JPH0412640A - 車両用発電機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は発電機の制御装置及びその方法に関し、特に自
動車用充電発電機の出力電圧制御に適用した場合に好適
な特性を得ることができる自動車用充電発電機の制御装
置及びその制御方法に関する。

〔従来の技術〕

従来の発電機制御装置及び制御方法においては、特開昭
６２−１６００４３号に示すように、発電機の負荷電流
によって出力電圧が低下する。また、発電機の出力電圧
波形は、実開平１−１１３５８７号に示すように、リッ
プルが大きい。従って、特開昭６１−２６２０３９号、
特開昭６０−３５９２６号に示されるごとく、バッテリ
電圧検出にはフィルタ（Ｃ−Ｒ等）が用いられている。

従来例の具体的な一実施例を第２図に示す。第２図にお
いて、１は三相の交流発電機、２は、１の交流発電機の
出力を整流して、３のバッテリへ充電電流を流す三相整
流器、４は交流発電機の界磁巻線、５はフライホイール
ダイオード、６は４の界磁巻線に流れる電流をＯＮ。

ＯＦＦ制御するパワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素
子（チョッパ）、７は電圧比較コンパレータ、８はＣ−
Ｒ等で構成されるローパスフィルタである。

従来方式において、レギュレータによる充電発電機の動
作を次に示す。交流発電機１の出力電圧は３相整流器２
によって整流され、バッテリ３へ充電電流を流すととも
に、フィードバック電圧Ｖａを出力する。そして、コン
パレータ７によって内部の設定基準電圧ＶａＣとローパ
スフィルタを通したフィードバック電圧Ｖｓｓと比較し
、ＶＢｓがＶａｃより低い場合には、コンパレータ７の
出力は１１　ＨＰｊとなりチョッパ６をＯＮし、界磁巻
線４に電流を流し発電機１の出力電圧を上昇させ、Ｖａ
が高くなる。次に、Ｖａ上昇により、コンパレータ７で
は、一定値の設定電圧ＶａＣとを比較し、出力は“Ｌ　
ＴＴとなるチョッパ６を０ＦＦＬ界磁巻線４にはフライ
ホイールダイオードを経由して流れるフライホイール電
流を流し減衰する。これらの動作をくり返えし、バッテ
リ電圧ＶＢ（発電機出力電圧）が一定になるように制御
を行う。３相発電機の交流出力は整流器２で３相整流さ
れてＶａの出力電圧を得るが、３相のリップルを含んだ
脈動電圧であるために、バッテリ及び負荷に大電流を流
す場合等発電機の出力を大きくとると配線の抵抗等の影
響によりリップ電圧が大きくなる。したがって、脈動を
平滑するためのローパスフィルタを用いた後電圧比較器
７で比較するＯＮ、ＯＦＦ制御が一般的である。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術においては、発電機の回転数が車のエンジ
ン回転数に同期して、アイドル回転状態から数万ｒｐｍ
まで大幅に変化するため、発電機の交流リップル周波数
が大きく変わる。また、発電機出力電圧も回転数により
大幅に変化する問題がある。

さらに、負荷電流を大きくとると、配線抵抗の影響を受
けて発電機の出力電圧のリップルも大きくなるために、
出力電圧制御特性が悪くなる等の問題がある。また、Ｏ
Ｎ、ＯＦＦ制御のために配線の長さの違いによりスイッ
チング周波数が変化し、数Ｈｚと極端に低下する等の問
題がある。

また、界磁電流の最大値等を制御するために、ＰＷＭ式
電流制御をマイナーループに用いた場合においては、発
電機電圧のリップル除去用にローパスフィルターを用い
るので電圧制御ループが不安定になる等の問題があった
。

本発明の目的は、発電機の出力電流を大きく流した場合
においても、配線抵抗等の影響を受けずに出力電圧変動
範囲が小さくなり、良好な負荷変動特性を得ることがで
きる自動車用充電発電機制御装置を提供するにある。

本発明の別の目的は、発電機の出力電圧リップルの影響
を受ずに充電発電機の出力電圧制御を行うことができる
充電発電機制御装置を提供するにある。また１本発明の
目的は、発電機制御装置の制御安定用補償回路と発電機
の出力電圧リップル除去用フィルタ回路とを各々独立に
もうけることなく共用し、フィルタ回路を無くすことに
ある。

本発明の他の目的は、電圧制御系が電源配線等の長さの
影響を受けることなく安定に動作させることができる自
動車用充電発電機の制御装置を提供するにある。

また、本発明の他の目的は、デジタル制・御方式を用い
た場合の、信号入力用Ａ／Ｄ変換器にビット数の少ない
安価なものを用いた場合でも制御性能の向上が図れる自
動車用充電発電機の制御装置を提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、バッテリ充電用交流発電機
の電圧フィードバックループに補償回路をもうけること
により、発電機の回転数が大幅に変化しても電圧制御特
性を安定化できるようにしたものである。また、補償回
路により、発電機電圧の交流リップルも吸収できるよう
にして、制御の安定化補償機能とリップルをとるフィル
タ機能とを共用させたものである。また、充電用交流発
電機の電圧制御系のマイナループに電流制御回路をもう
けた場合においては、電流制御系を補償する第２の補償
回路と電圧制御系を補償する第１の補償回路をもうけた
ことである。また、充電発電機用制御装置において、電
圧制御回路の補償定数をマイナループの電流制御回路の
補償定数よりも大きく選定するようにしたものである。

また、補償定数は、充電発電機の界磁巻線回路定数より
も大きく設定するようにしたものである。

〔作用〕

上記の様に構成した本発明によれば、バッテリ充電用交
流発電機の出力電圧は、負荷電流が大幅に変化した場合
においても、設定電圧値とバッテリ電圧のフィードバッ
ク値との偏差がＯになるように制御するので、電圧変動
幅を小さく制御することができる。また、電源配線が長
（なり電圧降下が大きく生じる場合においても、電圧偏
差がＯになるように制御されるので配線の影響を受ける
ことなく、出力電圧変動幅を小さく制御することができ
る。また、発電機出力に加わる負荷が急変する過渡特性
においても、補償回路により出力電圧を安定に制御する
ことが可能である。

また、ＰＷＭ制御を行なった場合においても、補償回路
を用いることにより、電源配線の影響でＰＷＭ周波数が
変動することなく、ＰＷＭ制御回路周波数に基づいて電
圧制御を行うことができる。

さらに、補償回路を用いることにより、バッテリ電圧（
交流発電機出力）の交流リップル除去用フィルタを独立
にもうけることなく、電圧のフィールドバック制御を行
なうことが可能である。

また、充電用交流発電機は自動車のエンジンに直結（ま
たは、ベルトかけ）されて回転するために、発電機回転
数も大幅な変化が有り、それによりリップ周波数も大き
く変化する。その場合においても補償回路により、電圧
のリップル除去と電圧制御の安定化が図れる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第１
図において、１は三相の交流発電機、２は、１の発電機
の出力電圧を整流して、３のバッテリへ充電電流を流す
三相整流機、４は交流発電機の界磁巻線、５はフライホ
イールダイオード、６は、４の界磁巻線に流れる電流を
ＯＮ、ＯＦＦ制御するパワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ
ング素子（チョッパ）、また、９は発電機１をベルト１
０を介して駆動するエンジン等の原動機、１１はランプ
その他の自動車用負荷、１２は負荷１１をＯＮ、、ＯＦ
Ｆするスイッチ、１３は１３１の偏差増幅器を含む補償
回路、１４はＰＷＭ回路であり、上記回路によって自動
車用充電発電機制御装置が構成される。

自動車用発電機１は自動車のエンジン９により駆動され
、三相交流電圧が出力される。この交流電圧は三相整流
器２によって整流されバッテリ３へ電流を供給する。バ
ッテリ３にはスイッチ１２を介して負荷１１が複数個接
続されている。負荷としてはカーエアコン、照明装置、
燃料制御用電子装置、音響機器等である。発電機１の出
力電圧は、界磁巻線に流れる電流をチョッパ６でＯＮ。

ＯＦＦ制御することによって変化する。すなわち、この
界磁巻線に流れる電流を制御することによってバッテリ
３の電圧が所定値となるように発電機の出力電圧（電流
）を制御する。また、フィードバック制御動作は以下の
ようになる。バッテリ電圧Ｖａは偏差増幅器１３１によ
ってバッテリ設定電圧Ｖｓｃと比較され、その偏差Ｅは
補償回路１３でに倍されてた信号にεを出力する。ＰＷ
Ｍ回路１４ではにεに応じたデユティを出力し、チョッ
パ６を駆動して界磁巻線４に加わる電圧をＯＮ。

ＯＦＦ制御する。

次に補償回路の詳細について説明する。

第３図（ａ）〜（ｂ）に補償回路の一実施例を示す。

第３図（ａ）は比例補償方式であり、演算増幅器１３２
と入力抵抗１３３，１３４、フィードバック抵抗１３５
，１３６で構成され、バッテリ電圧ＶＢｓ（バッテリ端
子電圧Ｖａを分圧した電圧）とバッテリの設定電圧Ｖａ
ｃとの偏差をとリケインに倍して出力電圧にεを得るこ
とができる。第３図（ｂ）は比例、積分補償方式であり
、フィードバック抵抗１３５，１３６と直列に積分補償
用コンデンサ１３７，１３８を有し、高周波領域のリッ
プル電圧を低減するフィルタ特性も備えている。

第３図（Ｃ）は積分補償方式であり、フィードバック回
路はコンデンサ１３７，１３８のみのため、入力信号Ｖ
ＢＳとＶＢＣの偏差が０になるまで動作する。いわゆる
積分動作を行う。と共に高周波領域のリップル電圧が低
減できる。すなわち、充電発電機の制御の安定化補償と
ともに、バッテリ電圧検出信号Ｖａｃに含まれる発電機
の交流リップル電圧も吸収できるフィルタ効果も有する
。

第４図（ａ）〜（ｃ）は第３図（ａ）〜（ｃ）に示した
補償回路の変形例である。すなわち、第４図において、
バッテリ設定電圧ＶａＣは、発電機の出力電圧Ｖａｓと
は異なり交流リップル電圧を含まない一定の直流電圧で
ある。したがって、演算増幅器１３２の十端子入力部の
抵抗、コンデンサを省略しても、上記した機能を実現す
ることができる。

第５図に、他の実施例の一例のブロック図を示す。バッ
テリ充電発電機用電圧制御系のマイナループに電流制御
機能を付加した場合を示している、第５図において、前
記第１図に示した同一記号の構成の説明については省略
する。第５図で、Ａは電圧制御回路であり、前記第１図
に示したものと同様に偏差増幅器１３１と第１の補償回
路１３で構成される。また、Ｂは、新たに構成した電流
制御回路であり、第２の偏差増幅器１５１と第２の補償
回路１５．、ＰＷＭ回路１４と、チョッパ６の電流を検
出抵抗１７を介して電流を検出する電流検出回路１６等
で構成される。

以下界磁巻線電流の制御について説明する。

バッテリの端子電圧Ｖａはバッテリ設定電圧Ｖａｃと比
較され、その偏差εは第１補償回路で増幅されるととも
に高域周波数成分がカットされ、Ｋ□ε１の信号を出力
する。すなわち、界磁電流指令値ｌ１ｃ＝Ｋｉε工を得
る。

電流制御回路Ｂにおいては、第２の偏差増幅器１５１で
、界磁電流指令値Ｉｉｃと界磁電流検出回路の電流検出
信号Ｉｚｚとを比較してその偏差ε２は第２補償回路１
５で増幅されることとともに、高域周波数成分がカット
され、Ｋ２ε２の信号を出力する。

ＰＷＭ回路１４では、電流偏差信号（増幅も含む）Ｋｚ
ε２に応じてデユーティを決定し、６のチョッパをＯＮ
、ＯＦＦ動作させ、界磁巻線４に流す電流を制御する。

そして、実際に流れた界磁電流を検出抵抗１７と電流検
出信号１６を介して、前記偏差増幅器１５１ヘフイード
バツクされ、電流フィードバック制御が行われる。その
場合の電流制御における第２補償回路定数は次のようで
ある。

充電発電機の界磁巻線４は、一般に巻数が多く巻かれて
いるためにインダクタンスが大きく、時定数も長い。従
って、電流制御系の応答を早くするために、前記した比
例、比例・積分、積分等の補償方法を用いて最適補償を
行う必要がある。

一方、電機子１の巻線時定数は、界磁巻線の時定数より
も小さい。従って、電圧制御系の第１補償回路で補償を
行う場合には、Ｂの電流制御回路の制御応答よりも補償
定数を大きくすることが必要である。すなわち、電圧制
御系応答時間〉電流制御系応答時間を満足しないと充電
発電機の制御は安定とならない。なぜならば、電圧制御
系のフィードバック信号となるバッテリ電圧ＶＢには、
三相発電機のリップルが多く含まれており、リップル除
去の為にも、また、バッテリ配線が長くなった場合の配
線抵抗、インダクタンスの影響を除く為にも第１の補償
定数を界磁電流制御系よりも充分長くすることが必要で
ある。この結果、電圧制御系を安定に動作させることが
可能である。

次に、第５図の具体的な詳細回路を第６図に示す。第６
図において、１３は第１補償回路を含み、電圧制御系を
構成している。具体的には、演算増幅器（偏差増幅器）
１３２．入力抵抗（積分抵抗）１３３、フィードバック
コンデンサ１３７（積分コンデンサ）で積分器を構成す
るとともに、バッテリ電圧ＶＢを分圧抵抗１９１，１９
２で分圧した電圧ＶＢＳのリッフルを除去するフィルタ
機能も備えている。また、バッテリ検出電圧ＶａＳとバ
ッテリ設定電圧Ｖａｃとの偏差を出力するものである。

１５は、第２の補償回路であり、偏差増幅器１５２゜入
力抵抗１５３，１５４．フィードバック抵抗１５５．１
５６でもって比例補償回路を構成し、これらを含めて電
流制御系を構成している。

１４はＰＷＭ回路であり、１４１は演算増幅器で入力抵
抗１４２，１４３，１４４と帰還コンデンサ１４５で積
分器を構成し、また、増幅器１４６と１４６の出力を抵
抗１４７で正帰還させ、かつ入力抵抗１４８でもって、
ヒステリシスをもった比較器として動作させ、その場合
の比較器の動作レベルは入力抵抗１４９を介して設定さ
れるＶｃで決定される。そして、比較器の出力Ｃｏを積
分入力抵抗１４２ヘフイードバツクすることで、デユー
ティ制御が可能なＰＷＭ制御回路となる。上記、ＰＷＭ
制御回路１４は、六方信号（電圧）εＩに対して出力信
号ｅｏのデユーティ（通流率）を比例的に制御できる機
能を有している。

１８は６のチョッパのゲート駆動回路であり、ＰＷＭ信
号ｅｏを増幅し、ゲートを駆動する信号を発生する。ま
た、１８のゲート駆動回路には駆動信号の増幅の他、電
圧を昇圧する機能等も有する。

１６は電流検出回路であり、演算増幅１６１゜入力抵抗
１６２，１６３．帰還抵抗１６４，１６５で構成される
。

マタ、１７は電流検出用抵抗であり、チョッパ６に流れ
る電流を検出するものである。チョッパ６はパワーＭＯ
５ＦＥＴを用いた場合を示しており、素子電流の１部の
電流を分流して電流検出抵抗１７に流して電圧により検
出する場合を示している。

図の場合は、スイッチがプラスの電源側にある、いわゆ
るハイサイドスイッチの場合を示したが、スイッチが負
荷と逆のマイナス側に用いた場合でも同じような機能を
有し、いずれの場合でもよい。

次に第６図の動作説明を行う。先ず電圧制御回路１３の
動作は次の通りである。電圧制御回路１３では、バッテ
リ電圧Ｖａを分圧した電圧Ｖｓｓがバッテリ電圧設定値
ＶＢＣと一致するようにフィードバック制御を行う。す
なわち、バッテリ電圧Ｖａｓと設定値ＶａＣとの偏差が
完全にＯＮなるまで偏差信号Ｉ（Ｃ（電流指令値）を出
力し、電流制御回路１５へ与える。

電流制御回路では、界磁電流指令■工。が与えられると
偏差増幅器１５２では電流のフィードバック信号１１１
とから得られた偏差信号を増幅した信号ε２を発生し、
ＰＷＭ回路に与える。

ＰＷＭ回路では、前記ε２の信号に応じてＰＷＭ信号ｅ
ｏのデユーティを変化させ、ゲート駆動回路１８を介し
てチョッパ６を動作させて界磁電流Ｉ、を制御する。界
磁電流検出を直接検出するには、絶縁形の電流検出器や
シャント抵抗器等を用いて検出できるが、検出器の価格
面やシャント抵抗の損失の問題等から、本発明では、パ
ワー素子電流の一部の分流電流を検出する方法を用いた
場合を例に示した。検出抵抗１７で検出されたパワー素
子電流信号は、電流検出回路１６で増幅後、ＩＩＫ信号
となり、電流指令値ＩＺＣと一致するようにフィードバ
ック制御が行われる。

第７図に交流発電機の詳細構成図を示す。

１は交流発電機であり、電機子巻線１０．界磁巻線４．
三相整流器２等で構成される。界磁巻線４が巻かれてい
るロータがエンジン等の駆動装置によって回転させると
、１０の電機子巻線より三相の交流電圧が発生する。こ
の三相整流機で交流を脈動電圧を含む直流電圧に変換後
、バッテリ３への充電電流及び負荷１１（スイッチがＯ
Ｎ時）へ電流を流す。

上記動作において交流の出力電圧は界磁巻線４に流れる
電流を６のチョッパでＯＮ、ＯＦＦ制御することにより
可変することができる。すなわち、チョッパ６がＯＮす
るとバッテリ電圧Ｖａがチョッパ６を通り界磁巻線４へ
界磁電流Ｉｉが流れる。

次にチョッパ６をＯＦＦすると界磁巻線４に流れていた
工、は流れつづけようとして、ダイオード５を介してフ
ライホイール電流となり減衰する脈動電流となる。

従って、チョッパ６の通流率（ＯＮ１０Ｎ＋０ＦＦ）を
変えることで、界磁電流を制御することができる。

なお、界磁巻線のインダクタンスが大きい場合には界磁
電流Ｉｉの脈動分は小さく直流電流に近い電流となる。

第６図に戻って、図に示した充電発電機の制御系におい
ては、充電発電機の出力電圧制御の安定化のために、上
記したごとく次のような方法を用いている。すなわち、
電流制御応答動作を早くするために、第２の補償回路１
５（電流制御回路）を比例補償のみとしている。また、
充電発電機の電圧制御を安定に動作させるために、第１
の補償回路（電圧制御回路）を積分補償のみとし、第２
の補償回路時定数よりも充分大きな値に設定している。

すなわち、第２の補償回路定数を充分大きくすることに
より、バッテリ電圧Ｖａに含まれた三相の整流リップル
も除去するとともに、電圧制御系の動作の安定化が図れ
る。

また、その他の実施例について第８図に示す。

充電発電機制御にマイコンを用いた場合を例に示したも
のであり、電圧制御系（電圧偏差）を上記したアナログ
制御で行い、ＰＷＭ制御、あるいは電流制御等はマイコ
ンを用いて、ソフト処理で行う場合を示した。第８図に
おいて、１３は電圧制御回路、１９はマイコン、１９１
はＡ／Ｄ変換器、１９２はＤ／Ａ変換器、１９３はｃｐ
ｕ、１９４はＰＷＭ発生回路である。電圧制御回路１３
では、バッテリ電圧信号Ｖａｓとバッテリ電圧設定値Ｖ
ａｃの偏差■ｆＣを出力する。■工Ｃは、フィードバッ
ク信号のバッテリ信号ＶＳＳが、設定値と一致するまで
出力し、上記した発電機の界磁電流を制御する。

設定電圧Ｖａｃは、ＣＰＵＩ　９３内のメモリに設定さ
れているデータをＤ／Ａ変換器を介して偏差増幅器１３
２へ与える。偏差信号ＩｆＣは１９１のＡ／Ｄを介して
ＣＰＵ１９３へ入力される。電圧制御のみの場合には、
偏差信号Ｉｔに応じたＰＷＭのデユーティを１９３のＣ
ＰＵで演算し、ＰＷＭ回路１９４を介し、ＰＷＭ呂力ｅ
ｏ　を出力する。

また、電流制御を行う場合には、図示していないが、Ａ
／Ｄ変換器を介してフィードバック電流を取込み、１９
３のＣＰＵでソフト的に電流制御演算を行ない、ＰＷＭ
回路１９４を介してＰＷＭ出力信号ｅｏを出力する。

上記方法は、フィードバック信号のバッテリ電圧と設定
電圧の偏差補償演算をアナログで行っているので、電圧
検出の分解能を上げることができる。例えば、オールデ
ジタルの場合は、バッテリ電圧をＡ／Ｄ変換器を介して
入力するために、電圧制御部で増幅演算を行うと、ビッ
トの分解能がおちるために制御精度が悪くなる。したが
って、電圧制御性能を上げるためには、高精度のＡ／Ｄ
変換器が必要となる。一方、本発明の場合は、演算増幅
後Ａ／Ｄ変換を行うので、ＰＷＭのデユーティ設定に必
要なビット数であれば良いので高精度のＡ／Ｄ変換器の
必要はない。

以上、説明したごとく１車力式のアナログ、デジタル方
式を用いれば、精度良い発電機の制御特性を得ることが
できる。

以上、説明した本発明を適用した充電発電機の電圧変動
特性の一例を、従来方式と比較して第９図に示す。発電
機出力から負荷に流れる電流１しを、０〜１００Ａ程度
変化させた場合のバッテリ電圧変動特性を示している。

電圧の制御特性は、従来方式が大幅に変動するのに対し
て、本発明を適用した場合のバッテリ電圧の変動は小さ
く、はとんど変化が無い、良好な特性を示している。

以上、本発明の実施例によれば、自動車用充電発電機の
出力制御特性が発電機の負荷変動時あるいは、回転数が
変わった場合においても、出力電圧を一定に制御できる
ために、充電発電機の性能向上が図れる効果がある。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、充電発電機の出力
電圧制御において、フィードバックループに補償回路を
もうけることにより充電発電機出力の負荷急変時、ある
いは、大容量負荷を付加した場合においても、電圧を一
定に制御できる効果がある。また、充電発電機の界磁電
流制御にＰｔ１１Ｍ制御を用いることにより、界磁電流
のチョッピング周波数を規定できるために、制御方法が
容易となり、また、制御特性も向上する。さらに、電圧
安定化補償回路を用いれば、発電機出力電圧のリップル
除去用のフィルタが不要となる効果がある。

また、出力電圧安定化補償に積分補償、あるいは比例・
積分補償を用いることで、高精度の発電機の出力電圧制
御が可能となるとともに、電源配線が長くなった場合に
おける配線抵抗の影響による電圧変動を無くすことがで
きる。さらに、電圧制御系のマイナループに電流制御系
をもうけて、各々の補償定数を最適にすることにより、
電圧制御の安定化とともに、任意の界磁電流を可変する
ことも可能となる効果がある。また、自動車用充電発電
機において、電圧制御系の補償をアナログで、他の制御
をデジタルで行うことにより、オールデジタル制御の場
合よりも良い制御性能が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、自動車用バッテリ充電発電機において、発電機の出
   力電圧制御用の電圧フィードバックループに電圧安定化
   の為の補償回路をもうけたことを特徴とする充電発電機
   制御装置。 ２、前記第１項において、充電発電機の界磁電流制御に
   ＰＷＭ制御手段を備えたことを特徴とする充電発電機制
   御装置。 ３、前記第１項において、電圧安定化補償回路はバッテ
   リのリップルフィルタ回路と共用することを特徴とする
   充電発電機制御装置。 ４、前記第１項において、電圧安定化補償回路に比例・
   積分補償を行うことを特徴とする充電発電機制御装置。 ５、前記第１項において、電圧安定化補償手段として、
   積分補償を行うことを特徴とする充電発電機制御装置。 ６、前記第２項において、電圧制御回路のマイナールー
   プに電流制御回路をもうけ、該電流制御回路にはＰＷＭ
   制御回路を含み、界磁電流をフィードバックして制御す
   ることとし、電圧及び電流制御回路の各々には電圧安定
   化補償、電流安定化補償を行うことを特徴とする充電発
   電機制御装置。 ７、前記第６項において、電圧制御回路の安定化補償定
   数は電流制御回路の安定化補償定数よりも大きくしたこ
   とを特徴とする充電発電機制御装置。 ８、前記第２項において、電圧安定化補償はアナログ方
   式で、他の制御演算はデジタル方式で行うことを特徴と
   する充電発電機制御装置。