに相当する基準信号が極大値
または極小値を示す付近で零に等しくなる。本発明は、
このことに鑑み、基本的には、２つのＰＷＭ搬送波を同
−又は反転した関係にしたのである。これによって、コ
ンバータ装置の出力電流とインバータ装置の入力電流の
リップルの位相が等しくなり、コンデンサ電流または直
流リアクトル電流を低減できるのである。その結果、直
流部の電圧の脈動が小さくなり、制御の安定度が向上す
るのである。 また、コンデンサの容量又は直流リアクトルの容量を小
形化することができるのである。 また、コンデンサ又は直流リアクトルに流れる電流リッ
プルの振幅が、時間と共に変化するビート現象が発生し
なくなり、コンバータ装置およびインバータ装置の動作
が安定となるのである。 また、本発明のインバータ装置により圧延設備の電動機
を駆動制御するようにし、この電動機にかかる制御指令
に基づいて前記コンバータと前記インバータとをそれぞ
れＰＷＭ制御する圧延システムを構成すれば、小形で動
作の安定した電動機制御装置を含む圧延システムを構成
することができる。 〔実施例〕 以下、本発明の実施例を図面を参照しながら説明する。 第１図に本発明の一実施例の電力変換装置の全体構成図
を示す。図示のように、交流電源１から交流リアクトル
２を介して供給される交流型′カは、コンバータ装Ｗ３
で直流に変換され、この直流出力はコンデンサ４にて平
滑されてインバータ装置５に供給され、ここにおいて交
流に再変換されてモータ等の負荷６に供給される。そし
て、コンバータ装置３はコンバータ制御回路７により制
御され、インバータ装置５はインバータ制御回路８によ
り制御される。 コンバータ制御回路７は、電圧検出器１ｏで検出される
直流電圧検出値と電圧指令発生手段１１の出力である電
圧指令値との偏差より、電圧調整器１２と電流指令発生
手段１３により電源電流指令を演算し、電流調節器１６
ａ ＝ ｃにより交流電圧指令を演算し、比較器１７
ａ ＝ ｃによりパルス幅変調を行い、反転器１８ａ
〜Ｃおよびドライブ回路１９ ａ −ｆを介して、コン
バータ装置３の各スイッチング素子をオン／オフさせる
ことにより。 コンデンサ４の直流電圧を一定に制御すると同時に、電
源電流の波形と力率を改善するようになっている。一方
、インバータ制御回路８は電圧指令発生手段２０と比較
器２１ａ−ｃ、反転器２２ａ〜Ｃ、ドライブ回路２３
ａ −ｆからなり、コンバータ制御回路と同様のパルス
帳制御を行うことにより、負荷電流の波形を改善するよ
うになっている。そして、コンバータ制御回路７とイン
バータ制御回＃ｒ８は、同一の搬送波出力手段９の出力
をＰ’ＷＭ制御の搬送波信号とし、ＰＷＭ制御を行うよ
うになっている。 このように構成される実施例の動作を、第２図に示した
各部の動作波形図を参照して説明する。 第２図において、（イ）は電流調整器１６ａの出力であ
る交流電圧指令（変調波）の波形と、搬送波発生手段９
の出力であるコンバータ装置のＰＷＭ搬送波を示し、（
ロ）はコンバータ装置の入力電圧を、（ハ）はコンバー
タ装置の入力電流を、（ニ）はコンバータ装置の出力電
流をそれぞれ示す。第２図（ホ）〜（チ）は、インバー
タ装置に係る動作波形であり、（ホ）は電圧指令発生手
段２０の出力である交流電圧指令（変調波）の波形と、
搬送波発生手段９の出力であるインバータ装置のＰＷＭ
Ｗ１送波を示し、（へ）はインバータ装置の出力電圧を
、（ト）はインバータ装置の出力電流を、（チ）はイン
バータ装置の入力電流をそれぞれ示す。インバータ装置
の出力電圧はコンバータ装置の場合と同様、交流電圧指
令と搬送波を比較器２１ａで比較し、これによりインバ
ータ装置４の各スイッチング素子をオン／オフさせるこ
とにより得られる。（す）はコンデンサ４に流入する電
流を示す。 二二で、比較のために、第３図に、従来のようにコンバ
ータ装置とインバータ装置とを、別々のＰＷＭ搬送波に
よりＰＷＭ制御した場合の各部の動作波形を対照して示
す。第３図の（イ）と（ホ）を比較すると判るように、
コンバータのＰＷＭ搬送波の周波数が異なっている。そ
して、第２図と第３図の（チ）を比較して判るように、
第３図のコンデンサ電流よりも、第２図の本実施例の方
が小さい。これは、本実施例では、コンバータ装置３と
インバータ装置５で同一のＰＷＭ搬送波を用いているこ
とに起因するものである。 すなわち、それらの図に示すように、コンバータ装置の
出力電流は、ＰＷＭ搬送波が極大値または極小値を示す
時刻付近で零に等しくなっている。 一方、インバータ装置の入力電流もコンバータのＰＷＭ
搬送波が極大値または極小値を示す付近で零に等しくな
っている。このことに鑑み、本実施例では、２つのＰＷ
Ｍ搬送波を同一にしたのである。これによって、コンバ
ータ装置３の出力電流とインバータ装置５の入力電流の
リップルの位相が等しくなり、コンデンサ電流（第２図
（す））が、従来技術の場合（第３図（す））に沈入で
小さくできたのである。 上述したように、本実施例によれば、コンバータ装置３
のＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ御の基準信号である搬送波を、イ
ンバータ装置ＳのＰＷＭ制御の基準信号である搬送波と
して共用したことから、コンバータ装置のリップル電流
とインバータ装置のリップル電流の位相を合わせること
ができ、これによって平滑コンデンサ４に流入する電流
を小さくできる。その結果、直流部の電圧の脈動が小さ
くなり、制御の安定度が向上するのである。 また、コンデンサ４の容量を小さくできるので、装置の
小形化が可能となる。 また、本実施例によれば、コンバータ装置３のＰＷＭ制
御の基準信号とインバータ装置５のＰＷＭ制御の基準信
号とを同一周波数としたことにより、平滑コンデンサ４
に流れる電流リップルの振幅が、時間と共に変化するビ
ート現象が発生しなくなり、コンバータ装置およびイン
バータ装置の動作が安定となる。 第４図に、本発明の第２の実施例の全体構成図を示す。 本実施例が第１図実施例と異なる点は、インバータ装置
５のＰＷＭ搬送波をコンバータ装置３のＰＷＭＩＩ送波
に対して、位相を１８０度ずらす反転器２４を挿入した
点にある。その他の点は、同一であることから、各部品
に同一符号を付して説明を省略する。 つまり、本実施例は、インバータ装置５の入力電流が、
インバータのＰＷＭ搬送波が極大値または極小値を示す
時刻付近のいずれにおいても、零に等しくなり、搬送波
を反転させても入力電流の位相が変化しないことに鑑み
たものである。したがって、第１図実施例と同様に、平
滑コンデンサ４への流入電流を小さくでき、前記実施例
と同一の効果がある。さらに、本実施例によれば、コン
バータ制御回路７とインバータ制御回路８を、交互に動
作させているように、いくつかの回路と共用させる場合
には特に有効である。 第５図に、本発明の第３の実施例の全体構成図を示す。 本実施例が第１図実施例と異なる点は、コンバータ装置
とインバータ装置をそれぞれ多重構成としたことにある
。すなわち、図示のように、多重コンバータ装置３３は
、同一構成の２つのコンバータ装置３３−１と３３−２
を、相間リアクトル３４ａ〜３４ｃを介して並列接続し
てなる。 同様に、多重インバータ装置３５は、同一の２つのイン
バータ装置３５−１と３５−２を、相間リアクトル３６
ａ〜３６ｃを介して並列接続してなる。 このように構成される多重コンバータ族
変周波数の交流を出力とする電力変換装置に係り、特に
順変換装置（以下、コンバータ装置という）と逆変換袋
Ｗ（以下、インバータ装置という）が接続されてなる電
力変換装置のパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御とい
う）に関する。 〔従来の技術〕 従来、この種の電力変換装置としては、特開昭６４−６
０２６７号公報等に記載されているように、コンバータ
装置の出力にコンデンサを並列接続し、このコンデンサ
の端子電圧を入力とするインバータ装置を設け、交流電
力を一旦直流電力に変換した後、所望の電圧・周波数の
交流電力に再変換して交流電動機などを即動制御するも
のが知られている。このような電力変換装置のコンバ−
タ制御回路は、電圧指令発生手段から出力される電圧指
令値と、電圧検出器により検出した前記コンデンサの端
子電圧（コンバータ装置の出力電圧）との偏差を零にす
るように、コンバータ装置の入力電流・電圧を制御する
ように構成されている。 すなわち、出力電圧の偏差を零にするように、コンバー
タ装置の入力電流指令を演算し、これと入力電流の検出
値との偏差を零にするように、交流電圧指令を演算し、
この交流電圧指令を変調波とし、これと搬送波である基
準信号とを比較してＰＷＭ制御を行い、これに基づいて
生成したゲートパルスによりコンバータ装置の各スイッ
チング素子をオン／オフさせ、コンデンサの端子電圧を
一定に制御すると同時に、電源電流の波形と力率を改善
するようにしている。一方、インバータ制御回路は、与
えられる所望の電圧・周波数の電圧指令に基づいて、コ
ンバータ制御回路と同様のＰＷＭ制御を行うことにより
、負荷電流の波形を改善するようになっている。 〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、上記従来の電力変換装置では、コンバータ装
置用の搬送波発生手段とインバータ装置用の搬送波発生
手段を別個に設け、かつそれぞれ異なった搬送波周波数
でＰＷＭ制御していた。そのため、コンバータ装置の出
力電流とインバータ装置のパルス状の入力電流のそれぞ
れのリップル電流の位相がずれるため、それらの差に相
当して流れるコンデンサ電流が大きくなる。その結果、
直流電圧の変動が大きくなり、この脈流のためにコンバ
ータ装置とインバータ装置の制御が不安定になるという
欠点があった。また、直流電圧の平滑を図るためには大
容量のコンデンサが必要となり、装置が大型になるとい
う問題があった。 さらに、コンバータのＰＷＭ搬送波とインバータのＰＷ
Ｍ搬送波の周波数の差が数Ｈｚ以下の場合には、平滑コ
ンデンサに流れる電流リップルの振幅が時間と共に変化
するビート現象が発生し、これに起因する低周波数の直
流電圧の変動により、コンバータ装置およびインバータ
装置の動作が不安定となるという問題があった。 上記の問題は、コンバータ装置とインバータ装置が直流
リアクトルを介して接続されてなる電力変換装置の場合
も、同様である。 本発明の目的は、上記従来の問題点をなくし、コンバー
タ装置にインバータ装置を従属接続してなる電力変換装
置において、それらを安定に動作させ、かつ平滑コンデ
ンサ容量又は直列リアクトル容量を小さくし得る電力変
換装置の制御方法、及びその方法を適用してなる電力変
換装置を提供することにある。 〔課題を解決するための手段〕 本発明は、上記目的を達成するため、交流をＰＷＭ制御
により直流に変換するコンバータ装置と、このコンバー
タ装置の直流出力をＰＷＭ制御により交流に変換して負
荷に供給するインバータ装置とを含んでなる電力変換装
置において、前記コンバータ装置と前記インバータ装置
のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信号
を、同一の信号にしたことを特徴とする。 また、前記コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又
はこれに相当する基準信号の極性を反転した信号を、前
記インバータ装置のＰＷＭ制御の基準信号とすることで
もよい。 また、１つのコンバータ装置に複数のインバータ装置が
接続されてなる電力変換装置においては、前記各インバ
ータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する
基準信号を、前記コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波
信号又はこれに相当する基準信号と同一の周期で、かつ
互いに一定の位相差を持たせた信号にすることが望まし
い。 また、複数のコンバータ装置にそれぞれインバータ装置
を接続してなる電力変換装置においては。 前記各コンバータ装置とこれに対応する前記各インバー
タ装置がそれぞれ同一のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこ
れに相当する基準信号により制御され、この各搬送波信
号又はこれに相当する基準信号が、同一の周期でかつ互
いに一定の位相差を持たせた信号とするのが望ましい。 また、前記コンバータ装置と前記インバータ装置がとも
に各相あたり３つの電圧レベルの段階状電圧を出力する
構成の電力変換装置においては、前記インバータ装置の
出力電圧が所定値より高いときには、前記コンバータ装
置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信
号と同一の信号を、前記インバータ装置のＰＷＭ制御の
搬送波信号又はこれに相当する基準信号とし、前記イン
バータ装置の出力電圧が所定値より低いときには、前記
コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相
当する基準信号の位相を９０度ずらした信号を、前記イ
ンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当
する基準信号とするのが望ましい。 〔作用〕 このように構成されることから、本発明によれば、次の
作用により本発明の目的が達成される。 まず、コンバータ装置の電流と、インバータ装置の電流
とを観察すると、コンバータ装置の出力電流とインバー
タ装置の入力電流のリップルの位相がずれており、この
ずれに応じてコンデンサ又は直流リアクトルの流入・流
出電流に差が生じることが判明した。さらに、コンバー
タ装置の出力電流は、ＰＷＭ搬送波又はこれに相当する
基準信号が極大値または極小値を示す時刻付近で零に等
しくなり、同様にインバータ装置の入力電流もコンバー
タのＰＷＭ搬送波又はこれに相当する基準信号が極大値
または極小値を示す付近で零に等しくなる。本発明は、
このことに鑑み、基本的には、２つのＰＷＭ搬送波を同
−又は反転した関係にしたのである。これによって、コ
ンバータ装置の出力電流とインバータ装置の入力電流の
リップルの位相が等しくなり、コンデンサ電流または直
流リアクトル電流を低減できるのである。その結果、直
流部の電圧の脈動が小さくなり、制御の安定度が向上す
るのである。 また、コンデンサの容量又は直流リアクトルの容量を小
形化することができるのである。 また、コンデンサ又は直流リアクトルに流れる電流リッ
プルの振幅が、時間と共に変化するビート現象が発生し
なくなり、コンバータ装置およびインバータ装置の動作
が安定となるのである。 また、本発明のインバータ装置により圧延設備の電動機
を駆動制御するようにし、この電動機にかかる制御指令
に基づいて前記コンバータと前記インバータとをそれぞ
れＰＷＭ制御する圧延システムを構成すれば、小形で動
作の安定した電動機制御装置を含む圧延システムを構成
することができる。 〔実施例〕 以下、本発明の実施例を図面を参照しながら説明する。 第１図に本発明の一実施例の電力変換装置の全体構成図
を示す。図示のように、交流電源１から交流リアクトル
２を介して供給される交流型′カは、コンバータ装Ｗ３
で直流に変換され、この直流出力はコンデンサ４にて平
滑されてインバータ装置５に供給され、ここにおいて交
流に再変換されてモータ等の負荷６に供給される。そし
て、コンバータ装置３はコンバータ制御回路７により制
御され、インバータ装置５はインバータ制御回路８によ
り制御される。 コンバータ制御回路７は、電圧検出器１ｏで検出される
直流電圧検出値と電圧指令発生手段１１の出力である電
圧指令値との偏差より、電圧調整器１２と電流指令発生
手段１３により電源電流指令を演算し、電流調節器１６
ａ ＝ ｃにより交流電圧指令を演算し、比較器１７
ａ ＝ ｃによりパルス幅変調を行い、反転器１８ａ
〜Ｃおよびドライブ回路１９ ａ −ｆを介して、コン
バータ装置３の各スイッチング素子をオン／オフさせる
ことにより。 コンデンサ４の直流電圧を一定に制御すると同時に、電
源電流の波形と力率を改善するようになっている。一方
、インバータ制御回路８は電圧指令発生手段２０と比較
器２１ａ−ｃ、反転器２２ａ〜Ｃ、ドライブ回路２３
ａ −ｆからなり、コンバータ制御回路と同様のパルス
帳制御を行うことにより、負荷電流の波形を改善するよ
うになっている。そして、コンバータ制御回路７とイン
バータ制御回＃ｒ８は、同一の搬送波出力手段９の出力
をＰ’ＷＭ制御の搬送波信号とし、ＰＷＭ制御を行うよ
うになっている。 このように構成される実施例の動作を、第２図に示した
各部の動作波形図を参照して説明する。 第２図において、（イ）は電流調整器１６ａの出力であ
る交流電圧指令（変調波）の波形と、搬送波発生手段９
の出力であるコンバータ装置のＰＷＭ搬送波を示し、（
ロ）はコンバータ装置の入力電圧を、（ハ）はコンバー
タ装置の入力電流を、（ニ）はコンバータ装置の出力電
流をそれぞれ示す。第２図（ホ）〜（チ）は、インバー
タ装置に係る動作波形であり、（ホ）は電圧指令発生手
段２０の出力である交流電圧指令（変調波）の波形と、
搬送波発生手段９の出力であるインバータ装置のＰＷＭ
Ｗ１送波を示し、（へ）はインバータ装置の出力電圧を
、（ト）はインバータ装置の出力電流を、（チ）はイン
バータ装置の入力電流をそれぞれ示す。インバータ装置
の出力電圧はコンバータ装置の場合と同様、交流電圧指
令と搬送波を比較器２１ａで比較し、これによりインバ
ータ装置４の各スイッチング素子をオン／オフさせるこ
とにより得られる。（す）はコンデンサ４に流入する電
流を示す。 二二で、比較のために、第３図に、従来のようにコンバ
ータ装置とインバータ装置とを、別々のＰＷＭ搬送波に
よりＰＷＭ制御した場合の各部の動作波形を対照して示
す。第３図の（イ）と（ホ）を比較すると判るように、
コンバータのＰＷＭ搬送波の周波数が異なっている。そ
して、第２図と第３図の（チ）を比較して判るように、
第３図のコンデンサ電流よりも、第２図の本実施例の方
が小さい。これは、本実施例では、コンバータ装置３と
インバータ装置５で同一のＰＷＭ搬送波を用いているこ
とに起因するものである。 すなわち、それらの図に示すように、コンバータ装置の
出力電流は、ＰＷＭ搬送波が極大値または極小値を示す
時刻付近で零に等しくなっている。 一方、インバータ装置の入力電流もコンバータのＰＷＭ
搬送波が極大値または極小値を示す付近で零に等しくな
っている。このことに鑑み、本実施例では、２つのＰＷ
Ｍ搬送波を同一にしたのである。これによって、コンバ
ータ装置３の出力電流とインバータ装置５の入力電流の
リップルの位相が等しくなり、コンデンサ電流（第２図
（す））が、従来技術の場合（第３図（す））に沈入で
小さくできたのである。 上述したように、本実施例によれば、コンバータ装置３
のＰ Ｗ Ｍ ＩＩＩ御の基準信号である搬送波を、イ
ンバータ装置ＳのＰＷＭ制御の基準信号である搬送波と
して共用したことから、コンバータ装置のリップル電流
とインバータ装置のリップル電流の位相を合わせること
ができ、これによって平滑コンデンサ４に流入する電流
を小さくできる。その結果、直流部の電圧の脈動が小さ
くなり、制御の安定度が向上するのである。 また、コンデンサ４の容量を小さくできるので、装置の
小形化が可能となる。 また、本実施例によれば、コンバータ装置３のＰＷＭ制
御の基準信号とインバータ装置５のＰＷＭ制御の基準信
号とを同一周波数としたことにより、平滑コンデンサ４
に流れる電流リップルの振幅が、時間と共に変化するビ
ート現象が発生しなくなり、コンバータ装置およびイン
バータ装置の動作が安定となる。 第４図に、本発明の第２の実施例の全体構成図を示す。 本実施例が第１図実施例と異なる点は、インバータ装置
５のＰＷＭ搬送波をコンバータ装置３のＰＷＭＩＩ送波
に対して、位相を１８０度ずらす反転器２４を挿入した
点にある。その他の点は、同一であることから、各部品
に同一符号を付して説明を省略する。 つまり、本実施例は、インバータ装置５の入力電流が、
インバータのＰＷＭ搬送波が極大値または極小値を示す
時刻付近のいずれにおいても、零に等しくなり、搬送波
を反転させても入力電流の位相が変化しないことに鑑み
たものである。したがって、第１図実施例と同様に、平
滑コンデンサ４への流入電流を小さくでき、前記実施例
と同一の効果がある。さらに、本実施例によれば、コン
バータ制御回路７とインバータ制御回路８を、交互に動
作させているように、いくつかの回路と共用させる場合
には特に有効である。 第５図に、本発明の第３の実施例の全体構成図を示す。 本実施例が第１図実施例と異なる点は、コンバータ装置
とインバータ装置をそれぞれ多重構成としたことにある
。すなわち、図示のように、多重コンバータ装置３３は
、同一構成の２つのコンバータ装置３３−１と３３−２
を、相間リアクトル３４ａ〜３４ｃを介して並列接続し
てなる。 同様に、多重インバータ装置３５は、同一の２つのイン
バータ装置３５−１と３５−２を、相間リアクトル３６
ａ〜３６ｃを介して並列接続してなる。 このように構成される多重コンバータ族
【３３は、電流
調節器１６ ａ ＝ ｃにより演算される交流電圧指令
を、多重コンバータ制御回路３７ａ〜３７ｃによりパル
ス幅変調し、多重コンバータ装置３３の各スイッチング
素子をオン／オフさせることにより、コンデンサ４の直
流電圧を一定に制御すると同時に、電源電流の波形と力
率を改善するようになっている。一方、多重インバータ
装置３５は、電圧指令発生手段２０により演算される交
流電圧指令を、多重インバータ制御回路３８ａ〜３８ｃ
により、多重コンバータ装置と同様のパルス幅変調を行
い、負荷電流の波形を改善するようになっている。多重
コンバータ制御回路３７ａでは、比較器１７ａ、１７ｂ
により交流電圧指令を直流レベル（Ｅｄ／４．−Ｅｄ／
４）の異なる２つの搬送波と比較し、論理回路３９ａに
より、交流電圧指令が２つの搬送波の両方よりも高いと
きには、多重コンバータ装置３３の入力電圧が正となり
、逆に交流電圧指令が２つの搬送波の両方よりも低いと
きには、多重コンバータ装置の入力電圧が零となるよう
に、反転器１８ａ、１８ｂおよびドライブ回路１９ａ〜
１９ｄを介して、多重コンバータ装置の各スイッチング
素子をオン／オフさせる。他の多重コンバータ制御回路
３７ｂ、３７ｃも同様の動作である。また、多重インバ
ータ制御回路３８ａ〜３８ｃも同様である。ただし、イ
ンバータ制御回路３８ａ〜３８ｃのＰＷＭ搬送波信号は
、切替器４４により、出力電圧が所定値より高いときに
はコンバータ制御回路３７ａ〜３７ｃの搬送波信号をそ
のまま用い、出力電圧が所定値より低いときにはコンバ
ータ制御回路３７ａ〜３７ｃの搬送波信号を、移相器４
３で位相を９０度遅らせた信号を用いる。なお、第５図
で、符号４１−１．４１−２は係数器、４２−１．４２
−２と４５−１．４５−２は電圧設定器である。 このように構成される第３の実施例の動作について、第
６図と第７図に示した各部の動作波形図を参照して説明
する。第６図は出力電圧が高いときの動作波形を示すも
のであり、第７図は出力電圧が低いときの動作波形図で
ある。第６図（イ）は電流調整器１６ａの出力である交
流電圧指令の波形と、コンバータのＰＷＭ搬送波を示し
、（ロ）は多重コンバータ装置の入力電圧を、（ハ）は
その入力電流を、（ニ）はその出力電流をそれぞれ示す
。第６図（ホ）は、電圧指令発生手段２０の出力である
交流電圧指令の波形と、インバータ装置３５のＰＷＭ搬
送波を示し、（へ）は多重インバータ装置の出力電圧を
、（ト）はその出力電流を、（チ）はその入力電流をそ
れぞれ示す。多重インバータ装置３５の出力電圧は、多
重コンパー夕装置３５の場合と同様、交流電圧指令と搬
送波を比較器２１ａ、２１ｂで比較し、これにより多重
インバータ装置３５の各スイッチング素子をオン／オフ
させることにより得られる。また５第６図（す）は、コ
ンデンサ４に流入する電流を示す。 このように、本実施例でも、多重コンバータ装置３３と
多重インバータ装置３５で、同一の搬送波を用いている
ことから、多重コンバータ装置３３の出力電流と多重イ
ンバータ装置３５の入力電流のリップルの位相が同じに
なるため、コンデンサ電流（第６図（す））が小さくな
る。この場合、第４図に示した第２の実施例と同様に、
多重コンバータ装置３３の搬送波と多重インバータ装置
３５の搬送波を反転した関係にしてもよく、コンデンサ
電流を小さくできる効果は変わらない。 ここで、第７図に示した出力電圧が低いときの動作波形
の例を説明する。同図（イ）〜（す）は、第６図に対応
させいてる。前述したのと同様に、多重コンバータ族Ｎ
３３の入力電圧は、交流電圧指令と多重コンバータのＰ
ＷＭ搬送波とを比較器１７ａ、１７ｂで比較し、論理回
路３７により、交流電圧指令が２つの搬送波の両方より
も高いときには、多重コンバータ族ｆｉｔ３３の入力電
圧が正となり、交流電圧指令が２つの搬送波の両方より
も低いときには多重コンバータ装置３３の入力電圧が負
となり、それ以外のときには多重コンバータ装置３３の
入力電圧が零となるように、各スイッチング素子をオン
／オフさせることにより得られる。このように、本実施
例において、出力電圧が低いときには、多重コンバータ
装置３３の搬送波と多重インバータ装置３５の搬送波に
、９０度の位相差を与えることにより、前記実施例と同
様に、多重コンバータ装置３３の出力電流と多重インバ
ータ装置３５の入力電流のリップルの位相が同じになる
ため、コンデンサ電流（第７図（す））が小さくなる。 上述したように、本実施例によっても、前記各実施例と
同一の効果がある。 第８図に、本発明の第４の実施例の全体構成図を示す。 本実施例は、電流形の電力変換装置に係るものである。 図示のように、交流電源１から入力コンデンサ５２を介
して供給される交流電力は、コンバータ装置５３で直流
に変換され、さらに直流リアクトル５４により平滑され
て、インバータ装置５５に供給され、ここで交流に再変
換されて出力コンデンサ５６を介してモータ等の負荷６
に供給される。入力コンデンサ５２および出力コンデン
サ５６は、それぞれ入力電流および出力電流の波形を滑
らかにするフィルタの働きをする。コンバータ制御回路
５７は、コンバータ双５３の各スイッチング素子をＰＷ
Ｍ制御によりオン／オフさせるで、直流電流が所定の値
となるように制御すると同時に、電源電流の波形と力率
を改善するようになっている。インバータ制御回路５８
は、コンバータ制御回路５７と同様のＰＷＭ制御を行う
ことにより、負荷電流の波形を改善するようになってい
る。そして、コンバータ制御回路５７とインバータ制御
回路５８は、同一の搬送波出力手段９の出力を搬送波信
号としてＰＷＭ制御を行うようになっている。 従って、本実施例によれば、直流リアクトルを流れる電
流の脈動が小さくなるので、制御の安定度が増す。また
、直流リアクトルの容量を小さくできるので、装置の小
型化が可能となる。 第９図に、本発明の第５の実施例の全体構成図を示す。 本実施例は、一つのコンバータ装置３を複数のインバー
タ装置５−１．５−２で共用する電力変換システムにか
かるものである。図において、第１図実施例と同一符号
の部品は、同一機能構成のものである。コンバータ装置
３の直流出力はコンデンサ４により平滑されて、複数台
、のインバータ装置５−１．５−２．・・・でそれぞれ
交流に変換され、それぞれ負荷６ａ、６ｂ、・・・に供
給される。インバータ制御回路８−１．８−２．・・・
はそれぞれインバータ装Ｗ５−１．５−２・・・に対応
させて設けられている。インバータ制御回路８の搬送波
信号は、コンバータ制御回路７の搬送波出力手段９の出
力を、それぞれ移相回路５０−１゜５０−２．・・・を
用いて、コンデンサ４に流入する電流の脈動が最小とな
るように位相を少しづつずらしたものを用いる。移相回
路５０−１．５０−２．・・の移相変化幅の決定方法と
しては、コンバータ装置７および各インバ〜り装置５−
１．５−２・・・の定格電流から、平滑コンデンサ４に
流入する電流リップルが最小となるように予め決定する
。 また、平滑コンデンサ４に流入する電流リップルの振幅
を検出してこれが最小になるように、移相回路のうち少
なくとも１つ移相幅を可変制御する方法などが適用でき
る。 したがって、本実施例によれば、交流電源をコンバータ
装置によって直流に変換し、この直流電力を複数台のイ
ンバータ装置を介して交流電力に変換して、それぞれ複
数の負荷に供給する電力変換装置において、各インバー
タ装置のＰＶＩ’Ｍ制御の基準信号としての搬送波を、
コンバータのＰＷＭ制御の基準信号の搬送波に対し、適
当な位相差を持たせながら同期した信号を使用するよう
に構成したことから、平滑コンデンサ４に流入する電流
が小さくなり、これによって直流電圧の脈動が小さくな
るので、制御の安定度が増す。また、コンデンサ容量を
小さくできるので、装置の小型化が可能となる。 第１０図に、本発明の第６の実施例の概要構成を示す。 本実施例は、コンバータ装置３−１．３−２．・・・と
インバータ装置５−１．５−２．・・・からなる複数の
電力変換装置を、一つの交流電源】に接続した電力変換
システムに係るものである。 第１０図において、図中符号２−１．２−２． ・・
が交流リアクトルであり、４−１．４−２・・がコンデ
ンサ、６−１．６−２．・・・が負荷である。コンバー
タ制御回路７−１．７−２．・・・は、コンバータ装置
３−１．３−２．・・・の各スイッチング素子をＰ Ｗ
Ｍ ！ＩＪ御によりオン／オフさせることにより、直
流電流が所定の値となるように制御すると同時に、電源
電流の波形と力率を改善する。インバータ制御回路８−
１．８−２．・・・はそれぞれコンバータ制御回路７−
１．７−２．・・・と同様のＰＷＭ制御を行うことによ
り、負荷電流の波形を改善する。コンバータ制御回路７
−１．７−２．・・の搬送波信号は、搬送波出力手段９
の出力をそれぞれ移相回路５０−１．５０−２．・・を
用いて交流電源１から供給される電流脈動が最小となる
ように位相をずらしたものを用い、インバータ制御回路
８−１．８−２．・・・はそれぞれ対応するコンバータ
制御回路の搬送波信号を用いる。 上述したように、本実施例によっても、各コンバータ装
置のＰＷＭ制御の基準信号として、互いに適当な位相差
を持たせながら同期した信号を使用し、これと同じ信号
を対応するインバータ装置のＰＷＭ制御の基準信号とし
て使用していることから、交流電源の電流の脈動を小さ
くできるので、入力フィルタ等の電力設備の小形化を図
ることができ、またシステムの動作の安定化を図ること
ができる。さらに、平滑コンデンサに流入する電流が小
さくなるため、直流電圧の脈動が小さくなり、これによ
ってコンデンサ容量を小さくできるので、装置の小型化
が可能となる。 なお、上記各実施例は、いづれもアナログ回路により構
成したものとして説明したが、マイクロプロセッサ等を
用いたディジタル回路により構成することもでき、同一
の効果が得られる。 〔発明の効果〕 以上説明したように１本発明によれば、コンバータ装置
とインバータ装置を平滑コンデンサを介して接続してな
る電力変換装置において、コンバータ装置とインバータ
装置のＰ Ｗ Ｍ制御にかかる搬送波またはこれに相当
する時間基準信号を、同一または反転したものとしたこ
とから、コンデンサに流入・流出するパルス状電流の位
相を同じにすることができる。この結果、コンデンサ電
流を小さくでき、直流電圧の脈動を小さくできるので。 電圧電流制御の安定度が増すという効果がある。 また、コンデンサ容量を小さくできるので、装置の小型
化が可能となる。 また、本発明によれば、コンバータ装置とインバータ装
置を直流リアクトルを介して接続してなる電流型の電力
変換装置において、コンバータ装置とインバータ装置の
ＰＷＭ制御にかかる搬送波またはこれに相当する時間基
準信号を、同一または反転したものとしたことから、直
流リアクトルに流入・流出するパルス状電流の位相を同
じにすることができる。この結果、リアクトル電流を小
さくでき、直流電圧の脈動を小さくできるので、電圧電
流制御の安定度が増すという効果がある。 また、リアクトル容量を小さくできるので、装置の小型
化が可能となる。 さらに１本発明によれば、交流電源を複数のコンバータ
装置によって直流に変換し、それぞ九の直流電力をイン
バータ装置を介して交流電力に変換して負荷に供給する
電力変換装置についても、上記と同一の効果がある。
調節器１６ ａ ＝ ｃにより演算される交流電圧指令
を、多重コンバータ制御回路３７ａ〜３７ｃによりパル
ス幅変調し、多重コンバータ装置３３の各スイッチング
素子をオン／オフさせることにより、コンデンサ４の直
流電圧を一定に制御すると同時に、電源電流の波形と力
率を改善するようになっている。一方、多重インバータ
装置３５は、電圧指令発生手段２０により演算される交
流電圧指令を、多重インバータ制御回路３８ａ〜３８ｃ
により、多重コンバータ装置と同様のパルス幅変調を行
い、負荷電流の波形を改善するようになっている。多重
コンバータ制御回路３７ａでは、比較器１７ａ、１７ｂ
により交流電圧指令を直流レベル（Ｅｄ／４．−Ｅｄ／
４）の異なる２つの搬送波と比較し、論理回路３９ａに
より、交流電圧指令が２つの搬送波の両方よりも高いと
きには、多重コンバータ装置３３の入力電圧が正となり
、逆に交流電圧指令が２つの搬送波の両方よりも低いと
きには、多重コンバータ装置の入力電圧が零となるよう
に、反転器１８ａ、１８ｂおよびドライブ回路１９ａ〜
１９ｄを介して、多重コンバータ装置の各スイッチング
素子をオン／オフさせる。他の多重コンバータ制御回路
３７ｂ、３７ｃも同様の動作である。また、多重インバ
ータ制御回路３８ａ〜３８ｃも同様である。ただし、イ
ンバータ制御回路３８ａ〜３８ｃのＰＷＭ搬送波信号は
、切替器４４により、出力電圧が所定値より高いときに
はコンバータ制御回路３７ａ〜３７ｃの搬送波信号をそ
のまま用い、出力電圧が所定値より低いときにはコンバ
ータ制御回路３７ａ〜３７ｃの搬送波信号を、移相器４
３で位相を９０度遅らせた信号を用いる。なお、第５図
で、符号４１−１．４１−２は係数器、４２−１．４２
−２と４５−１．４５−２は電圧設定器である。 このように構成される第３の実施例の動作について、第
６図と第７図に示した各部の動作波形図を参照して説明
する。第６図は出力電圧が高いときの動作波形を示すも
のであり、第７図は出力電圧が低いときの動作波形図で
ある。第６図（イ）は電流調整器１６ａの出力である交
流電圧指令の波形と、コンバータのＰＷＭ搬送波を示し
、（ロ）は多重コンバータ装置の入力電圧を、（ハ）は
その入力電流を、（ニ）はその出力電流をそれぞれ示す
。第６図（ホ）は、電圧指令発生手段２０の出力である
交流電圧指令の波形と、インバータ装置３５のＰＷＭ搬
送波を示し、（へ）は多重インバータ装置の出力電圧を
、（ト）はその出力電流を、（チ）はその入力電流をそ
れぞれ示す。多重インバータ装置３５の出力電圧は、多
重コンパー夕装置３５の場合と同様、交流電圧指令と搬
送波を比較器２１ａ、２１ｂで比較し、これにより多重
インバータ装置３５の各スイッチング素子をオン／オフ
させることにより得られる。また５第６図（す）は、コ
ンデンサ４に流入する電流を示す。 このように、本実施例でも、多重コンバータ装置３３と
多重インバータ装置３５で、同一の搬送波を用いている
ことから、多重コンバータ装置３３の出力電流と多重イ
ンバータ装置３５の入力電流のリップルの位相が同じに
なるため、コンデンサ電流（第６図（す））が小さくな
る。この場合、第４図に示した第２の実施例と同様に、
多重コンバータ装置３３の搬送波と多重インバータ装置
３５の搬送波を反転した関係にしてもよく、コンデンサ
電流を小さくできる効果は変わらない。 ここで、第７図に示した出力電圧が低いときの動作波形
の例を説明する。同図（イ）〜（す）は、第６図に対応
させいてる。前述したのと同様に、多重コンバータ族Ｎ
３３の入力電圧は、交流電圧指令と多重コンバータのＰ
ＷＭ搬送波とを比較器１７ａ、１７ｂで比較し、論理回
路３７により、交流電圧指令が２つの搬送波の両方より
も高いときには、多重コンバータ族ｆｉｔ３３の入力電
圧が正となり、交流電圧指令が２つの搬送波の両方より
も低いときには多重コンバータ装置３３の入力電圧が負
となり、それ以外のときには多重コンバータ装置３３の
入力電圧が零となるように、各スイッチング素子をオン
／オフさせることにより得られる。このように、本実施
例において、出力電圧が低いときには、多重コンバータ
装置３３の搬送波と多重インバータ装置３５の搬送波に
、９０度の位相差を与えることにより、前記実施例と同
様に、多重コンバータ装置３３の出力電流と多重インバ
ータ装置３５の入力電流のリップルの位相が同じになる
ため、コンデンサ電流（第７図（す））が小さくなる。 上述したように、本実施例によっても、前記各実施例と
同一の効果がある。 第８図に、本発明の第４の実施例の全体構成図を示す。 本実施例は、電流形の電力変換装置に係るものである。 図示のように、交流電源１から入力コンデンサ５２を介
して供給される交流電力は、コンバータ装置５３で直流
に変換され、さらに直流リアクトル５４により平滑され
て、インバータ装置５５に供給され、ここで交流に再変
換されて出力コンデンサ５６を介してモータ等の負荷６
に供給される。入力コンデンサ５２および出力コンデン
サ５６は、それぞれ入力電流および出力電流の波形を滑
らかにするフィルタの働きをする。コンバータ制御回路
５７は、コンバータ双５３の各スイッチング素子をＰＷ
Ｍ制御によりオン／オフさせるで、直流電流が所定の値
となるように制御すると同時に、電源電流の波形と力率
を改善するようになっている。インバータ制御回路５８
は、コンバータ制御回路５７と同様のＰＷＭ制御を行う
ことにより、負荷電流の波形を改善するようになってい
る。そして、コンバータ制御回路５７とインバータ制御
回路５８は、同一の搬送波出力手段９の出力を搬送波信
号としてＰＷＭ制御を行うようになっている。 従って、本実施例によれば、直流リアクトルを流れる電
流の脈動が小さくなるので、制御の安定度が増す。また
、直流リアクトルの容量を小さくできるので、装置の小
型化が可能となる。 第９図に、本発明の第５の実施例の全体構成図を示す。 本実施例は、一つのコンバータ装置３を複数のインバー
タ装置５−１．５−２で共用する電力変換システムにか
かるものである。図において、第１図実施例と同一符号
の部品は、同一機能構成のものである。コンバータ装置
３の直流出力はコンデンサ４により平滑されて、複数台
、のインバータ装置５−１．５−２．・・・でそれぞれ
交流に変換され、それぞれ負荷６ａ、６ｂ、・・・に供
給される。インバータ制御回路８−１．８−２．・・・
はそれぞれインバータ装Ｗ５−１．５−２・・・に対応
させて設けられている。インバータ制御回路８の搬送波
信号は、コンバータ制御回路７の搬送波出力手段９の出
力を、それぞれ移相回路５０−１゜５０−２．・・・を
用いて、コンデンサ４に流入する電流の脈動が最小とな
るように位相を少しづつずらしたものを用いる。移相回
路５０−１．５０−２．・・の移相変化幅の決定方法と
しては、コンバータ装置７および各インバ〜り装置５−
１．５−２・・・の定格電流から、平滑コンデンサ４に
流入する電流リップルが最小となるように予め決定する
。 また、平滑コンデンサ４に流入する電流リップルの振幅
を検出してこれが最小になるように、移相回路のうち少
なくとも１つ移相幅を可変制御する方法などが適用でき
る。 したがって、本実施例によれば、交流電源をコンバータ
装置によって直流に変換し、この直流電力を複数台のイ
ンバータ装置を介して交流電力に変換して、それぞれ複
数の負荷に供給する電力変換装置において、各インバー
タ装置のＰＶＩ’Ｍ制御の基準信号としての搬送波を、
コンバータのＰＷＭ制御の基準信号の搬送波に対し、適
当な位相差を持たせながら同期した信号を使用するよう
に構成したことから、平滑コンデンサ４に流入する電流
が小さくなり、これによって直流電圧の脈動が小さくな
るので、制御の安定度が増す。また、コンデンサ容量を
小さくできるので、装置の小型化が可能となる。 第１０図に、本発明の第６の実施例の概要構成を示す。 本実施例は、コンバータ装置３−１．３−２．・・・と
インバータ装置５−１．５−２．・・・からなる複数の
電力変換装置を、一つの交流電源】に接続した電力変換
システムに係るものである。 第１０図において、図中符号２−１．２−２． ・・
が交流リアクトルであり、４−１．４−２・・がコンデ
ンサ、６−１．６−２．・・・が負荷である。コンバー
タ制御回路７−１．７−２．・・・は、コンバータ装置
３−１．３−２．・・・の各スイッチング素子をＰ Ｗ
Ｍ ！ＩＪ御によりオン／オフさせることにより、直
流電流が所定の値となるように制御すると同時に、電源
電流の波形と力率を改善する。インバータ制御回路８−
１．８−２．・・・はそれぞれコンバータ制御回路７−
１．７−２．・・・と同様のＰＷＭ制御を行うことによ
り、負荷電流の波形を改善する。コンバータ制御回路７
−１．７−２．・・の搬送波信号は、搬送波出力手段９
の出力をそれぞれ移相回路５０−１．５０−２．・・を
用いて交流電源１から供給される電流脈動が最小となる
ように位相をずらしたものを用い、インバータ制御回路
８−１．８−２．・・・はそれぞれ対応するコンバータ
制御回路の搬送波信号を用いる。 上述したように、本実施例によっても、各コンバータ装
置のＰＷＭ制御の基準信号として、互いに適当な位相差
を持たせながら同期した信号を使用し、これと同じ信号
を対応するインバータ装置のＰＷＭ制御の基準信号とし
て使用していることから、交流電源の電流の脈動を小さ
くできるので、入力フィルタ等の電力設備の小形化を図
ることができ、またシステムの動作の安定化を図ること
ができる。さらに、平滑コンデンサに流入する電流が小
さくなるため、直流電圧の脈動が小さくなり、これによ
ってコンデンサ容量を小さくできるので、装置の小型化
が可能となる。 なお、上記各実施例は、いづれもアナログ回路により構
成したものとして説明したが、マイクロプロセッサ等を
用いたディジタル回路により構成することもでき、同一
の効果が得られる。 〔発明の効果〕 以上説明したように１本発明によれば、コンバータ装置
とインバータ装置を平滑コンデンサを介して接続してな
る電力変換装置において、コンバータ装置とインバータ
装置のＰ Ｗ Ｍ制御にかかる搬送波またはこれに相当
する時間基準信号を、同一または反転したものとしたこ
とから、コンデンサに流入・流出するパルス状電流の位
相を同じにすることができる。この結果、コンデンサ電
流を小さくでき、直流電圧の脈動を小さくできるので。 電圧電流制御の安定度が増すという効果がある。 また、コンデンサ容量を小さくできるので、装置の小型
化が可能となる。 また、本発明によれば、コンバータ装置とインバータ装
置を直流リアクトルを介して接続してなる電流型の電力
変換装置において、コンバータ装置とインバータ装置の
ＰＷＭ制御にかかる搬送波またはこれに相当する時間基
準信号を、同一または反転したものとしたことから、直
流リアクトルに流入・流出するパルス状電流の位相を同
じにすることができる。この結果、リアクトル電流を小
さくでき、直流電圧の脈動を小さくできるので、電圧電
流制御の安定度が増すという効果がある。 また、リアクトル容量を小さくできるので、装置の小型
化が可能となる。 さらに１本発明によれば、交流電源を複数のコンバータ
装置によって直流に変換し、それぞ九の直流電力をイン
バータ装置を介して交流電力に変換して負荷に供給する
電力変換装置についても、上記と同一の効果がある。
第１図は本発明の第１の実施例の構成図、第２図は本発
明の第１の実施例の動作波形図、第３図は比較のための
従来法による動作波形図、第４図は本発明の第２の実施
例の構成図、第５図は本発明の第３の実施例の構成図、
第６図と第７図は本発明の第３の実施例の動作波形図、
第８図は本発明の第４の実施例の構成図、第９図は本発
明の第５の実施例の構成図、第１０図は本発明の第６の
実施例の構成図である。 １・・交流電源、２・・・交流リアクトル、３・コンバ
ータ装置、４・・・コンデンサ、５・・・インバータ装
置、６・・負荷、７・・・コンバータ制御回路、８・・
インバータ制御回路、９・・・搬送波発生手段、２４・
・反転器、４３・・・移送器、４４・・・切替器、５０
・・移相回路、５４・・・直流リアクトル。
明の第１の実施例の動作波形図、第３図は比較のための
従来法による動作波形図、第４図は本発明の第２の実施
例の構成図、第５図は本発明の第３の実施例の構成図、
第６図と第７図は本発明の第３の実施例の動作波形図、
第８図は本発明の第４の実施例の構成図、第９図は本発
明の第５の実施例の構成図、第１０図は本発明の第６の
実施例の構成図である。 １・・交流電源、２・・・交流リアクトル、３・コンバ
ータ装置、４・・・コンデンサ、５・・・インバータ装
置、６・・負荷、７・・・コンバータ制御回路、８・・
インバータ制御回路、９・・・搬送波発生手段、２４・
・反転器、４３・・・移送器、４４・・・切替器、５０
・・移相回路、５４・・・直流リアクトル。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバータ
装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御に
より交流に変換して負荷に供給するインバータ装置とを
含んでなる電力変換装置において、前記コンバータ装置
と前記インバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこ
れに相当する基準信号が、同一の信号であることを特徴
とする電力変換装置。 ２、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバータ
装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御に
より交流に変換して負荷に供給するインバータ装置とを
含んでなる電力変換装置において、前記コンバータ装置
のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信号
の極性を反転した信号を、前記インバータ装置のＰＷＭ
制御の基準信号としたことを特徴とする電力変換装置。 ３、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバータ
装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御に
より交流に変換して負荷に供給する複数のインバータ装
置とを含んでなる電力変換装置において、前記各インバ
ータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する
基準信号が、前記コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波
信号又はこれに相当する基準信号と同一の周期で、かつ
互いに一定の位相差を持たせた信号であることを特徴と
する電力変換装置。 ４、同一の電源から供給される交流をＰＷＭ制御により
直流に変換する複数のコンバータ装置と、この各コンバ
ータ装置の直流出力をそれぞれＰＷＭ制御により交流に
変換して負荷に供給する複数のインバータ装置とを含ん
でなる電力変換装置において、前記各コンバータ装置と
これに対応する前記各インバータ装置がそれぞれ同一の
ＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信号に
より制御され、この各搬送波信号又はこれに相当する基
準信号が、同一の周期でかつ互いに一定の位相差を持た
せた信号であることを特徴とする電力変換装置。 ５、請求項第１項乃至第４項の電力変換装置において、
前記インバータ装置およびコンバータ装置が、電圧形の
インバータ装置およびコンバータ装置であることを特徴
とする電力変換装置。 ６、請求項第１項乃至第４項の電力変換装置において、
前記インバータ装置およびコンバータ装置が、電流形の
インバータ装置およびコンバータ装置であることを特徴
とする電力変換装置。 ７、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバータ
装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御に
より交流に変換して負荷に供給するインバータ装置とを
含んでなり、前記コンバータ装置と前記インバータ装置
がともに各相あたり３つの電圧レベルの段階状電圧を出
力する構成の電力変換装置において、前記インバータ装
置の出力電圧が所定値より高いときには、前記コンバー
タ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当する基
準信号と同一の信号を、前記インバータ装置のＰＷＭ制
御の搬送波信号又はこれに相当する基準信号とし、前記
インバータ装置の出力電圧が所定値より低いときには、
前記コンバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれ
に相当する基準信号の位相を９０度ずらした信号を、前
記インバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに
相当する基準信号としたことを特徴とする電力変換装置
。 ８、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバータ
装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御に
より交流に変換して負荷に供給するインバータ装置とを
含んでなる電力変換装置の制御方法において、前記コン
バータ装置と前記インバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波
信号又はこれに相当する基準信号を同一の信号にしたこ
とを特徴とする電力変換装置の制御方法。 ９、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバータ
装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御に
より交流に変換して負荷に供給するインバータ装置とを
含んでなる電力変換装置の制御方法において、前記コン
バータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当す
る基準信号の極性を反転した信号を、前記インバータ装
置のＰＷＭ制御の基準信号としたことを特徴とする電力
変換装置の制御方法。 １０、交流をＰＷＭ制御により直流に変換するコンバー
タ装置と、このコンバータ装置の直流出力をＰＷＭ制御
により交流に変換して負荷に供給する複数のインバータ
装置とを含んでなる電力変換装置の制御方法において、
前記各インバータ装置のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこ
れに相当する基準信号が、前記コンバータ装置のＰＷＭ
制御の搬送波信号又はこれに相当する基準信号と同一の
周期で、かつ互いに一定の位相差を持たせた信号である
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 １１、同一の電源から供給される交流をＰＷＭ制御によ
り直流に変換する複数のコンバータ装置と、この各コン
バータ装置の直流出力をそれぞれＰＷＭ制御により交流
に変換して負荷に供給する複数のインバータ装置とを含
んでなる電力変換装置の制御方法において、前記各コン
バータ装置とこれに対応する前記各インバータ装置がそ
れぞれ同一のＰＷＭ制御の搬送波信号又はこれに相当す
る基準信号により制御され、この各搬送波信号又はこれ
に相当する基準信号が、同一の周期でかつ互いに一定の
位相差を持たせた信号であることを特徴とする電力変換
装置の制御方法。 １２、交流を直流に変換するコンバータ装置と、このコ
ンバータ装置の直流出力を交流に変換するインバータ装
置と、このインバータ装置により駆動制御される圧延設
備の電動機と、この電動機にかかる制御指令に基づいて
前記コンバータと前記インバータとをそれぞれＰＷＭ制
御する制御装置とを含んでなる圧延システムにおいて、
前記コンバータ装置と前記インバータ装置のＰＷＭ制御
の搬送波信号又はこれに相当する基準信号を同一の信号
にしたことを特徴とする圧延システム。
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|---|---|---|---|
| JP2237671A JPH0834695B2 (ja) | 1990-09-07 | 1990-09-07 | 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04121065A true JPH04121065A (ja) | 1992-04-22 |
| JPH0834695B2 JPH0834695B2 (ja) | 1996-03-29 |
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ID=17018786
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| JP2237671A Expired - Lifetime JPH0834695B2 (ja) | 1990-09-07 | 1990-09-07 | 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム |
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