JPH0834669B2 - 高調波抑制装置 - Google Patents

高調波抑制装置

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JPH0834669B2
JPH0834669B2 JP15577487A JP15577487A JPH0834669B2 JP H0834669 B2 JPH0834669 B2 JP H0834669B2 JP 15577487 A JP15577487 A JP 15577487A JP 15577487 A JP15577487 A JP 15577487A JP H0834669 B2 JPH0834669 B2 JP H0834669B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は発生高調波が全周波領域にわたる高調波電
流発生源である負荷を有する受配電設備の高調波抑制装
置に関するものである。
〔従来の技術〕
近年、パワーエレクトロニクス技術の急速な進歩およ
び国内外の省エネ機運の高まりに伴い、サイリスタやト
ランジスタなどの半導体スイッチング素子を用いた電力
用半導体応用機器が広く用いられるようになってきた。
このような電力用半導体応用機器は高調波発生源とし
て同一系統に接続されている他の負荷機器に高調波電流
を流し込む。この高調波電流は通信線や電話線に誘導障
害を起こしたり、電気機器の騒音増大や振動、あるいは
過負荷等の障害、また照明灯，テレビなどの家電製品に
も悪影響を及ぼす場合がある。
これらの高調波による悪影響を抑制する対策として従
来は例えば第15図に示すような高調波抑制装置があっ
た。第15図は従来の高調波抑制装置を示す回路図であっ
て、図において１は交流電源、２は例えばサイクロコン
バータ等の高調波発生源である負荷、３は受動形高調波
フィルタで、これはリアクトル４およびコンデンサ５よ
り構成されている。６は電源側インピーダンス（LPS）
である。
第16図は第15図の等価回路図を示し、第17図は、第16
図の負荷２から見たインピーダンス（Ｚ）特性を示す図
で、負荷２から発生する発生高調波電流IHの周波数がfR
であれば、同調周波数の周波数を発生高調波電流IHの周
波数fRと一致させるように受動形高調波フィルタ３のリ
アクトル４のインダクタンス値Lfおよびコンデンサ５の
容量値Cfを決定することにより、負荷２の発生高調波電
流IHを受動形高調波フィルタ３で吸収させることができ
る。
これを式で表わすと、 となる。
ところで、受動形高調波フィルタ３の同調周波数をfR
に設定してあるので、発生高調波電流IHの周波数fRが変
化しない場合には、高調波電流の交流電源１側への流
出、すなわち電源側流出高調波電流ISを抑制することが
できるが、上記周波数fRが可変である場合には、その値
が電源側インピーダンス６のインピーダンスLPSと受動
形高調波フィルタ３との共振周波数（反共振周波数）f
ARに近づくに伴い、電源側流出高調波電流ISが大きくな
る。
これを式で表わすと、 となる。
このため、周波数fRの変化範囲が反共振周波数fARを
含む広い範囲に亙るような場合には、受動形高調波フィ
ルタ３のみを用いた高調波抑制装置では有効に高調波を
抑制できなかった。
このような動作原理に基づいて高調波の抑制を行う従
来の具体的な３相交流の高調波抑制装置の一例について
以下に説明する。
第18図は例えば1979年１月発行の日新電機技報Vol.24
No.1抜刷のP78〜88に示された従来の高調波抑制装置を
示す回路図であって、同図において第15図と同一構成部
分には同一符号を付す。同図において、７は抵抗であ
り、この抵抗７は高調波電流の拡大を制限するために、
コンデンサ５に直列接続されて高次高調波除去部である
受動形高調波フィルタ３を構成している。
次に動作について説明する。例えば高調波発生源であ
る負荷２として12相サイクロコンバータを考えるとサイ
クロコンバータから発生する発生高調波電流IHの主成分
は11次,13次となる。このため通常、受動形高調波フィ
ルタ３を11次付近に同調させて高調波フィルタを構成し
ている。一般に電源側インピーダンス６は誘導性のイン
ピーダンスで構成されるため第18図の回路において高調
波電流発生量をIH、電源側への流出量をISとするとIS／
IHは第19図に示すような特性を有する。すなわち、11次
付近の受動形高調波フィルタ３の同調点では高調波発生
量IHは受動形高調波フィルタ３により、その大部分が吸
収されるため、第19図のＡ点においてIS／IHは極小とな
る。反面、同図のＢ点においては受動形高調波フィルタ
３と電源側インピーダンス６との間で反共振が生じるた
めIS／IHは極大になりいわゆる高調波電流の拡大現象が
生じる。このような高調波電流の拡大の程度は抵抗７に
よって制限されるが、抵抗値が小さいと10〜20倍もの高
調波電流の拡大が生じ、電源側に流出する電源側流出高
調波電流ISは異常に大きくなり電源系統に悪影響を与え
る場合が生じる。
〔発明が解決しようとする問題点〕
従来の高調波抑制装置は以上のように構成されている
ので、必ず反共振点を有し、この反共振点においては極
めて大きな高調波分電流の拡大現象が生じることにな
る。このため受動形高調波フィルタ３の設計に際し反共
振点（第19図Ｂ点）を高調波発生次数に一致させないよ
うに考慮し、高調波の拡大による系統側への悪影響を防
止しなければならなかった。
しかるに、負荷２がサイクロコンバータのような高調
波発生源である場合には、発生高周波電流の周波数は
（３）式に示すようにサイクロコンバータの出力周波数
に応じて変化するため、発生高調波電流次数が反共振点
に一致する状態が必ず生じ、その状態では極めて大きな
高調波電流の拡大現象を生じることは避けられなかっ
た。
サイクロコンバータから発生するｎ次高調波電流は次
式で求められる。
fn＝（6m±１）f1±6k・f0 …（３） 但し、ｎ ：高調波次数 f1 ：基本波周波数 f0 ：サイクロコンバータ出力周波数 m,k ：整数（＝1,2,…） 例えば、ｍ＝1,f1＝60Hz,f0＝０〜10Hz,k＝１の場合
を考えると、 ５次高調波電流はf5＝240Hz〜360Hz（すなわち４次〜
６次） ７次高調波電流はf7＝360Hz〜480Hz（すなわち６次〜
８次） の範囲を変化することになり、５次と７次とを合せると
４次〜８次までの間を連続的に変化するため第19図の反
共振点のＢ点と一致する状態が必ず生じることになる。
なお、12相サイクロコンバータにおいては理論的には
11次以上の高調波が発生することになり、５次,7次は発
生しないが、実際には６相間の不平衡等があるため５
次,7次の高調波が発生し、従来の受動形高調波フィルタ
ではこの５次,7次の高調波電流が反共振により拡大され
ることになる。
このように、サイクロコンバータのような発生高調波
電流の周波数が変化する場合には従来の受動形高調波フ
ィルタ３では反共振点における高調波電流の拡大現象を
避けることができず、系統側に悪影響を与えるという問
題点があった。また、高調波拡大率を低減しようとする
と抵抗７の値を大きくする必要があるが、抵抗値を大き
くすると第19図の点線に示すように反共振点（Ｂ′点）
における拡大率は低くなるが、反面Ａ′点近辺における
高調波吸収率が悪くなると共に抵抗７による電気的損失
が増加するという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、同調形の高調波フィルタにより生じる反共
振現象を抑制し高調波電流の周波数が変化する負荷に対
しても十分な高調波電流の吸収効果を発揮できる高調波
抑制装置を得ることを目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明に係る高調波抑制装置は高次高調波吸収用の
受動形高調波フィルタと低次高調波吸収用の能動形高調
波フィルタとを組合せて構成したものである。
〔作用〕
この発明における高調波抑制装置は11次程度以上の高
次高調波電流を受動形高調波フィルタにより吸収すると
共に、受動形高調波フィルタと系統インピーダンスによ
り生じる反共振を抑制するために従来受動形高調波フィ
ルタの制限抵抗に流していた電流と等価な電流を能動形
高調波フィルタに流すことにより受動形高調波フィルタ
と系統インピーダンスとにより生じる反共振を能動形高
調波フィルタで吸収するようにしたものである。
〔実施例〕
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図はこの発明の第１実施例を示す回路図、第２図は第
１図の等価回路図、第３図は第２図におけるインピーダ
ンス特性図であって、第１図において第16図と同一また
は均等の構成要素には同一符号を付して重複説明を省略
する。同図において、８は中低次高調波除去部である能
動形高調波フィルタ、９は電源側流出高調波検出用電流
変成器で、これは電源側流出高調波電流ISを検出してこ
の検出信号を能動形高調波フィルタ８に供給する。
しかして、上記能動形高調波フィルタ８は、任意の周
波数で任意の値の高調波電流IAfを発生する機能を有す
るもので、例えばパルス幅変調回路を含むインバータ等
の周知のデバイスを用いて構成されている。
次に動作について説明する。
高次高調波除去については従来の受動形高調波フィル
タ３の動作と同様の動作により発生高調波電流IHからリ
アクトル４とコンデンサ５とを用いて高次高調波を吸収
する。低次高調波については交流電源１側へ流出する電
源側流出高調波電流ISを上記電源側流出電流検出用電流
変成器９により検出し、その検出信号を能動形高調波フ
ィルタ８に送出する。この能動形高調波フィルタ８は上
記電源側流出電流検出用電流変成器９よりの検出信号に
よってその出力値および出力周波数が制御され、第３図
（ａ）における電源側流出高調波電流ISが増大する反共
振周波数帯域で、第３図（ｂ）に示すようにIAf＝−iH
という高調波分電流を発生する。これによって反共振点
近傍での高調波を打消すこととなる。
また、上記第１実施例によれば、上記反共振周波数帯
域では上記能動形高調波フィルタ８の出力電流となる高
調波電流IAfにより電源側流出高調波電流ISを零レベル
に抑制することとなる。さらに、受動形高調波フィルタ
３と能動形高調波フィルタ８との２つの高調波除去部を
組合せることにより、受動形高調波フィルタ３には同調
周波数帯域を分担させ、能動形高調波フィルタ８には反
共振周波数帯域を分担させることとなる。
次に、第４図および第５図を用いてこの発明の第２実
施例について説明する。第４図は第２実施例の高調波抑
制装置を示す回路図、第５図は第２実施例の補償原理を
説明するためのブロック図およびその動作説明図であっ
て、図中第１図乃至第３図と同一符号は同一または担当
部分を示す。同図において、10は電圧形インバータ、11
は電流制御回路で、この電流制御回路11には交流電源１
側の電流が電源側流出電流検出用電流変成器９を介して
供給されている。そして、上記電圧形インバータ10およ
び電流制御回路11により能動形高調波フィルタ８が構成
されている。12は電動機である。
このような構成の高調波抑制装置における能動形高調
波フィルタ８の補償原理を第５図を用いて説明する。
能動形高調波フィルタ８の適用場所は第５図（ａ）に
示すように高調波を発生している負荷２に並列に設置す
る。補償原理は第５図（ｂ）に６パルス整流器負荷を例
にとって示すように負荷電流中に含まれる発生高調波電
流IHを演算し、この発生高調波電流IHに相当する補償電
流IAfを設定値として設置点に注入する。これにより能
動形高調波フィルタ８は補償用高調波電流源として作用
して負荷２側が要求する高調波電流を交流電源１に替わ
って供給することになり、電源電流は基本波成分のみと
なる。
また、高調波分電流iHを補償する補償電流IAfを供給
する能動形高調波フィルタ８としては電圧源を用いた電
圧形インバータおよび電流源を用いた電流形インバータ
がある。この能動形高調波フィルタ８はこれに設けられ
た半導体スイッチング素子をオン・オフさせ、直流電圧
から補償対象となる補償電流IAfを作り出すもので、補
償電流IAfの周波数を上回る高い周波数応答で半導体ス
イッチング素子が、スイッチング動作することが要求さ
れる。しかしながら、半導体スイッチング素子のスイッ
チ動作には限界があり、能動形高調波フィルタ８の最も
効果の高いスイッチング周波数領域は低〜中次領域とな
る。
このような補償原理により低〜中次領域の高調波が能
動形高調波フィルタ８により除去されることとなる。
しかして、第４図に示す第２実施例の能動形高調波フ
ィルタ８は所謂電源電流フィードバック方式能動形高調
波フィルタと呼ばれるもので、この能動形高調波フィル
タ８は電源側の電流を検出し、この検出電流より基本波
電流i1を除去して補償されるべき高調波電流iHを求め、
この補償されるべき高調波電流iHと、能動形高調波フィ
ルタ８の出力高調波電流（補償電流IAf）との偏差を電
流制御回路11において演算増幅し、電圧基準を得る。こ
の電圧基準をPWM制御により電圧形インバータ10に供給
して電圧形インバータ10の半導体スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させる。
しかして、負荷２において発生する高調波のうち高い
周波数領域の高調波はこれに同調するように設置された
受動形高調波フィルタ３により吸収し、それより同調周
波数の低い周波数域に表われる反共振と発生高調波とを
中間周波領域に効果的な能動形高調波フィルタ８により
吸収する。すなわち、受動形高調波フィルタ３と能動形
高調波フィルタ８とを負荷２に並列に電力系統に接続す
ることにより反共振のない周波数特性を得ることができ
る。
次に、第６図を用いてこの発明の第３実施例を説明す
る。第６図は第３実施例の高調波抑制装置を示す回路図
であって、同図において、第１図と同一符号は同一また
は相当部分を示す。この第３実施例は電流制御回路11に
負荷２側の発生高調波電流IHを電源側流出電流検出用電
流変成器９に供給する所謂負荷電流フィードフォワード
方式能動形高調波フィルタ８を設置した構成が第２実施
例と異なるもので、他の構成は第２実施例と同じであ
る。このように構成することにより電流指令（補償電流
IAf）と実電流（高調波分電流）との偏差電流を電流制
御回路11で検出し、ヒステリシスコンパレータでその極
性を判別することで得られるオン・オフ信号で電圧形イ
ンバータ10の電力用半導体スイッチング素子を制御して
電流を制御する。
次に、第７図を用いてこの発明の第４実施例を説明す
る。第７図は第４実施例の高調波抑制装置を示す回路図
であって、同図において第１図と同一符号は同一または
相当部分を示す。この第４実施例は電源電流フィードバ
ック方式能動形高調波フィルタ８を電流形インバータ13
と電流制御回路11とで構成した所が第２実施例と異なる
もので、他の構成は第２実施例と同じである。このよう
に構成することにより、能動形高調波フィルタ８は電源
側の発生高調波電流IHを検出し、この検出電流（発生高
調波電流IH）より基本波電流i1を除去して補償されるべ
き高調波分電流iHを求め、この補償されるべき高調波分
電流iHと能動形高調波フィルタ８の補償電流IAfとの偏
差を電流制御回路11において演算増幅し、電圧基準を得
る。この電圧基準をPWM制御により電流形インバータ13
に供給して電流形インバータ13の半導体スイッチング素
子をオン・オフ動作させる。
次に第８図を用いてこの発明の第５実施例を説明す
る。第８図は第５実施例の高調波抑制装置を示す回路図
であって、同図において第１図と同一符号は同一または
相当部分を示す。この第５実施例は負荷電流フィードフ
ォワード方式能動形高調波フィルタ８を電流形インバー
タ13と電流制御回路11とで構成した所が第３実施例と異
なるもので、他の構成は第３実施例と同じである。この
ように構成することにより電流指令（補償電流IAf）と
実電流（補償されるべき高調波分電流iH）との偏差電流
を電流制御回路11で検出し、ヒステリシスコンパレータ
でその極性を判別することで得られるオン・オフ信号で
電流形インバータ13の電力用半導体スイッチング素子を
制御して電流制御をする。
次に、第９図乃至第12図を用いてこの発明の第６実施
例について説明する。第９図は第６実施例の高調波抑制
装置を示す回路図であって、第１図と同一符号は同一ま
たは相当部分を示す。この第６実施例も基本的にはいま
までの実施例と同様の技術的手段で構成されているが、
この第６実施例ではこの発明の詳細な構成を示してい
る。第９図において、14a〜14fはトランジスタスイッ
チ、15a,15b,15cはリアクトル、16はコンデンサ、17は
これらトランジスタスイッチ14a〜14f、リアクトル15a
〜15cおよびコンデンサ16で構成される電圧形インバー
タ、18は三相の電源側流出高調波検出用電流変成器9a,9
b,9cで検出した高調波電流検出回路、19a,19b,19cはア
クティブフィルタ電流検出用電流変成器、20a,20b,20c
は減算回路、21a,21b,21cは増幅回路、22a,22b,22cは加
算回路、23はPWM制御回路、24は電圧変成器、25a,25b,2
5cはゲイン回路である。
次に第６実施例の動作について説明する。
まず、最初に第９図に示した回路に基づく動作原理を
第10図（ａ），第10図（ｂ）の簡略化回路図を用いて説
明する。
第10図（ａ）は高次高調波除去部としての受動形高調
波フィルタのみの場合の単相等価回路図、第10図（ｂ）
はこの発明において新たに設けられた低次高調波除去部
としての能動形高調波フィルタと受動形高調波フィルタ
とを並設した場合の単相等価回路図である。図におい
て、受動形高調波フィルタ３はリアクトル４、コンデン
サ５および抵抗７により構成されている。能動形高調波
フィルタ８は可変電流源により等価的に示されており、
また、電源１側の電流変成器９は増幅率Ｇを有する増幅
回路26を介して電圧形インバータ８に接続されている。
同図（ａ）において、高調波発生源である負荷２から
発生する高調波電流IHは交流電源１側に流出するが、そ
の際系統インピーダンス６と受動形高調波フィルタ３と
の間で構成する共振回路により次式で示される電流が流
れる。
但しZS＝L0S, なお、L0：電源側インピーダンスのインダクタンス分 L1：受動形高調波フィルタ用リアクトルのインダ
クタンス C:受動形高調波フィルタ用コンデンサのキャパシ
タンス R:受動形高調波フィルタ用抵抗の抵抗値 ZS：電源側インピーダンス ZF：受動形高調波フィルタ側インピーダンス （４）式において｜ZF＋ZS｜＜｜ZF｜の領域で高調波
電流の拡大現象を生じている。
これに対し、本発明の装置においては第10図（ｂ）に
示すように、受動形高調波フィルタ３に並列に能動形高
調波フィルタ８を設け、電源側流出高調波電流検出用電
流変成器９を用いて電源側流出高調波電流ISを検出し、
この電源側流出高調波電流ISを増幅回路26によりＧ倍し
てＧ・ISに見合った補償電流IAfを能動形高調波フィル
タ８に流すようにする。
その結果、３相交流電源１側に流れる電源側流出高調
波電流ISは次式に示されるようになる。
IS＝（IH−Ｇ・IS）−IC ……（５） 一方、電源側に流出する電源側流出高調波電流ISは受動
形高調波フィルタ側のインピーダンスをZFとし、電源側
のインピーダンスをZSとした時に次式で表現できる。
ZS＝L0S （５）式を整理すると次式を得る。
（７）式において、Ｇの値を変化させＩＳ/IＨをグラフ
に示すと第11図のようになる。
第11図において、Ｇ＝０のときは能動形高調波フィル
タ８がない状態を示しており受動形高調波フィルタ３は
11次に直列共振点を有し、また約６次に反共振点を有し
ている。Ｇ＝０においては反共振点付近で約20倍程度に
高調波電流が拡大されることが示されている。
これに対し能動形高調波フィルタ８の補償ゲインＧを
増加していくと、反共振点における高調波電流の拡大率
〔ＩＳ/IＨ〕は能動形高調波フィルタ８に補償ゲインＧ
の値の増加に従って抑制されていき、Ｇ＝３〜５におい
ては６次付近における〔ＩＳ/IＨ〕は１以下、すなわち
反共振による高調波の拡大現象のない状態にすることが
できることがわかる。
また第12図は能動形高調波フィルタ８に流す電流を示
すグラフであり、第11図を基に得たものであるが、第12
図から、能動形高調波フィルタ８は受動形高調波フィル
タ３の直列共振点より低い次数でほぼ発生高調波電流IH
に見合った出力を出し、受動形高調波フィルタ３の直列
共振点より高い次数では能動形高調波フィルタ８の出力
IAfは発生高調波電流IHよりずっと小さくなる。このこ
とから次の利点が生じる。即ち、例えば12相サイクロコ
ンバータを考えると、サイクロコンバータから発生する
高調波電流IHの主な次数は11次,13次であり、これを能
動形高調波フィルタ８で全部吸収しようとする、能動形
高調波フィルタ８の容量は極めて大きくなり価格も高い
ものとなる。したがって11次,13次の高調波電流IHは比
較的価格の安い受動形高調波フィルタ３で吸収し、受動
形高調波フィルタ３により生じる低次の高調波拡大現象
を能動形高調波フィルタ８で抑制すると共に、６相間の
不平衡により生じる比較的小さな電流の５次,7次の高調
波電流IHを能動形高調波フィルタ８で吸収するようにす
れば、能動形高調波フィルタ８の容量は小さく済み、経
済的なシステムが実現できることになる。
第９図は上記の主旨の具体的な実施例である。
第９図において、電源側に流出する電源側流出高調波
電流ISは電流変成器9a〜9cにより検出される。検出され
た電流は基本波成分i1と高調波成分iHを含んでいるの
で、高調波電流検出回路18において基本波成分i1を除去
し、高調波成分iHのみを検出するようにしている。
こうして検出された高調波成分iHa，iHb，iHcは次段
のゲイン回路25a〜25cに入力され、そこで各高調波成分
はゲインＧ倍され iGa＝Ｇ・iHa iGb＝Ｇ・iHb iGc＝Ｇ・iHc となり次段の減算回路20a〜20cへ入力される。減算回路
20a〜20cでは電流変成器19a〜19cにより検出された能動
形高調波フィルタ８の出力電流IAa，IAb，IAcとIGa，I
Gb，IGcとの差が求められ、その偏差電流ΔIa，ΔIb，
ΔIcは次段の増幅回路21a〜21cに入力する。増幅回路21
a〜21cでは偏差電流ΔIa，ΔIb，ΔIcをＫ倍増幅した
後、その出力を次段の加算回路22a〜22cへ入力する。加
算回路22a〜22cでは電源電圧Va，Vb，Vcと加算され、そ
の出力VIa，VIb，VIcはPWM制御回路23に入力される。PW
M制御回路23ではVIa，VIb，VIcを例えば三角波キャリア
信号により変調し、しかるのちトランジスタスイッチ14
a〜14fに変調後のPWM信号を与える。
トランジスタスイッチ14a〜14fはこのPWM信号に応じ
てオン・オフ動作を行い制御信号VIa，VIb，VIcに見合
ったインバータ出力電圧EIa，EIb，EIcを出力する。
この結果、能動形高調波フィルタ８には下記の電流が
流れることになる。
ここで、IAa，IAb，IAcは能動形高調波フィルタ８に流
れる各相の電流，XLはリアクトル15のリアクタンス，VC
はコンデンサ16の端子電圧である。
ゲインＫを十分大きくすることによりIAa，IAb，IAc
はそれぞれiHa，iHb，iHcと等しくすることができ、能
動形高調波フィルタ８は必要とする補償電流iHa，iHb，
iHc（＝IAf）を流すことが可能となる。このように制御
された能動形高調波フィルタ８の出力電流IAfは電源側
流出高調波電流ISに含まれる高調波成分をＧ倍したもの
が流れるので IAf＝Ｇ・iS とすることができ、第11図および第12図に示す特性を得
ることができるようになる。
なお、上記のゲインＧは一定ゲインとは限らず、能動
形高調波フィルタ８の出力範囲に応じて変化させること
も可能である。例えばＧを 但し、G0は一定ゲイン定数 Ｔは時定数 と選定すると、時定数Ｔにより高次高調波における能動
形高調波フィルタ８の出力を制限することができ、受動
形高調波フィルタ３との負荷分担をさらに微細に調整す
ることが可能となり、能動形高調波フィルタ８の容量を
最適化することができる。
また、上記ゲインＧ（ｓ）は１次遅れのみでなく、２
次あるいは高次遅れ要素又は遅れ進み要素を含んだもの
でも良く本発明主旨と同等の効果を得ることができる。
なお、上記第６実施例では能動形高調波フィルタ８に
電圧形インバータ14を使用した場合を示したが、電流形
インバータを使用した能動形高調波フィルタであっても
良く上記実施例と同様の効果を奏する。
次に、第９図，第10図，第13図および第14図を用いて
この発明の第７実施例を説明する。この第７実施例の基
本的回路構成は第９図に示した第６実施例のものとほぼ
同様である。すなわち、第６実施例のPWM制御回路23が
電源側流出高調波電流ISに含まれる高調波成分iHをゲイ
ン回路25によりＧ倍した値を伝達関数として用いた構成
であるのに対し、この第７実施例では能動形高調波フィ
ルタ８の演算手段の伝達関数として電源側流出高調波電
流ISに対して90°位相を進めるための微分要素を用いる
構成である点が第６実施例と第７実施例との相異点であ
る。したがって、この第７実施例では第６実施例のゲイ
ン回路25を位相進み演算回路25としてそのまま第９図を
用いて説明する。
第７実施例において能動形高調波フィルタ８の制御は
電源側流出高調波電流検出用電流変成器９を用いて電源
側流出高調波電流ISを検出し、この電源側流出高調波電
流ISを位相進み演算回路25により伝達関数Ｇ（ｓ）倍
し、Ｇ（ｓ）・ISに見合った補償電流IAfを能動形高調
波フィルタ８に流すようにしている。
位相進み演算回路25の伝達関数としては電源側流出高
調波電流ISに対し90°位相を進めるための微分要素から
成り立ち、次式で示す伝達関数を有している。
Ｇ（ｓ）＝TS ……（２） 但し、Ｔは微分演算の時定数である。
上記のような能動形高調波フィルタ８の制御を行うこ
とにより、能動形高調波フィルタ８は第13図の抵抗27と
同一機能を有することができる。
第13図は高調波発生源である負荷２を電流源28で置換
したものであり、高調波電流の分布を計算するための等
価回路である。
第13図において、電源側流出高調波電流ISが流れた場
合、系統インピーダンス（L0）６の両端に生じる電圧VL
は VL＝L0S・IS ……（８） で示される。従って、抵抗27に流れる電流IRは となる。
一方、第10図（ｂ）の能動形高調波フィルタ８に流れ
る電流IAfは本実施例の制御方式を用いる IAf＝Ｇ（ｓ）・IS＝TS・IS ……（10） であり、 と選定することにより（９）式と（10）式は一致し、第
10図（ｂ）は第13図と全く等価となる。
従って、第13図における高調波電流の流出特性を求め
ると、次のようになる。
受動形高調波フィルタ３のインピーダンスをZF1とす
ると、 で表わされるため、抵抗27を含めた高調波フィルタ側総
合インピーダンスZFは次式で示される。
また、電源側に流出する高調波電流ISは次式で示され
る。
但し、ZS＝L0・Ｓである。
（13）式の周波数特性を図に示すと第14図となる。
第14図より明らかなようにR0を小さくしていくにつれ
てＢ点の反共振による高調波拡大率（IS／IH）は緩和さ
れ、R0を適切に選ぶことにより第14図の（ｃ）の特性に
示すように低次から高次の全ての領域でIS／IH＜１とす
ることができ、高調波電流の拡大なしに広帯域に高調波
電流を吸収できる理想的な高調波抑制装置が実現できる
ことになる。
さらに第13図で示した抵抗（R0）27の特性は上述の如
く能動形高調波フィルタ８の制御特性により実現できる
ので、抵抗27による損失は実際には存在せず、効率の高
い高調波抑制装置が実現できることになる。
また、第13図に示すように11次以上の高次領域の高調
波電流の吸収はそのほとんどが受動形高調波フィルタ３
が行うので、11次以上の高次高調波に対しては能動形高
調波フィルタ８はほとんど吸収する必要はなく、その分
能動形高調波フィルタ８の容量も小さくて済み、経済的
な高調波抑制装置となる。
上記のような特性を有する本実施例の装置を例えば12
相サイクロコンバータの高調波抑制装置として用いる
と、次のような利点が生じる。サイクロコンバータから
発生する高調波電流の主な成分は11次,13次及び23次,25
次であり、これを能動形高調波フィルタ８で全部吸収し
ようとすると、能動形高調波フィルタ８の容量は極めて
大きくなり、価格も高いものとなる。
したがって、11次,13次およびそれ以上の高次高調波
電流は比較的価格の安い受動形高調波フィルタ３で吸収
し、受動形高調波フィルタ３により生じる低次の高調波
拡大現象を能動形高調波フィルタ８で抑制すると共に、
６相間の不平衡により生じる比較的小さな電流の５次,7
次等の低次高調波電流を能動形高調波フィルタ８で吸収
するようにすれば能動形高調波フィルタ８の容量は小さ
くて済み、全体として経済的なシステムが実現できるこ
とになる。
上述した微分関数を用いた第７実施例について第９図
を用いて具体的に説明すると、電源側に流出する高調波
電流ISは電源側流出高調波電流検出用電流変成器9a〜9c
により検出される。検出された電流は基本波成分i1と高
調波成分iHを含んでいるので、高調波電流検出回路18に
よって基本波成分i1を除去し高調波成分iHのみを検出す
るようにしている。
このようにして検出された高調波成分iHa，iHb，iHc
は次段の演算回路25a〜25cに入力され、そこで各高調波
成分は次式で示す微分演算が行なわれて、 IGa＝Ｇ（ｓ）・iHa＝TS・iHa IGb＝Ｇ（ｓ）・iHb＝TS・iHb IGc＝Ｇ（ｓ）・iHc＝TS・iHc となり、次段の減算回路20a〜20cへ入力される。
減算回路20a〜20cではアクティブフィルタ電流検出用
電流変成器19a,19b,19cにより検出された能動形高調波
フィルタ８の出力電流IAa，IAb，IAcと演算回路25a,25
b,25cの出力電流IGa，IGb，IGcとの差が求められ、その
偏差電流ΔIa，ΔIb，ΔIcは次段の増幅回路21a〜21cに
入力される。
増幅回路21a〜21cでは偏差電流ΔIa，ΔIb，ΔIcをＫ
倍増幅した後、その出力を次段の加算回路22a〜22cへ入
力する。加算回路22a〜22cでは電源電圧Va，Vb，Vcと加
算され、その出力VIa，VIb，VIcはPWM制御回路23に入力
される。PWM制御回路23ではVIa，VIb，VIcを例えば三角
波キャリア信号により変調し、しかるのちトランジスタ
スイッチ14a〜14fに変調後のPWM信号を与える。
トランジスタスイッチ14a〜14fはこのPWM信号に応じ
てオン・オフ動作を行い制御信号VIa，VIb，VIcに見合
ったインバータ出力電圧EIa，EIb，EIcを出力する。
この結果、能動形高調波フィルタ８には下記の電流が
流れることになる。
ここで、IAa，IAb，IAcは能動形高調波フィルタ８に流
れる各相の電流、XLはリアクトル15のリアクタンス，VC
はコンデンサ16の端子電圧である。
ゲインＫを十分大きくすることによりIAa，IAb，IAc
はそれぞれiHa，iHb，iHcと等しくすることができ、能
動形高調波フィルタ８は必要とする高調波成分である電
流iHa，iHb，iHcを流すことが可能となる。このように
制御された能動形高調波フィルタ８の出力電流IAfは電
源側流出高調波電流ISに含まれる高調波成分iHをＧ
（ｓ）倍したものが流れるので IA＝G(s)iH＝TS・iH とすることができ、第13図および第14図に示す特性を得
ることができる。
なお、上記の伝達関数Ｇ（ｓ）として微分特性TSを用
いたが、１次微分（１＋TS）またはその他の微分要素を
含んだ伝達関数であっても良く、上記実施例と同等の効
果を出すことができる。例えばＧ（ｓ）＝１＋TSと選定
すると、時定数Ｔにより高次高調波における能動形高調
波フィルタ８の出力を制限することができ、受動形高調
波フィルタ３との負荷分担をさらに微細に調整すること
が可能となり、能動形高調波フィルタ８の容量を最適化
することができる。
なお、上記第７実施例では能動形高調波フィルタとし
て電圧形インバータを使用した場合を示したが、電流形
インバータを使用した能動形高調波フィルタであっても
良く上記実施例と同様の効果を奏する。
〔発明の効果〕
以上のように、この発明によれば、高調波電流に含ま
れる高調波成分の位相を90度進め、その位相の進んだ高
調波成分の逆位相を補償電流として交流電源に発生する
能動形高調波フィルタを受動形高調波フィルタと別個に
設けた構成にしたので、受動形高調波フィルタと並列に
抵抗を接続した場合と同様の機能を有する結果、特定次
数の高調波電流を拡大することなく広帯域に高調波電流
を抑制できる効果がある。また、実際に抵抗を受動形高
調波フィルタと並列に接続したわけではないので、当該
抵抗による電気的損失を受けずに済む効果もある。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の第１実施例による高調波抑制装置を
示す回路図、第２図は第１図の等価回路図、第３図
（ａ），（ｂ）は第２図におけるインピーダンス特性図
およびアクテイブフイルタの動作範囲を示す波形図、第
４図はこの発明に係る高調波抑制装置の第２実施例を示
す回路図、第５図（ａ），（ｂ）は能動形高調波フィル
タの補償原理を説明するための基本構成図および補償動
作波形図、第６図はこの発明に係る高調波抑制装置の第
３実施例を示す回路図、第７図はこの発明に係る高調波
抑制装置の第４実施例を示す回路図、第８図はこの発明
に係る高調波抑制装置の第５実施例を示す回路図、第９
図はこの発明に係る高調波抑制装置の第６実施例を示す
回路図、第10図（ａ），（ｂ）は第９図に示した回路に
基づく動作原理を説明するための簡略化回路図であっ
て、同図（ａ）は受動形高調波フィルタのみの場合の回
路図、同図（ｂ）は受動形高調波フィルタと能動形高調
波フィルタとを並置した場合の回路図、第11図はゲイン
Ｇをパラメータにして高調波電流拡大率を求めた特性
図、第12図はゲインＧがＧ＝５の場合の能動形高調波フ
ィルタに流入する電流を求めた特性図、第13図はこの発
明に係る高調波抑制装置の第７実施例を示す等価回路
図、第14図は第７実施例の回路における低次高調波除去
部としての能動形高調波フィルタによる反共振に対する
制動効果を示す特性図、第15図は従来の高調波抑制装置
の一例を示す回路図、第16図は第15図の等価回路図、第
17図は第16図の負荷から見たインピーダンス〔Ｚ〕特性
を示す特性図、第18図は従来の高調波抑制装置の他の例
を示す回路図、第19図は第18図の高調波低減特性を示す
特性図である。 １は交流電源、２は高調波発生源（負荷）、３は受動形
高調波フィルタ、４はリアクトル、５はコンデンサ、８
は能動形高調波フィルタ、９は電源側流出高調波検出用
電流変成器、10は電圧形インバータ、13は電流形インバ
ータ、18は高調波電流検出回路、25はゲイン回路（また
は位相進み演算回路）。 なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願昭61−151963 (32)優先日 昭61(1986)６月27日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (31)優先権主張番号 特願昭61−151964 (32)優先日 昭61(1986)６月27日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (31)優先権主張番号 特願昭61−279079 (32)優先日 昭61(1986)11月21日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (72)発明者 森 賢嗣 兵庫県神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２ 号 三菱電機株式会社制御製作所内 (56)参考文献 特開 昭50−38439（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−69333（ＪＰ，Ａ)

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】交流電源に対して可変周波数の高調波電流
    を発生させる高調波電流発生源としての負荷と並列に接
    続され、その高調波電流のうち所定周波数帯域における
    高調波電流を除去する受動形高調波フィルタと、上記負
    荷から交流電源側に流出される高調波電流を検出する高
    調波電流検出手段と、上記高調波電流検出手段により検
    出された高調波電流から基本波成分を除去して高調波成
    分を抽出するとともに、その抽出した高調波成分の位相
    を90度進め、その位相の進んだ高調波成分の逆位相を補
    償電流として上記交流電源に発生する能動形高調波フィ
    ルタとを備えた高調波抑制装置。
  2. 【請求項２】上記能動形高調波フィルタは、抽出した高
    調波成分を増幅し、その増幅した高調波成分の位相を90
    度進めることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
    高調波抑制装置。
JP15577487A 1986-06-26 1987-06-23 高調波抑制装置 Expired - Lifetime JPH0834669B2 (ja)

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JP61-151963 1986-06-27
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