JPH04133633A - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、コンピュータ、電磁開閉器、可変速電動機等
に用いる無停電電源装置（以下、ＵＰＳという。）に係
り、詳しくは入出力電圧を一致させる回路を備えたＵＰ
Ｓに関するものである。

［従来の技術］ 一般のＵＰＳにおいては、コンバータ、蓄電装置、イン
バータ等からなる主回路とは別に、入力端子と出力端子
とを直結し得るバイパスを併設し、下記■又は■のよう
に出力端子に対して前記インバータ又はバイパスを切換
接続するようになっている。

■　インバータ常用給電方式のＵＰＳにおいては、出力
端子に対して、平常時及び停電時にはインバータを切換
接続し、ＵＰＳの故障時にはバイパスを切換接続する。

■　インバータ待機方式のＵＰＳにおいては、出力端子
に対して、平常時及びＵＰＳの故障時にはバイパスを切
換接続し、停電時にはインバータを切換接続する。

ここで、もし前記入力端子又は入力中性点の電位と前記
出力端子又は出力中性点の電位とが一致せず、且つ、入
出力間が絶縁されていないとすると、前記インバータと
バイパスの切換接続時に該バイパスに短絡電流が流れ、
ＵＰＳ又は負荷機器の動作不良や故障等の原因となる。

また、入力端子のいずれか一端子がアースされていても
、これに対応する出力端子がアース電位にならない。

例えば、第５図に示すような三相ＵＰＳにおいては、一
般に入力端子ａ・、ｂ　ｉ　、Ｃｉのいずれ【 か一端子又は入力中性点Ｎｉがアース電位であり、ここ
では入力端子ＣＨがアース電位であるとする。

いま、コンバータＡとインバータＣとが独立して制御さ
れているとすると、前記入力端子Ｃ・に対応する出力端
子Ｃ８の電位は一般に零（アース電位）にはならない。

また、この三相ＵＰＳは入出力間が絶縁されていないた
め、出力端子ａ。。

ｂ　ｏ　、Ｃｏに対してインバータＣ又はバイパスＤを
半導体電力スイッチＥにより切換接続する時には、該バ
イパスＤに短！８電流が流れてしまう。

そこで、これらの問題を解決するため、従来のＵＰＳに
おいては例えば次の（１）（２）のように入出力間を絶
縁トランスにより絶縁する方式が採用されていた。

（１）第６図に示すように、入力端子ａ・、ｂＣ・とコ
ンバータＡとの間（又はインバータＣと出力端子ａ　　
、　ｂ　　、　Ｃｏとの間）に絶縁トランＯ ス５１（ここでは三相トランス〉を設ける方式。

（２）第７図に示すように、入力端子ａ・、ｂＣ・に接
続されたコンバータＡと出力端子ａ。。

！ ｂ　　、Ｃ（）に接続されたインバータＣとの間に、高
周波インバータ５２とコンバータ５３とからなる直流−
直流変換器Ｍを付加し、該高周波インバータ５２とコン
バータ５３との間に絶縁トランス５４（高周波トランス
）を設ける方式。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、上記のような絶縁トランス等を用いた方式で
は、下記（ＩＯ２）のような問題を避けることができな
かった。

（１）第６図のように商用電源という低周波を取り扱う
入力側（又は出力側）に絶縁トランス５１を設けると、
該絶縁トランス５１の電力損失による効率低下が顕著に
起こるとともに、該絶縁トランス５１に体積及び重量の
大きいものが必要となるため、ＵＰＳが大型化・重量化
し、コストも高くなる。

（２）第７図のように直流−直流変換器Ｍという高周波
を取り扱う部位に絶縁トランス５４を設ければ、該絶縁
トランス５４での効率低下は減少し、該絶縁トランス５
４自体も小型・軽量のもので済むという利点はある。し
かし、この直流−直流変換器Ｍのスイッチング損失によ
る効率低下が起こるとともに、全体の回路が複雑化して
部品点数も増大し、コストがかなり高くなってしまうと
いう欠点がある。

本発明の目的は、上記課題を解決し、入出力電位を一致
させることにより、インバータとバイパスの切換接続時
における短絡電流の防止を図り、出力端子のいずれか一
端子又は出力中性点をアース電位にすることができるだ
けでなく、従来用いられていた絶縁トランスや直流−直
流変換器を除くことにより、高効率化、小型・軽量化及
び低コスト化を実現することができる新規なＵＰＳを提
供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明では、入力端子から
入力された交流電力を直流電力に変換するコンバータと
、前記コンバータからの直流電力を蓄える蓄電装置と、
前記コンバータからの直流電力又は前記蓄電装置に蓄え
られた直流電力を交流電力に変換するインバータと、前
記入力端子を出力端子に直結し得るバイパスと、前記出
力端子に対して前記インバータ又は前記バイパスを切換
接続する半導体電力スイッチとを備えたＵＰＳにおいて
、前記入力端子のいずれか一端子又は入力中性点の電位
と前記出力端子のいずれか一端子又は出力中性点の電位
とが一致するように、前記入力端子の全端子の電圧の零
相分又は前記出力端子の全端子の電圧の零相分を変化さ
せる入出力電位−数回路を設けるという手段を採った。

この入出力電位−数回路としては、前記入力端子のいず
れか一端子又は入力中性点の電圧と前記出力端子のいず
れか一端子又は出力中性点の電圧との電位差を測定する
手段と、該電位差に基づいて生成した零相分補正信号を
前記コンバータ又は前記インバータの制御信号に加える
手段とを含む回路を挙げることができる。

次に、本発明における基本的な考え方を説明する。

（前提条件） 本発明は、コンバータの入力電圧とインバータの出力電
圧とがほぼ等しく、且つ、周波数と位相が同期している
ことを前提条件とする。ＵＰＳは、定電圧・定周波数（
ＣＶＣＦ）であり、位相も同期させるのが普通であるか
ら、自ずとこの前提条件を満たす。

（入出力電位を一致させるための考え方）本発明の要点
は、入力端子の全端子の電圧の零相分又は出力端子の全
端子の電圧の零相分を変化させることにより、該入出力
電位を一致させるという点にある。そして、アース電位
にある入力端子のいずれか一端子又は入力中性点に対応
する、出力端子のいずれか一端子又は出力中性点の電位
を零にするのである。

これを第２図に示すような三相ＵＰＳについて説明する
と、インバータＡ又はコンバータＣを適当に制御するこ
とにより、直流中性点Ｎｄの電位に対して入力中性点Ｎ
・の電位又は出力中性点Ｎｏの電位を自由に（直流リン
ク電圧Ｅ６によりある制限を受けるが）変化させること
ができる。

従って、これら入力中性点Ｎ・と出力中性点Ｎ。

との電位差ｅｉｏを制御することにより、例えばｅｉｏ
＝０とすれば、入力中性点Ｎ１の電位と出力中性点Ｎ。

の電位とを一致させることができる。

同様の考え方で、入力端子ａ・、ｂ　ｉ　、Ｃ＋のいず
れか一端子の電位と、これに対応する出力端子ａ　、ｂ
　、ｃｏのいずれか一端子の電位とを一〇〇 致させることもできる。

（インバータ又はコンバータの制御法）次に、前記イン
バータ又はコンバータをどのように制御するかについて
説明する。例えば、第３図に示すような搬送波発生器１
４を用いたＰＷＭ（パルス幅変調）制御のインバータＣ
において、直流リンク電圧Ｅｄの直流中性点Ｎ、１をア
ース電位と考えると、出力端子ａ。、ｂ　ｏ　、Ｃｏの
電圧ｅ８、ｅｂ、ｅＣは、制御回路Ｇの比較器１９ａ。

１９ｂ、１９ｃに入力される三相信号波ｅａ　　、ｅ、
＊、ｅｏ＊と振幅を除いて一致する。すなわち、追従さ
せることができる。ここで、各信号波に零相分補正信号
ｅ。＊を加え、 ｅａ＊＝ＥｍＳｉｎωｔ＋ｅｏ＊ ｅｂ”：＝Ｅｍｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ−２／３π）＋ｅ。

＊ ｅＣ＊＝Ｅｍｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ−４／３π）　＋ｅＯ
＊とすると、出力端子ａ。、ｂｏ、ｃｏの線間にはこの
零相分補正信号ｅ。＊に対応する電圧は表れないが、出
力中性点Ｎ。にはこの零相分補正信号ｅｏ＊と振幅だけ
異なる電圧ｅ。を発生させることができる。これにより
出力中性点Ｎ。の電位を入力中性点（図示路）の電位に
一致させることが可能になる。同様の考え方で、出力端
子ａ。。

ｂ　ｏ　、　Ｃｏの電位をこれらに対応する入力端子の
電位に一致させることもできる。

なお、前記搬送波の比較器１９ａ、１９ｂ。

１９ｃに代えて、ヒステリシス比較器を使用することも
できる。

［作用］ 前記入出力電位−数回路は、前記入力端子の全端子の電
圧の零相分又は前記出力端子の全端子の電圧の零相分を
変化させることにより、前記入力端子のいずれか一端子
又は入力中性点の電位と前記出力端子のいずれか一端子
又は出力中性点の電位とを一致させる。具体的には、前
記入出力電位−数回路が、前記入力端子のいずれか一端
子又は入力中性点の電圧と前記出力端子のいずれか一端
子又は出力中性点の電圧との電位差を測定し、該電位差
に基づいて生成した零相分補正信号を前記コンバータ又
は前記インバータの制御信号に加えることにより、上記
零相分の変化を行う。

このように、本発明のＵＰＳにおいては、従来のような
絶縁トランスや直流−直流変換器を用いることなく入出
力電位を一致させことができるので、インバータ又はバ
イパスの切換接続時における短絡電流が無くなり、出力
端子のいずれか一端子又は出力中性点をアース電位にす
ることができるだけでなく、高効率化、小型・軽量化及
び低コスト化を実現することができる。

［実施例］ 以下、本発明をインバータ常用給電方式の三相ＴＪＰＳ
に具体化した実施例について、第１図を参照して説明す
る。

（上回Ａ’ｌＧ＞ まず、ＵＰＳの主回路について説明する。ここで、商用
三相交流電源に接続される入力端子をａ・、ｂ・、Ｃｔ
　とし、コンデンサーを介して接続されな入力中性点を
Ｎ・とする。また、負荷に接続される出力端子をａ　　
、　ｂ　ｏ　、ｃ　ｏとし、コンデンサ２を介して接続
された出力中性点をＮ。

とする。

Ａは前記入力端子ａ・、ｂ・、Ｃ・にリアクトル３を介
して接続されたコンバータであって、入力された交流電
力を直流電力に変換するものである。図示したコンバー
タＡは、ブリッジ接続された６個のトランジスタ４ａ、
４ａ、４ｂ、４ｂ４ｃ、４ｃと、各トランジスタ４ａ・
・・のコレクターエミッタ間に並列接続されたダイオー
ド５とから構成されているが、勿論、ＧＴＯ，ＳＩサイ
リスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他のスイッチング素子を
用いて構成することもできる。なお、上側の３個のトラ
ンジスタ４ａ、４ｂ、４ｃと下側の３個のトランジスタ
４ａ、４ｂ、４ｃとは互いに逆に動作するので、一方の
制御を特定すればコンバータＡ全体の制御が特定される
。

Ｂは前記コンバータＡの出力に接続された蓄電装置であ
って、該コンバータＡからの直流電力を蓄えるものであ
る。この蓄電装置Ｂとしては、鉛蓄電池、アルカリ蓄電
池等の蓄電池や、フライホイール式蓄電装置等を例示す
ることができる。

Ｃは前記コンバータＡの出力及び蓄電装置Ｂに接続され
たインバータであって、該コンバータＡからの直流電力
又は該蓄電装置Ｂに蓄えられた直流電力を交流電力に変
換するものである。図示したインバータＣは、ブリッジ
接続した６個のトランジスタ６ａ、６ａ、６ｂ、６王、
６ｃ、６ｃと、各トランジスタ６ａ・・・のコレクター
エミッタ間に並列接続されたダイオード７とから構成さ
れているが、勿論、ＧＴＯ、ＳＩサイリスタ、ＦＥＴ、
ＩＧＢＴ等の他のスイッチング素子を用いて構成するこ
ともできる。なお、上側の３個のトランジスタ６ａ、６
ｂ、６ｃと下側の３個のトランジスタ６ａ、６石、６ｃ
とは互いに逆に動作するので、一方の制御を特定すれば
インバータＣ全体の制御が特定される。このインバータ
Ｃの出力はりアクドル８を介して前記出力端子ａｏ、ｂ
ｏ、ｃｏに接続されている。

Ｄは前記入力端子ａ・、ｂ・、Ｃ・と前記出力端子ａ。

、ｂｏ、ｃｏとの間を直結し得るバイパスである。

Ｅは前記バイパスＤの途中に設けられた半導体電力スイ
ッチであって、前記出力端子ａ。、ｂ。

Ｃｏに対してインバータＣ又はバイパスＤを切換接続す
るものである。この半導体電力スイッチＥとしては、サ
イリスタ遮断器のような交流スイッチ、ＧＴＯ遮断器の
ような半導体交流遮断器等を例示することかできる。

（制御回路） Ｆは前記コンバータＡの制御回路であって、リプル補償
制御、電流追従制御及び昇圧チョッパの各機能を持つよ
うに次の■〜■から構成されている。

■　直流電圧指令信号Ｅ、＊から、前記コンバータ１の
出力で検出したりプルを含む直流リンク電圧Ｅｄを減算
する加減器９゜ ■　前記加減器９で求められた減算値を積分増幅し、リ
プル補償された直流電圧指令信号Ｅｄ＊を出力する積分
増幅器１０゜ ■　前記入力端子ａ・１ｂ・、Ｃ・で検出した電圧値と
、前記積分増幅器１０から出力された直流電圧指令信号
Ｅｄ＊とを乗算する乗算器１１ａ。

１１ｂ、　　ｌｌｃ。

■　前記乗算器１１ａ、ｌｌｂ、ｌｌｃで求められた乗
算値から、前記コンバータＡの入力で検出した電流追従
制御用の電流値を減算する加減器１２ａ、１２ｂ、１２
ｃ。

■　前記加減器１２ａ、１２ｂ、１２ｃで求められた減
算値を積分増幅して信号波を出力する積分増幅器１３ａ
、１３ｂ、１３ｃ。

■　搬送波（三角波）を発生する搬送波発生器１４゜ ■　前記積分増幅器１３ａ、１３ｂ、１３ｃから出力さ
れた信号波と、前記搬送波発生器１４から出力された搬
送波とを比較して、信号波の方が高いときに前記コンバ
ータＡの下側のトランジスタ４ａ、４Ｄ、４Ｃ乞万ンし
、撒込茨の万が高いときに上側のトランジスタ４ａ、４
ｂ、４ｃをオンする比較器１５ａ、１５ｂ、１５ｃ。

■　前記比較器１５ａ、１５ｂ、１５ｃの出力と上側の
トランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃのベースとの間に設けら
れた否定回路２６゜ なお、上記制御回路Ｆにおけるリプル補償制御、電流追
従制御及び昇圧チョッパは本発明に必須のものではない
から、前記比較器１５ａ、１５ｂ１５ｃに一般的な正弦
波発生器と前記搬送波発生器１４とを接続するようにし
てもよい。

Ｇは前記インバータＣの制御回路であって、負荷電流補
償制御の機能を持つように次の■〜■から構成されてい
る。

■　前記出力端子ａ　ｏ　、ｂ　ｏ　、Ｃｏで検出した
負荷電流の補償回路１６ａ、１６ｂ、１６ｃ。

■　前記入力端子ａ・、ｂ・、Ｃ・で小型・軽量の絶縁
トランス２８を介して検出した電圧値と、前記補償図＃
１１６ａ、１６ｂ、１６ｃからの負荷電流補償値とを加
算する加減器１７ａ、１７ｂ。

１７ｃ。

■　前記加減器１７ａ、１７ｂ、１７ｃて求められた加
算値を積分増幅して信号波を出力する積分増幅器１８ａ
、１８ｂ、１８ｃ。

■　搬送波（三角波）を発生する搬送波発生器１４゜こ
れは前記コンバータ用の搬送波発生器１４と共通である
。

■　前記積分増幅器１８ａ、１８ｂ、１８ｃがら出力さ
れた信号波と、前記搬送波発生器１４がら出力された搬
送波とを比較して、信号波の方が高いときに前記インバ
ータＣの下側のトランジスタ６ａ、６ｂ、６ｃをオンし
、搬送波の方が高いときに上側のトランジスタ６ａ、６
ｂ、６ｃをオンする比較器１９ａ、１９ｂ、１９ｃ。

■　前記比較器１９ａ、１９ｂ、１９ｃの出力と上側の
トランジスタ６ａ、６ｂ、６ｃのベースとの間に設けら
れた否定回路２６゜ （入出力電位−数回路） Ｈは前記入力端子Ｃ・の電位と前記出力端子Ｃｏの電位
とを一致させる入出力電位−数回路であって、次の■〜
■から構成されている。

■　前記入力端子Ｃ・で検出した電圧値と前記出力端子
Ｃ８で検出した電圧値とを、各々増幅する絶縁増幅器２
０．２１゜ ■　前記絶縁増幅器２０で増幅された電圧値から前記絶
縁増幅器２１で増幅された電圧値を減算して入出力電位
差を求める加減器２２゜ ■　前記加減器２２で求められた入出力電位差信号をノ
イズ除去処理する低域通過フィルタ２３゜■　前記低域
通過フィルタ２３を通過した入出力電位差信号を増幅す
る増幅器２４゜ ■　前記増幅器２４で増幅された入出力電位差信号を適
当な比率（例えば、ｋ：１−ｋ）に分割して２つの零相
分補正信号を作成し、各零相分補正信号を前記コンバー
タ側の加減器１２ａ、１２ｂ。

１２ｃと前記インバータ側の加減器１７ａ。

１７ｂ、１７ｃとに加える分割回路２５゜このに値には
、コンバータＡ及びインバータＣの補償能力により適当
な数値が選ばれる。なお、コンバータＡとインバータＣ
では中性点電位が差動的になるので、コンバータ側の加
減器１２ａ、１２ｂ１２ｃには符号を逆にした（−ｋ＞
信号を加える。

（作用及び効果） 以上のように構成されたＵＰＳの作用及び効果を説明す
る。

前記コンバータＡは、前記制御回路Ｆとリアクタンス３
とにより昇圧チョッパ作用がなされるとともに、該制御
回路Ｆによりリプル補償制御及び電流追従制御される。

従って、電圧降下が補償されるとともに、コンバータ出
力の平滑コンデンサを除くことができる。また、インバ
ータＣは、前記制御回路Ｇにより負荷電流補償制御され
る。

前記入出力電位一致回路Ｈは次のように動作することに
より、入力端子Ｃ・の電位と出力端子Ｃｏの電位とを一
致させる。すなわち、入力端子Ｃ・の電圧値は絶縁増幅
器２９により増幅され、出力端子Ｃ８の電圧値は絶縁増
幅器２１により増幅される。加減器２２はこの増幅され
た入力側の電圧値から出力側の電圧値を減算し、低域通
過フィルタ２３はこの減算値（入出力電位差信号）をノ
イズ除去処理する。また、増幅器２４はこの入出力電位
差信号を増幅し、分割回路２５はこの増幅された入出力
電位差信号を適当な比率に分割して２つの零相分補正信
号を作成し、各零相分補正信号を前記コンバータ側の加
減器１２ａ、１２ｂ１２ｃと前記インバータ側の加減器
１７ａ１７ｂ、１７ｃとにカロえる。すると、コンバー
タ出力 インバータ側の比較器１９ａ、１９ｂ、１９ｃへの信号
波には、前記各零相分補正信号が加わるため、前述した
ように入力中性点Ｎ１と出力中性点Ｎ　には各零相分補
正信号と振幅だけが異なる電圧を発生させることができ
る。これにより入力端子Ｃ・の電位と出力端子Ｃ８の電
位とを一致させることができる。

このように、本実施例のＵＰＳは、従来のような絶縁ト
ランス直流−直流変換器を用いることなく入出力電位を
一致させことができるので、次のような利点がある。

■　絶縁トランスや直流−直流変換器を用いないので、
高効率化、小形・軽量化、低コスト化を実現することが
できる。

■　入出力電位が一致するので、出力端子に対してイン
バータ又はバイパスを切換接続する時に、該バイパスに
短絡電流が流れるのを防止することができる。

■　アース電位にある入力端子Ｃ・に対応する出力端子
Ｃ８の電位を零（アース電位）にすることができる。こ
の場合、第１図に示すように、入力中性点Ｎ・と出力中
性点Ｎ。とを接続した方がノイズ低減の点で好ましい。

なお、入力中性点Ｎｉの電位と出力中性点Ｎ。の電位と
を一致させる場合には、第４図に示すように、これら入
力中性点Ｎ・と出力中性点Ｎ。とをコンデンサ２７を介
して接続することにより、高周波ノイズに対処すること
ができる。

なお、本発明は前記実施例の構成に限定されるものでは
なく、発明の趣旨から逸脱しない範囲で任意に変更して
具体化することもできる。

［発明の効果］ 本発明のＵＰＳは、上記の通り構成されているので、入
出力電位を一致させることにより、インバータ又はバイ
パスの切換接続時における短ｗｉ電流の防止を図り、出
力端子のいずれか一端子又は出力中性点をアース電位に
することかできるだけでなく、従来用いられていた絶縁
トランスや直流直流変換器を除くことにより、高効率化
、小型軽量化及び低コスト化を実現することができる優
れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を具体化したＵＰＳの実施例の回路図、
第２図は入出力電位を一致させるための考え方を示す概
略回路図、第３図は入出力電位を一致させるためのイン
バータの制御方法を示す回路図、第４図は側倒の部分回
路図、第５図は従来のＵＰＳの概略回路図、第６図は絶
縁トランスを設けた従来のＵＰＳの概略回路図、第７図
は直流直流変換器と絶縁トランスとを設けた従来のＵＰ
Ｓのブロック図である。 Ａ・・・コンバータ、Ｂ・・・蓄電装置、Ｃ・・・イン
バータ、Ｄ・・・バイパス、Ｅ・・・半導体電力スイッ
チ、 Ｆ・・・コンバータの制御回路、 Ｇ・・・インバータの制御回路、 Ｈ・・・入出力電位−数回路、 ａ・、ｂ・、Ｃ・・・・入力端子、 ａｏ・ｂ　ｏ　、ｃ　ｏ・・・出力端子、Ｎ、・・・入
力中性点、Ｎｏ・・・出力中性点、２０．２１・・・絶
縁増幅器、２２・・・加減器、２３・・・低域通過フィ
ルタ、２４・・・増幅器、２５・・・分割回路。 特許出願人　　高　　橋　　　勲

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力端子から入力された交流電力を直流電力に変換
   するコンバータと、前記コンバータからの直流電力を蓄
   える蓄電装置と、前記コンバータからの直流電力又は前
   記蓄電装置に蓄えられた直流電力を交流電力に変換する
   インバータと、前記入力端子を出力端子に直結し得るバ
   イパスと、前記出力端子に対して前記インバータ又は前
   記バイパスを切換接続する半導体電力スイッチとを備え
   た無停電電源装置において、 前記入力端子のいずれか一端子又は入力中性点の電位と
   前記出力端子のいずれか一端子又は出力中性点の電位と
   が一致するように、前記入力端子の全端子の電圧の零相
   分又は前記出力端子の全端子の電圧の零相分を変化させ
   る入出力電位一致回路を設けたことを特徴とする無停電
   電源装置。 ２、前記入出力電位一致回路は、前記入力端子のいずれ
   か一端子又は入力中性点の電圧と前記出力端子のいずれ
   か一端子又は出力中性点の電圧との電位差を測定する手
   段と、該電位差に基づいて生成した零相分補正信号を前
   記コンバータ又は前記インバータの制御信号に加える手
   段とを含むものである請求項１記載の無停電電源装置。