JPH041359B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、広い意味では電子楽音発生器に関す
るものであり、特に楽音発生器において相異るピ
ツチで同時に音声を発生するための装置の改良に
関する。

電子楽器の音の要件の１つは、いろいろなピツ
チで音声又は楽音を発生させる能力である。音声
のピツチはその基本周波数である。オルガン型の
電子楽器においては、ピツチは通常パイプオルガ
ンの術語を用いてフイートとあらわす。従つて８
フイートピツチが“標準”ピツチである。何故な
らA₄の音は440Hzの基本周波数をもつからであ
る。８フイートストツプ又はトーンスイツチを動
作させると、選択した鍵と同じピツチの音が発生
する。従つて鍵盤スイツチを動作させると、440
Hzの基本周波数をもつピツチで音が発生する。16
フイーイトストツプを選んだ場合には、楽器は動
作させた鍵盤スイツチよりも１オクターブ低いピ
ツチで音を出す。即ち、A₄に対応する鍵盤スイ
ツチを動作させると、出力音は、A₈に対応する
ピツチを有するであろう。それより高い音声ピツ
チも実施することができる。即ち、４フイートス
トツプおよび２フイートストツプは、動作させた
鍵盤スイツチよりもそれぞれ１オクターブおよび
２オクターブ高い音を発生する。

音楽家は新しい合成音色をうるために、相異る
音声ピツチを組合わせることがしばしばある。16
フイートストツプと８フイートストツプを同時に
用いると、楽器は、同音（unison）又は８フイー
トピツチの合成音及びそれよりも１オクターブ低
い合成音を発生する。８フイートピツチより短い
ストツプを用いることにより、それより高いピツ
チを加えることもできる。従つて、同時に選択し
た８フイートストツプの第５高調波と第10高調波
を強調するため、又はそれらの高調波へ加えるた
めに１ 3/5フイート音声を用いてもよい。

米国特許第4085644号（特願昭51−93519（特開
昭52−27621号公報））に記述されている複音シン
セサイザおよび米国特許第3809786号に記述され
ているコンピユータオルガンなどの電子楽器発生
器においては、楽音波形は、計算のアルゴリズム
によつて発生させる。これらの計算のアルゴリズ
ムは、波形又は音色構造が選択された何組かの高
調波係数によつて決定されるフーリエ型のもので
ある。アドレス可能なメモリ内にあるこれらの高
調波係数の選択には、ストツプスイツチが用いら
れる。そのような楽音発生器の場合には、米国特
許第3809786号に詳細に記述してあるように選択
した高調波を抑制することによつて、８フイート
より短いすべての標準オルガンフイート数を発生
させることができる。例えば、４フイートピツチ
の楽音は、基本的な８フイート発生器を使用し、
すべての奇数番号の高調波に対して０の値をもつ
１組の高調波係数を選択することによつてつくり
出される。その結果、標準の８フイート発生器よ
り１オクターブ高い音声がつくられる。

より低いフイート数の音声を出すために高調波
抑制を用いると、ピツチの関数として利用できる
高調波の数が制限される。４フイートの音声は、
標準の８フイート楽音のために利用できる高調波
数の半分に限定される。２フイート音声は、標準
の８フイート楽音のために利用できる高調波数の
僅か1/4をもつにすぎない。

フーリエ合成型の音楽システムにおける16フイ
ートおよび８フイート音声の同時発生は、標準ピ
ツチとして16フイートピツチをもつことによつて
達成される。８フイートおよびそれよりも短いフ
イート数は、高調波抑制の方法によつて得ること
ができる。そのようなシステムは、より高いピツ
チに対しは高調波が減少するために多くの場合実
際的でない。標準ピツチ又は16フイートピツチが
16高調波に限定されていると、８高調波のみ具え
る８フイート音声は、大部分の電子楽器にとつて
は適当ではない。

より高い音声ピツチを発生させるために高調波
抑制を用いることによつて発生される高調波減少
の問題を解決するために、先行技術のシステムで
は、16フイートピツチ音声と８フイートピツチ音
声のためそれぞれ独立した楽音発生器を用いた。
米国特許第3809786号のコンピユータオルガンの
ために16フイートピツチおよびそれより高いピツ
チの音声を同時に発生する方法は、コンピユータ
オルガンにおける組合せフイート数の実施と題す
る米国特許第3809790号に記述されている。米国
特許第3809790号に記述されているシステムは、
８フイート楽音発生器および独立している16フイ
ート楽音発生器の両方を具えている。好ましい１
実施例においては、16個のタイムスロツトが、所
望の波形振幅上の１点を実時間で発生させるため
にあつかわれている。これらのタイムスロツトの
選択された１サブセツトは８フイート楽音発生器
に割り当てられ、残りのタイムスロツトは16フイ
ート楽音発生器に割り当てられる。好ましい実施
例として、８フイートタイムスペクトルは高調波
順序１、２、３、４、５、６、７、８、10、12、
14、16で発生する。９、11、13、15高調波順序
は、８フイート楽音発生器によつては発生されな
い。８フイート楽音発生器について欠けている４
個の高調波タイムスロツトは、16フイート楽音発
生器に割り当てられ、この発生器はこれらのタイ
ムスロツトを16フイートピツチ基本周波数の高調
波１、３、５、７を発生するために使用する。８
フイートおよび16フイート楽音チヤネルからの出
力は、一緒に加算され、ついでその合計はアナロ
グ信号に変換され、実時間楽音波形上に現在の点
を与える。

８フイート高調波成分は16フイートシリーズの
偶数の高調波成分と一致するので、その最終的な
結果として、その最初の８高調波と第16高調波ま
では１つおきに、第20高調波から第32高調波まで
は３高調波おきの高調波を有する有効な16フイー
トスペクトラムが発生される。

８フイート楽音と16フイート楽音とを同時に得
るための米国特許第3809790号記載のシステムは、
いくつかの欠点をもつている。第１に、このシス
テムはなお２つの独立した８フイートおよび16フ
イート楽音計算チヤネルを必要とする。唯一の節
約は、計算に用いられる共通の組のタイムスロツ
トを時分割することによつてえられる計算時間の
節約である。第２に、出力楽音には欠けている高
調波があり、そのためにつくり出すことができる
音色に制約が加えられることである。

本発明は、米国特許第4085644号（特願昭51−
93519（特開昭52−27621号公報））に記載されてい
る基本的福音シンセサイザにおいて16フイート音
声と８フイート音声の両方を同時に発生させるた
めの新規な実施装置を与える。本発明の２つの顕
著な利点は、この楽音創造システムが別個に独立
した８フイート楽音発生器と16フイート楽音発生
器とを必要としないということと、高調波数を減
少させずに８フイート楽音がつくり出せるという
ことである。

本発明は、上記に参照した米国特許第4085644
号（特願昭51−49272（特開昭52−132819号公報））
に記述してある型の複音シンセサイザにおいて、
８フイートピツチと16フイートピツチの楽音を同
時に発生させるための新規の、改良された配置を
指向する。この楽音ピツチ同時発生は、８フイー
ト楽音を発生させるのに用いる高調波数を減少さ
せずに、単一の基礎的８フイート楽音発生チヤン
ネルにおいて達成される。

簡単に云うと、これは、独特な波形対称を有す
る主データセツトにおいて波形データをつくり出
すことによつて達成される。２つの主データセツ
トは、計算サイクルの間に８フイート楽音、16フ
イート楽音に対応するデータセツトごとに計算さ
れる。２セツトの主データ発生後、それらのデー
タは結合されて複数の楽音発生器へ転送され、音
調レジスタに記憶される。記憶されたデータは、
その周波数が作動させた鍵盤スイツチに対応する
可変周波数クロツクによつて、これらの音調レジ
スタから読出される。データを音調レジスタから
順方向の順序および逆方向の順序で順次に周期的
にアドレスすることによつて、その結果として所
望の多くのピツチをもつ楽音波形がつくり出され
る。出力デイジタルデータは、アナログ信号に変
換され、その信号が従来の音響発生システムへ与
えられる。

本発明は、ここに参考のために述べられている
“複音シンセサイザ”と題する米国特許第4085644
号（特願昭51−49272（特開昭52−132819号公報））
に記述されている型の複音シンセサイザのための
楽音発生システムの改良を指向する。下記の説明
では、参考のために述べてある特許において記述
されているシステムのすべての部分は、本発明に
用いてある同一番号の素子に対応する２桁数字に
よつて示されている。３桁数字によつて示されて
いるすべてのブロツクは、本発明の改良を実施す
るために、複音シンセサイザに加えられた素子に
対応する。

第１図は、８フイートおよび16フイート周波数
においては楽音を同時に発生するための本発明の
実施例を示す。８フイートおよび16フイート周波
数という語は、基本周波数を示すための一般的意
味で用いてある。いづれの場合にも、米国特許第
3809786号に詳述してあるような高調波抑制配置
を用いることにより、より高いピツチ（より短い
フイート数）を容易に実施することができる。

音響システム１１は、最高12の別々のオーデイ
オ信号を受信し混合することができるオーデイオ
音響システムを一般的に示している。音響システ
ムへの各入力信号は、従来の楽器鍵盤上の鍵の動
作に応答してシステム自体の楽音発生器によつて
発生される。それらの鍵は、鍵盤スイツチ１２上
の対応する鍵スイツチを動作させる。最高で12個
までの鍵を同時に動作させて12の音を同時に発生
させることができる。12音を有する複音システム
は、例として挙げたにすぎないのであつて、シス
テムの限界を表わすものではないことを理解すべ
きである。楽音発生器はシステム論理ブロツク、
即ち音調クロツク３７、アツプ／ダウンカウンタ
１０４、音調レジスタ３５、２の補数回路１０
５、Ｄ−Ａ変換器４８からなる。12個の楽音発生
器組のうちの１個だけを第１図に明確に示してあ
るが、残りの楽音発生器も同一の素子群からなつ
ていると理解すべきである。

楽音発生器組は、すべて計算および制御論理に
より発生される共通のデータを受けとる。

楽器鍵盤上の鍵が押されて鍵盤スイツチを作動
させると、音調検出・割当装置１４はその作動し
た特定の鍵盤スイツチに対応して情報を記憶し、
システム中の12個の楽音発生器のうちのまだ割当
てられていない１個にその鍵を割当てる。音調又
は鍵スイツチ情報と、鍵が特定の楽音発生器に割
当てられたということが音調検出・割当回路１４
のメモリ（図示されていない）に記憶される。適
当な音調検出・割当サブシステムの動作は、こゝ
に参考のため述べられている“鍵盤スイツチ検
出・割当装置”と題する米国特許第4022098号
（特願昭51−110652（特開昭52−44626号公報））に
記載されている。

計算サイクルは、実行制御回路１６によつて開
始される。計算サイクルは、８フイート計算サイ
クルと16フイート計算サイクルに分けられてい
る。８フイート計算サイクルの期間中には主デー
タは、８フイート楽音のための米国特許第
4085644号（特願昭51−93519（特開昭52−27621号
公報））に記述されている方法によつて計算され
る。８フイート計算サイクルは、参考のため述べ
てある特許に記述されている方法によつて更にサ
ブコンピユテーシヨンサイクルに小区分してもよ
い。これらのサブコンピユテーシヨン期間中に、
楽音スイツチ又はストツプによつて選択された高
調波係数は、説明されているようにその結果生じ
る主データセツトに加算されるように使用され
る。16フイート計算サイクルの期間中には、16フ
イート楽音データは、下記に述べるような独特な
方法で発生され、８フイート計算サイクルに点別
に加算される。８フイート楽音について述べたの
と全く同じように、別の異なる16フイート高調波
組が楽音スイツチにより選択されて合成主データ
セツトへ加えられる場合には、16フイート計算サ
イクルは、また多数のサブコンピユテーシヨンサ
イクルで構成することができる。

８フイート計算サイクルの開始時には、実行制
御回路１６は、8/16制御信号を８フイート状態に
セツトする。これを“０”論理状態にある8/16信
号と呼ぶことができる。語カウンタ１９および高
調波カウンタ２０の増分（increment）は、参考
のために述べてある米国特許に記述されている。
語カウンタは、モジユロ６４を計算するように実
施されている。このカウンタの内容は、データを
主レジスタ３４へアドレスし、また主レジスタ３
４からアドレスするのに用いられる。高調波カウ
ンタ２０は、語カウンタ１９がその初期状態に戻
る度ごとに増分される。加算器−アキユムレータ
２１の内容は、メモリアドレスデコーダ２３によ
りアトレツシングデータ書式に変換された後に、
正弦波関数表２４をアドレスするのに用いられ
る。８フイート計算サイクルの期間中には、8/16
制御信号の“０”状態に応答して、２進右シフト
回路１０１は、加算器−アキユムレータ２１から
のデータをそのまゝ変えずにメモリアドレスデコ
ーダ２３へ転送する。8/16制御信号の“０”状態
に応答してメモリアドレスデコーダは、８フイー
ト高調波係数回路内にあることが示されている８
フイート高調波係数を選択するが、この回路は参
考のために述べられている米国特許に記述されて
いるように複数の高調波係数を記憶するためのア
ドレス可能なメモリである。８フイート高調波係
数回路２７からアドレスアウトされた特定の高調
波係数は、楽音スイツチの状態によつてセツトと
して選択される。そのような選択された各セツト
の高調波係数における素子は、高調波カウンタ２
０の現在の状態に応答して選ばれる。

選択された高調波係数は、正弦波関数表２４か
らアドレスアウトされた正弦波関数値と乗算器２
８において乗算される。その結果得られる積は、
語カウンタ１９の状態によつて表わされる現在の
アドレスに対する主レジスタ３４中の現在値に加
算される。この新しい値は、主レジスタへ入れら
れて、前の値と置き換える。

８フイート計算サイクルに続いて16フイート計
算サイクルが開始される。16フイート計算サイク
ルが始まると、実行制御回路１６は、8/16制御信
号を“１”の状態にする。

“１”状態に応答してメモリアドレスデコーダ
は16フイート高調波係数回路１０３を選択する。
これは所望の16フイート楽音に対応する高調波係
数組を記憶するアドレス可能なメモリである。

8/16制御信号は、選択されたどの高調波係数が
乗算器２８へ転送されるかを決定するためにデー
タセレクト回路１０２により使用される。“０”
状態に応答して、８フイート高調波係数回路２７
からアドレスされた出力高調波係数は、データセ
レクト回路１０２により乗算器２８へ転送され
る。“１”状態に応答して、16フイート高調波係
数回路１０３からアドレスされた出力高調波は、
データセレクト回路１０２により乗算器２８へ転
送される。

8/16制御信号の“１”状態に応答して２進右シ
フト回路１０１は、それが受けとるデータをメモ
リアドレスデコーダへ転送する前にそのデータに
対して右シフトを行う。１ビツト位置の右シフト
は、２進数の数の大きさを半分にする。この１ビ
ツト位置の右シフトは、“本質的には”最終的に
発生された楽音周波数を半分することと等価であ
る。こゝで一言しておかねばならないことは、右
シフト回路は、８フイート又は16フイート計算サ
イクルの何れかの期間中に使用される論理タイミ
ングのいずれの分周器でもないので、実際の周波
数分割は行われていないということである。この
ような２進右シフトが出力周波数分割を発生させ
る方法は、本発明の新規な特徴の１つである。

主データへ寄与する16フイート楽音を発生させ
るための計算論理の残りの部分は、フイート計算
サイクルの場合とほゞ同一である。異なる点は、
２進右シフト回路１０１の動作と16フイート高調
波係数選択の差異である。主データセツトに対す
る16フイート楽音の寄与は、８フイート計算サイ
クルの期間中に得られ、以前に計算されたサブマ
スタデータセツトに点別に加算される。この点別
の加算は、語カウンタ１９により主レジスタ３４
へ与えられたアドレスによつて制御される。

参考のために述べた米国特許に記述されている
ように、８フイート選択楽音に対応する主データ
値は、下記の形の離散的フーリエ級数を用いて計
算される： Z_N＝_M 〓^q=1 C_q1sin（πN_q／Ｍ）＋… _M 〓^q=1 C_qjsin（πN_q／Ｍ）＋ ……(1) 但し、Ｎ＝１、２、…、2Mは主データセツト
語の番号又はアドレスであり、ｑ＝１、２、…、
Ｍは高調波数のインデツクスであり、c_q1〜c_qjは
各々が特定のトーンスイツチに対応する高調波係
数組（セツト）である。Ｍは64データ語を有する
主データセツトに対応する32の値をもつ。式(1)の
加算記号における各項は一般に高調波成分と呼ば
れており、特にこの場合には正弦高調波係数と呼
ぶことができる。高調波数の指数（インデツク
ス）ｑは次数即ち高調波成分の次数と呼ばれるこ
とがある。式(1)を用いて計算された主データセツ
トは中点付近において奇数対称を示すことは周知
である。即ち、 Z_N＝−Z_65-N ……(2) ２進右シフト回路１０１の上述した動作のため
に、16フイート計算サイクルの期間中に計算され
た主データセツトは下記の関係式によつて計算さ
れる： X_N＝_M 〓^q=1 d_q1sin（πN_q／2M）＋… ＋_M 〓^q=1 d_qjsin（πN_q／2M）＋ ……(3) 16フイート計算サイクルの期間中に２進右シフ
ト回路１０１の動作は２で割られるので、正弦波
関数の変関数（argument）の分母に係数２が現
われる。こゝで一言しておくべきことは、Ｎ＝
１、２、…、64に対するX_Nの値は、16フイート
波形データの完全な１サイクルを構成しないとい
うことである。正弦波関数の変関数における係数
２のために、完全な１サイクルは２×64＝128の
データ点を必要とするであろう。従つて、X_Nの
値は、終点付近で奇数対称を示す、即ち、 X_N＝−X_129-N ……(4) X_Nの値は、Z_Nの値に点別に加算され、その結
果下記の主データセツト値を発生する。

Y_N＝Z_N＋X_N；Ｎ＝１、２、…、64 ……(5) こゝでまた一言しておかねばならないことは、
Z_Nの値もまた終点付近で奇数対称を示すという
こと、即ち、 Z_N＝−Z_129-N ……(6) となるということである。

64を越えるＮ値は、64データ語の主データセツ
トには含まれていないので、式(4)および式(6)は、
若し２つの主データセツトが後続する形式で結合
されると、128のデータ素子をもつ新しいデータ
値セツトを形成する結果となる特性を示してい
る。

計算サイクルの両方の部分の完了に引続いて、
主レジスタ３４内にある主データセツトは、音調
レジスタ３５の如き複数の音調レジスタへ転送さ
れる。楽音の発生を妨げずにこのデータ転送が行
われる方法は、参考のために述べてある米国特許
第4085644号（特願昭51−93519（特開昭52−27621
号公報））に記述されている。

音調レジスタ３５はアドレス可能な読取り／書
込みメモリ（RAM）である。データは音調レジ
スタ３５から対応する音調クロツク３７によつて
決定される速度でアドレスアウトされる。電圧制
御発振器でもよい音調クロツク３７を実施するに
はいろいろな方法がある。そのような１実施例
は、こゝに参考のために述べてある“周波数ナン
バー制御クロツク装置”と題する米国特許第
4067254号（特願昭51−140616（特開昭52−65415
号公報））に記述されている。

音調クロツク３７は、アツプ／ダウンカウンタ
１０４の計数を増分するのに用いられるクロツク
パルス列を与える。このアツプ／ダウンカウンタ
は、モジユロ６４をカウントするが、モジユロ数
６４は、音調レジスタ３５に記憶されているデー
タ語数である。アツプ／ダウンカウンタの状態
は、データを音調レジスタ３５へアドレスした
り、又は音調レジスタ３５からアドレスアウトす
るのに用いられる。アツプ／ダウンカウンタ１０
４が、増分カウント状態にある場合の第１の順序
では、リバース“０”信号状態が、２の補数回路
１０５へ転送される。この“０”状態に応答して
２の補数回路は音調レジスタからアドレスアウト
されたデータをそのまゝＤ−Ａ変換器４８へ転送
する。アツプ／ダウンカウンタ１０４が、減少す
るカウント状態にある場合の第２の順序では、リ
バース信号は“１”論理状態におかれる。“１”
論理状態に応答して２の補数回路１０５は音調レ
ジスタ３５からアドレスアウトされた２進数デー
タの２の補数化を実行し、その結果をＤ−Ａ変換
器へ転送する。アツプ／ダウンカウンタのカウン
テイングモードは、カウント方向を設定する制御
信号に応答するようになされることができる。

Ｄ／Ａ変換器４８は、その入力デイジタルデー
タを出力アナログ信号へ変換するように動作す
る。複数の楽音発生器のうちの残りの楽音発生器
からのアナログ信号は、加算器５５において結合
されて１つの複合信号として音響システム１１へ
与えられる。

音調クロツク３７は、８フイート楽音用の米国
特許第4085644号（特願昭51−93519（特開昭52−
27621号公報））に記述されている周波数と同一周
波数で動作することに注意すべきである。従つ
て、本発明は、８フイート楽音の発生にのみ必要
な同一周波数で動作するすべてのシステム論理及
び音調クロツクにより16フイート楽音と８フイー
ト楽音を同時に発生する。付加的な16フイート楽
音発生機能は、上述の主データセツト対称を実行
する回路を用いることによつて得られる。

音調レジスタ用に使用されるアドレス可能メモ
リを置き換えるために循環モードで動作する両方
向シフトレジスタを用いることは自明な変形であ
る。

奇数対称特性を有する主データセツトを計算す
る代りに、偶数対称特性を有する主データセツト
が計算されることができる。偶数対称の使用は、
参考のために述べてある米国特許第4085644号
（特願昭51−93519（特開昭52−27621号公報））に
記述されている。偶数対称性を具えた複合主デー
タセツトを発生させるためには、式(1)および式(3)
の正弦（sin）項は、余弦（cos）項により置き換
えられる。正弦波関数表２４は、正弦値の代りに
変関数の余弦値を記憶する。偶数対称の場合に
は、式(4)および式(6)の代りに、偶数特性は下記の
ようになる。

X_N＝−X_129-N ……(7) Z_N＝−Z_129-N ……(8) 第１図に示すシステムは、２の補数回路１０５
を取り除くことによつて偶数対称主データの場合
にも用いることができる。偶数対称主データを用
いる場合には、音調レジスタ３５から読出された
データは、常にそのまゝ音調レジスタ３５へ転送
される。

参考のため述べてある米国特許第4085644号
（特願昭51−93519）は、主データセツトの要素を
計算するための一般化された離散的フーリエ級数
の使用を記述している。これらの一般化された離
散的フーリエ級数のアルゴリズムは、もし使用さ
れた直交関数族が偶数対称特性又は奇数対称特性
をもつていれば、本発明にも用いることができ
る。そのような対称は、ウオルシユ関数
（Walshfunction）に存在するので、本発明は、
簡単な三角関数における正弦又は余弦関数の代り
にウオルシユ関数を用いて米国特許第4085644号
（特願昭51−93519（特開昭52−27621号公報））に
記述されているように実施することができる。選
択された直交関数の表は、正弦波関数表２４の代
りに用いられる。

第１図の動作は、８フイートピツチおよび16フ
イートピツチという語を用いて説明されたが、こ
れは本発明を制限するものではない。こゝに用い
ている８フイードピツチという語は、上述の高調
波抑制法により得られる８フイードピツチおよび
それよりも高いピツチを意味する。同様に16フイ
ートピツチは、高調波抑制法により得られる16フ
イート基本音に基づく16フイートピツチおよびそ
れよりも高いピツチを意味する。計算サイクルの
２つの部分に対して８フイートと16フイートとい
う語を用いることは、１つをピツチを計算するた
めの第１の部分（segment）と、ピツチが１オク
ターブ低く発生する楽音を計算するための第２の
部分（segment）を表わすことも明らかである。
下記においては、計算サイクルの第１部分および
第２部分という一般的な語を用いることにする。
第１、第２計算部分は、両者とも第１および第２
計算サイクルの各楽音群に対して作動される楽音
スイツチ又はストツプに対応する計算小部分
（eomputation subsegment）に更に分割される
ことが理解される。

前述したように、８フイート楽音と16フイート
楽音は、いづれも複音シンセサイザの完全な標準
の32高調波波形能力で計算される。16フイート楽
音は、その波形の1/2サイクルに対する64点で計
算されることが注目される。従つて、16フイート
楽音は、拡大した64の高調波係数組から計算する
ことができる。そのような周期的波形の簡単な原
則は、等間隔に置かれた振幅点の場合、最大の高
調波数が、波形の完全な１周期に対するかような
振幅点の数の1/2に等しくなると云うことである。

計算サイクルの第１および第２部分の間に計算
される高調波数は、実行制御回路１６によつて発
生される8/16制御信号により制御できる。8/16制
御信号の“０”状態に応答して高調波カウンタ２
０はモジユロＨ＝32をカウントするようになり、
“１”状態に応答して高調波カウンタはモジユロ
Ｈ＝64をカウントするようになる。第２図は、第
１図に図示され、上記に説明したシステムの別の
システム構成を示す。第２図に図示した別のシス
テムの特徴は、計算サイクルの第１部分に要する
時間の長さが短縮されていることである。この短
縮した時間は、上記に説明し、奇数対称の式(2)に
規定されている８フイート波形の半周期対称を用
いることにより得られる。

第２図において、８フイート主レジスタは、32
のデータ語を含むのに対して、16フイート主レジ
スタは64のデータ語を含む。

計算サイクルの第１部分の間に8/16制御信号の
“０”状態に応答して、語カウンタ１９は、モジ
ユロ３２をカウントするようになり、高調波カウ
ンタ２０は、モジユロ３２をカウントするように
なる。

計算サイクルの第１部分の間に、データセレク
ト回路１１１およびデータセレクト回路１１２は
８／１６制御信号の“０”状態に応答して、加算器３
３の現在の値が、語カウンタ１９の状態により決
定されるアドレスで８フイート主レジスタ３４か
ら読出されたデータへ加算されるようにする。つ
いでこの新しい合計値は、同一メモリアドレス位
置において置き換えられる。

計算サイクルの第２部分の間に、語カウンタ１
９および高調波カウンタ２０は、共に8/16制御信
号の“１”状態に応答してモジユロ６４をカウン
トするようにされる。

８フイートピツチ音声に対する高調波係数は、
ストツプスイツチによつて選択される32の高調波
組からなる。第２図に示したシステムの場合に
は、16フイート高調波係数は、ストツプスイツチ
によつて選択される64の高調波組からなる。

16フイートピツチ音声に32の高調波しか所望さ
れない場合には、高調波のセツト（組）は、32高
調波よりなり、高調波カウンタ２０は計算サイク
ルの第１部分の間モジユロ３２をカウントする。

２つの主レジスタから選択された音調レジスタ
へデータを転送する転送サイクルの間に、８フイ
ート主レジスタ３４から読出されたデータはアツ
プ／ダウンカウンタ１０８によつてアドレスさ
れ、このカウンタ１０８は32までカウントし、そ
の後そのカウント方向を逆にする。アツプ／ダウ
ンカウンタ１０８が、増加するカウント状態にあ
る場合には、８フイート主レジスタ３４から読出
されたデータは変更されずそのまゝ加算器１１０
へ転送される。アツプ／ダウンカウンタ１０８が
減少するカウント状態にある場合には、リバース
（REVERSE）信号が状態“１”におかれる。リ
バース（REVERSE）信号に対する状態“１”に
応答して、２の補数回路１０９は、８フイート主
レジスタ３４から読出された２進データ語が加算
器１１０へ転送される前にその２進データ語につ
いて２の補数を求める演算を行う。

上述した同一転送サイクルの間に、カウンタ１
０７は、モジユロ６４をカウントし、その内容は
16フイート主レジスタ１０６からデータをアドレ
スアウトするのに使用される。８フイート主デー
タセツトは、加算器１１０における16フイート主
データセツトと結合されて複合した主データセツ
トを形成し、その和は、第２図に明示してある音
調レジスタ３５のような複数の楽音発生器におけ
る音調レジスタの１つに書込まれる。

第１図の場合と同じように、複数の楽音発生器
のうちの１つだけがシステム論理ブロツク、即ち
音調レジスタ３５、２の補数回路１０５、音調ク
ロツク３７、アツプ／ダウンカウンタ１０４、Ｄ
−Ａ変換器４８からなるものとして第２図に明示
されている。複数の楽音発生器の残りが、同一の
システム素子の追加組を具えることは理解され
る。

音調レジスタ３５からデータを読出す方法は、
第１図に示したシステムについて前述した方法と
同一である。

偶数対称をもつたデータを得るために２つの主
データセツトが、離散的に一般化フーリエ変換を
用いて計算される場合、第２図に示されている２
の補数回路１０９は、除去される。従つて、８フ
イート主レジスタ３４からアドレスアウトされた
データは、変更されずそのまゝ加算器１１０へ転
送される。更に、第１図に関連して上述したよう
に、主データセツトが偶数対称をもつように計算
される場合には、２の補数回路１０５は使用され
ない。

1979年４月９日付で出願した“複音シンセサイ
ザにおける奇偶数対称計算装置”と題する米国特
許第4249448号（特願昭55−046143（特開昭55−
143597号公報））には、参考のために述べてある
米国特許第4085644号（特願昭51−93519（特開昭
52−27621号公報））に記述してある型の楽音発生
器における計算サイクルの長さを短縮するための
発生が述べてある。この参考のために述べた出願
の譲受人は本発明の譲受人と同じである。米国特
許第4249448号記載の発明の特徴を本発明と組合
わせると、８フイートおよび16フイートピツチの
楽音を同時に発生させるという目的を保持しつつ
計算サイクルの長さを著しく短縮することができ
る。

１セグメントの計算サイクルに必要な時間の長
さの短縮は、各主データセツトを２成分のサブマ
スタデータセツトに分解することによつて達成さ
れる。第１の成分サブマスタデータセツトは選択
した楽音に対して奇数の高調波係数だけを用いる
ことによつて計算されるが、第２の成分サブマス
タデータセツトは、同一の選択した楽音に対して
偶数の高調波係数だけを用いて計算される。これ
らの成分の主データセツトは、２つのアドレス可
能なメモリに記憶される。これらのデータセツト
は、完全な波形のサイクルの1/4に等しいデータ
点の数に対してのみ計算される。データ転送サイ
クルの間に、所望の完全なサイクルの波形データ
は、２つのメモリに記憶されたデータを順方向及
び逆方向にアドレスすることによつてつくられ
る。アドレスされたデータは、補数化され、特定
の方法で結合されるので、完全なサイクルの波形
は、楽音発生組（セツト）における音調レジスタ
にとつて必要とされるような１組の64のデータセ
ツト点の代りに16の主データセツト点からつくら
れる。

一般的に云つて、式(1)によつて計算されるすべ
ての主データセツトは、1/4サイクル点16の付近
で所定の対称を示さない。しかし、下記の方法に
よると、主データセツトの値を計算するアルゴリ
ズムに使用される高調波係数組（セツト）に制約
を加えずに1/4サイクル対称をつくらせることが
できる。

第３図は、64点からなる波形の完全な１サイク
ルの最初の４高調波に対するグラフを示す。上方
の４つのグラフは、正弦（sine）関数を示す。基
本波に対する1/2サイクル点に一点鎖線が引かれ
ている。正弦（sine）高調波は、すべて1/2サイ
クル点付近で奇数対称を示す。1/4サイクル点の
ところに破線が引かれている。奇数正弦高調波
は、1/4サイクル点付近で偶数対称を示す。従つ
て、若し、一成分の主データセツトが奇数高調波
だけを使用して計算されるならば、その結果とし
て、1/4サイクル点、即ち点16付近で偶数対称を
示し、1/2サイクル点、即ち点32付近で奇数対称
性を保持する１セツトのデータ点が得られる。同
様に、若し、一成分の主データセツトが偶数高調
波だけを用いて計算されるならば、その結果は、
１／４サイクル点付近で奇数対称となり、1/2サイク
ル点付近でも奇数対称性を保持するであろう。構
成成分の主データセツトは、必要なデータセツト
６４を得るように加算されることが可能であり、
64のデータセツトは、転送サイクルの間に音調レ
ジスタに転送される。その64点の残余は、主デー
タセツト点が音調レジスタへ転送されるにつれて
上記の対称性を実行する適当な回路論理によつて
構成される。第４図は８フイートおよび16フイー
ト音声がピツチを同時に発生させるためのシステ
ムを示すが、このシステムは計算サイクルに必要
な時間の長さを短縮するために更に波形対称性を
具えている。第４図に示すシステムの場合にも、
計算サイクルは第１部分と第２部分に分けられて
いる。８フイート主データセツト成分は第１部分
の間に計算され、16フイート主データセツト成分
は第２部分の間に計算される。

計算サイクルの開始時に、実行制御回路１６は
INIT信号を作り出す。INIT信号は論理オアゲー
トを介してフリツプフロツプ２１３をリセツトす
るのに用いられる。

フリツプフロツプ２１３が計算サイクルの開始
時にリセツトされる時には、出力Ｑは“０”の状
態にある。Ｑが“０”であれば、偶奇数高調波セ
レクト回路２０１は、８フイート奇数高調波回路
２０３からアドレスアウトされた奇数高調波計数
を乗算器２８へ転送する。特定のアドレスされた
セツトの高調波係数が、ストツプスイツチを作動
させることによつて選択される。Ｑが“０”であ
り、8/16制御信号の状態が“０”であると、８フ
イート奇数主レジスタ３４から読出されたデータ
はデータセレクト回路１１１を通つて加算器３３
へ転送される。これらの同一の２つの“０”状態
は、加算器３３からの合計されたデータをデータ
セレクト回路１１２を通つて転送させて、８フイ
ート奇数主レジスタ３４へ書込ませる。

上記の動作は、計算サイクルの第１セグメント
の最初の部分の間継続し、その間に、語カウンタ
１６は、16の完全サイクルだけ循環し、高調波カ
ウンタ２０は、その初期状態から15カウントだけ
増分される。その次の論理主クロツクタイミング
パルスにおいて、高調波カウンタは、そのモジユ
ロカウントの実行によつてその初期状態にリセツ
トされ、高調波カウンタはリセツト１信号を発生
する。

高調波カウンタからのリセツト信号は、フリツ
プフロツプ２１３をセツトするのに使用され、そ
れによつて信号Ｑは“１”の状態になる。Ｑが
“１”であり、8/16制御信号が“０”であると、
偶奇数高調波セレクト回路２０１は、８フイート
偶数高調波回路２１４からメモリアドレスデコー
ダによつてアドレスアウトされた偶数高調波を乗
算器２８へ転送する。

状態Ｑ＝“１”であり、8/16制御信号の状態が
“０”であると、データセレクト回路１１１は、
８フイート偶数主レジスタ２０６から読出された
データを加算器３３へ転送し、データセレクト回
路１１２は、加算器３３からの合計されたデータ
を転送して８フイート偶数主レジスタ２０６に書
込ませるようにする。

高調波カウンタ２０の第２の16カウントの終り
に、計算サイクルの第１部分（セグメント）の第
２の即ち偶数の部分は完了する。

計算サイクルの第１部分の完了において、高調
波カウンタ２０は、その初期状態にリセツトされ
るとともに、高調波カウンタ２０はリセツト２信
号を発生する。高調波カウンタ２０からのリセツ
ト２信号は論理オアゲートを介してフリツプフロ
ツプ２１３をリセツトし、計算サイクルの第２部
分（セグメント）が開始される。

計算サイクルの第２分（セグメント）の間に、
16フイート主データセツトは、８フイート主デー
タセツトについて説明したと同一形成によつて２
つの成分に分けて計算される。動作上の相異点は
今度の場合には高調波係数が16フイート奇数高調
波回路１３５と16フイート偶数高調波回路１３６
から選択され、その結果得られる主データセツト
成分値は16フイート奇数主レジスタ１０６と16フ
イート偶数主レジスタ１３０に記憶されるという
点である。偶奇数１６フイート高調波データの選
択は、フリツプフロツプ２１３の状態および8/16
制御信号の“１”状態に応答して偶奇数高調波セ
レクト回路２０１によつて行なわれる。同様なデ
ータ選択は、データセレクト回路１１１とデータ
セレクト回路１１２によつて行われる。また計算
サイクルの第２部分（セグメント）の間に、8/16
制御信号は、２進右シフト回路１０１がその入力
データを第１図に関連して前述した方法によりシ
フトさせるようにする。

好ましい実施例の場合には、最大数32の高調波
を有する８フイート楽音と16フイート楽音をそれ
ぞれ発生させる。８フイート主レジスタ３４およ
び２０６は、16データ語を含み、16フイート主レ
ジスタは32データ語を含む。

計算サイクルの第１部分（セグメント）および
第２部分（セグメント）が完了した後、転送サイ
クルが開始される。

転送サイクルの間に、８フイート奇数主レジス
タ３４および８フイート偶数主レジスタに記憶さ
れているデータが読出されて、補数制御回路２０
７の指令により結合される。補数制御回路の詳細
は第５図に示してあり、下記に説明される。第５
図に示す補数制御回路２０７の目的は、転送サイ
クルの間に、16点の成分主データセツトを64点か
らなる単一の組合せ主データに結合させることで
ある。転送サイクルの開始時に、TINIT信号が
実行制御回路１６によつて発生される。TINIT
信号の“１”状態の存在は、アツプ／ダウンカウ
ンタ４０１、カウンタ４０２、フリツプフロツプ
４０３、フリツプフロツプ４０４をリセツトする
のに使用される。

カウンタ４０１および４０２は、クロツクセレ
クト回路４２によつて転送されたタイミングクロ
ツク信号により増分される。これらのクロツク信
号を選択する方法は、参考のため上述した米国特
許第4085644号（特願昭51−93519（特開昭52−
27621号公報））に説明されている。

アツプ／ダウンカウンタ４０１は、クロツクセ
レクト回路４２によつて選択されたタイミング信
号によつてそれが増分されるような反復形式にて
１から16までをカウントし、ついで16から１まで
をカウントする。

アツプ／ダウンカウンタ４０１の最初の16カウ
ントの場合は、フリツプフロツプ４０３の出力状
態はＱ＝“０”である。状態Ｑ＝“０”に応答し
て、２の補数回路２１０は、それが８フイート偶
数主レジスタ２０６から受けとるデータが加算器
２１１へ転送される前には、そのデータについて
何らの変更も行わない。従つて、転送サイクルの
間に８フイート偶数主レジスタ２０６からアドレ
スされる最初の16語は、変更されずにそのまゝ加
算器２１１へ転送される。

カウンタ４０２の最初の32カウント状態の場合
には、フリツプフロツプ４０４の出力状態はＱ＝
“０”である。フリツプフロツプ４０４の状態が
Ｑ＝“０”の場合には、２の補数回路２０９は、
その入力データについての２の補数化動作を行わ
ない。従つて、８フイート奇数主レジスタ３４か
らの最初の、アドレスされた32語は、変更されず
にそのまゝ加算器２１１へ転送される。

アツプ／ダウンカウンタ４０１がその計数方向
を逆転させ、17回増分された時には、フリツプフ
ロツプ４０３をセツトするのに用いられる状態リ
セツト信号（STATE RESET）が発生され、そ
の結果その出力状態はＱ＝“１”に変化する。状
態Ｑ＝“１”に応答して、２の補数回路２１０は、
偶数主レジスタから受信される２進データ語が加
算器２１１へ送られる前に、この２進データ語に
ついて２の補数を求める演算を行う。その正味の
結果として、音調レジスタ３５（又は転送サイク
ルの間にロードされるように割当てられている楽
音レジスタのセツトのうちの他のいずれかの音調
レジスタ）において対応するデータ語アドレス17
〜32に対して、偶数８フイート主レジスタ２０６
のデータ語内容が、逆の順序で読出され、２の補
数を求める演算が行われ、８フイート奇数主レジ
スタの内容に加算されるが、この内容は、またク
ロツクタイミングパルスのこの同一セツトの間に
逆の順序で読出されるということになる。

奇遇数主レジスタに対するデータ読出しアドレ
スは、実行制御回路１６の指令によりアドレスセ
レクト回路２０８によつて選ばれる。転送サイク
ルの間に、主レジスタデータアドレスは、アツ
プ／ダウンカウンタ４０１の状態から取出され
る。

カウンタ４０２がそのカウント状態32まで増分
されると、状態32リセツト信号が発生され、フリ
ツプフロツプ４０４へ送られ、その出力状態はＱ
＝“１”になる。従つて、フリツプフロツプ４０
４の状態Ｑ＝“１”に応答して、２の補数回路２
０９は、８フイートが奇数主レジスタ３４から受
けとつた２進データが加算器２１１へ転送される
前に、この２進データについて２の補数を求める
演算を行う。カウンタ４０２により発生される状
態32リセツト（STATE32RESET）信号は、ま
た論理オアゲート４０５を介してフリツプフロツ
プ４０３をリセツトするのに使用される。33から
64までのタイミングカウントの間に、フリツプフ
ロツプ４０４は、その出力状態をＱ＝“１”にセ
ツトするので、２の補数回路４０９は、８フイー
ト奇数主レジスタ３４からアドレスアウトされた
すべてのデータについて２の補数化を実行する。

上述したように、カウンタ４０２のカウント33
において、フリツプフロツプ４０３は、リセツト
されるので、その出力状態はＱ＝“０”となる。
この結果、転送サイクルにおいて33から48までの
タイミングカウントに対しては、２の補数回路２
１０は、８フイート偶数主レジスタ２０６からア
ドレスアウトしたデータについて補数化を行なわ
ない。

転送サイクルのカウント49において、アツプ／
ダウンカウンタ４０１は、再びそのカウント方向
を転送させ、状態リセツト（STATE RESET）
信号を発生し、この信号は上述したようにフリツ
プフロツプの状態をＱ＝“１”にする。その結果、
カウント49から64までについては、８フイート偶
数主レジスタ２０６からアドレスアウトされたデ
ータが加算器２１１へ転送される前に、そのデー
タについて２の補数演算が行われる。

65番目のカウントにおいて、状態０リセツト信
号がカウント４０４によつて発生される。この状
態０リセツト信号は、実行制御回路１６へ送ら
れ、ついでこの実行制御回路は転送サイクルを終
了させる。転送サイクルの最初の32のクロツクタ
イムの間に、16フイート奇数主レジスタ１０６か
ら読出されたデータは変更されず、そのまゝ加算
器１３４へ転送される。第２の32クロツクタイム
の間に、データは16フイート奇数主レジスタ１０
６から逆のメモリ順序で読出される。転送サイク
ルの最初の32のクロツクタイムの間に、16フイー
ト偶数主レジスタ１３０から読出されたデータ
は、２の補数回路１３３によつて変化されずに加
算器１３４へ送られる。第２の32クロツクタイム
の間に、データは逆のメモリ順序で読出され、そ
のデータが加算器１３４へ転送される前に２の補
数演算が行われる。加算器２１１および１３４か
らのデータは加算器１３１において合計され、そ
の出力は、８フイートおよび16フイートデータの
所望の組合せを構成して音調レジスタへ与えられ
る。

主データセツトが正弦（サイン）関数の代りに
余弦（コサイン）関数を用いて式(1)により計算さ
れた場合のように偶数対称で計算を行えば、第４
図に示すシステムは容易に変更される。第４図に
おいて必要な変更は、２の補数論理ブロツク１３
３，２１０および２０９を除去することである。

第６図は、第１図および第２図に使用される実
行制御回路１６の詳細を示す。500代の数字で表
示されている第６図におけるシステム論理ブロツ
クは、実行制御回路１６の要素である。

フリツプフロツプ５０４がセツトされその出力
状態がＱ＝“１”になると計算が開始される。現
在転送サイクルに対する要素がなければ、フリツ
プフロツプ５０４をセツトすることができる。転
送サイクルに対する要素が存在すれば、ノアゲー
ト５１１が計算サイクルの開始を妨げる。音調検
出・割当回路１４は、楽器鍵盤上で鍵が作動され
たことを検出すると、このサブシステムは計算サ
イクル開始要求を発生する。別の全システム論理
は、個々の楽音発生器又は楽音発生器セツト全体
に対する各転送サイクルが完了した時に自動的に
計算サイクルを開始させるためのものである。

フリツプフロツプ５０４が計算サイクルの開始
時にセツトされると、出力状態Ｑ＝“１”は、エ
ツジ検出回路５０５により信号パルスINITに変
換される。このINIT信号は、カウンタ５０２，
１９，５０３および２０をリセツトするため、お
よび第１図、第２図および第４図に示されており
これらの図に図示されているシステムについて上
述したその他の動作を行うために用いられる。

Ｑ＝“１”の状態になると、ゲート５０１は、
クロツクタイミングパルスを主クロツクから転送
させてカウンタ５０２，１９，５０３および５２
１のカウントを増分させる。カウンタ５０３はモ
ジユロ６４をカウントし、このカウンタの内容が
そのモジユロカウンテイング動作によつてリセツ
トされる度ごとにINCR信号が発生される。
INCR信号は高調波カウンタ２０のカウントを増
分するのに使用される。

８フイートサイクルカウンタ５０２は、カウン
タモジユロ（64K）である。Ｋは作動されている
８フイートストツプスイツチ数であり、64は主デ
ータセツト中のデータ語数である。Ｋは計算サイ
クル第１即ち８フイート部分（セグメント）の間
に実施されるサブコンピユーテーシヨンサイクル
の数に等しい。

完全な計算サイクルが開始されると、フリツプ
フロツプ５２２がリセツトされて、Ｑ＝“０”出
力状態となる。フリツプフロツプ５２２の出力状
態は8/16制御信号である。

計算サイクルの第１部分（セグメント）の完了
後に８フイートサイクルカウンタ５０２がリセツ
トされると、リセツト信号が発生され、この信号
はフリツプフロツプ５２２をセツトするに使用さ
れる。

フリツプフロツプ５２２がセツトされると、8/
１６制御信号は“１”状態となり、主クロツクパル
スはゲート５２３を通つて転送されて、16フイー
トサイクルカウンタ５２１の計数を増加させる。
16フイートサイクルカウンタ５２１は、カウンタ
モジユロ（64L）である。但し、Ｌは作動された
16フイートストツプスイツチの数である。Ｌは計
算サイクルの第２即ち16フイート部分（セグメン
ト）の間に実施されるサブコンピユーテーシヨン
サイクルの数に等しい。

16フイートサイクルカウンタが、そのモジユロ
カウンテイング動作によつて自身をリセツトする
と、そのリセツト信号は、フリツプフロツプ５２
２およびフリツプフロツプ５０２をリセツトする
のに使用され、従つて計算サイクルを終了させ
る。

第７図は、第４図に用いた実行制御回路１６の
詳細を示す。第６図に使用されたのと同一番号を
有するこれらの論理ブロツクは、上述したのと同
じ機能を行う。第７図において、計算サイクルが
フリツプフロツプ５０４からの状態Ｑ＝“０”に
よつて示されるように進行中でない場合には、線
４１上の転送サイクル要求は、フリツプフロツプ
５２５をセツトする。フリツプフロツプ５２５か
らの出力状態Ｑ＝“１”は、エツジ検出回路５０
６によりTINIT信号に変換される。このTINIT
信号は、第４図に図示され上記に説明した転送サ
イクル補数論理のために用いられる。

補数制御回路２０７において発生された状態０
リセツト信号は、フリツプフロツプ５２５をリセ
ツトし、それにより転送サイクルを終了させる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の１実施例の概略的なブロツ
ク図である。第２図は、本発明の別の実施例の概
略的なブロツク図である。第３図は偶数、奇数高
調波の波形対称をグラフで示した図である。第４
図は、本発明の更に別の実施例の概略的なブロツ
ク図である。第５図は、補数制御論理回路の概略
的なブロツク図である。第６図は、実行制御論理
回路の概略的なブロツク図である。第７図は、実
行制御論理回路のもう１つの実施例の概略的なブ
ロツク図である。 第１図において、１１は音響システム、１２は
楽音鍵盤スイツチ、１４は音調検出・割当回路、
１５は主クロツク、１６は実行制御回路、１９は
語カウンタ（モジユロ６４）、２０は高調波カウ
ンタ（モジユロＨ）、２１は加算器−アキユムレ
ータ、２２はゲート、２３，２５はメモリアドレ
スデコーダ、２４は正弦波関数表、２７は８フイ
ート高調波係数、２８は乗算器、３３は加算器、
３４は主レジスタ、３５は音調レジスタ、３７は
音調クロツク、４０は音調セレクト、４２はクロ
ツクセレクト回路、４８はＤ−Ａ変換器、５５は
加算器、１０１は２進右シフト回路、１０２はデ
ータセレクト回路、１０３は16フイート高調波係
数、１０４はアツプ／ダウンカウンタ、１０５は
２の補数回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１のフイートの楽音を選択するストツプス
   イツチと該第１のフイートと異なるフイートの第
   ２のフイートの楽音を選択するストツプスイツチ
   よりなる楽音選択手段と、 上記第１のフイートおよび第２のフイートの楽
   音に対応する高調波係数を各フイートのストツプ
   スイツチに対応して記憶した高調波係数記憶手段
   と、 正弦波関数値を記憶した正弦波関数値記憶手段
   と、 主レジスタ手段と、 上記楽音選択手段で第１のフイートの楽音が選
   択されたとき、上記第１のフイートのデータセツ
   トに応じたアドレスで上記正弦波関数値記憶手段
   より読み出した正弦波関数値と上記高調波係数記
   憶手段より読み出した第１のフイートに対応する
   高調波係数とで、上記異なるフイートの楽音を結
   合した結合楽音波形の半周期に対応し選択された
   第１のフイートの楽音の１周期に対する第１主デ
   ータセツトを計算し、該第１主データセツトを上
   記主レジスタ手段に貯える第１の計算手段と、 上記楽音選択手段で第２のフイートの楽音が選
   択されたとき、上記第２のフイートのデータセツ
   トに応じたアドレスで上記正弦波関数値記憶手段
   より読み出した正弦波関数値と上記高調波係数記
   憶手段より読み出した第２のフイートに対応する
   高調波係数とで、上記結合楽音波形の半周期に対
   応し選択された第２のフイートの楽音の半周期に
   対する第２主データセツトを計算し、該第２主デ
   ータセツトと既に上記主レジスタ手段に貯えられ
   ている上記第１主データセツトを加えて結合主デ
   ータセツトとして再び上記主レジスタ手段に貯え
   る第２の計算手段と、 音調レジスタ手段と、 上記主レジスタ手段から上記結合主データセツ
   トを読出し、上記音調レジスタ手段に書込むため
   のデータ転送手段と、 楽音周波数に関連する速度で上記音調レジスタ
   手段を順方向および逆方向で繰返しアドレスする
   アドレス手段と、 上記アドレス手段に応答して、上記音調レジス
   タ手段より読出された上記結合主データセツトを
   上記結合楽音波形の１周期とする補数化手段を含
   み、読出された上記結合主データセツトを全サイ
   クルの楽音波形にするための手段と、 を具えてフイートの異なる楽音を同時に発生させ
   ることを特徴とする電子楽器。 ２ 第１のフイートの楽音を選択するストツプス
   イツチと該第１のフイートの楽音と異なる第２の
   フイートの楽音を選択するストツプスイツチより
   なる楽音選択手段と、 上記第１のフイートおよび第２のフイートの楽
   音に対応する高調波係数を各フイートのストツプ
   スイツチに対応して記憶した高調波係数記憶手段
   と、 正弦波関数値を記憶した正弦波関数値記憶手段
   と、 第１および第２主レジスタ手段と、 上記楽音選択手段で第１のフイートの楽音が選
   択されたとき、上記第１のフイートのデータセツ
   トに応じたアドレスで上記正弦波関数値記憶手段
   より読み出した正弦波関数値と上記高調波係数記
   憶手段より読み出した第１のフイートに対応する
   高調波係数とで、上記異なるフイートの楽音を結
   合した結合楽音波形の1/4周期に対応し選択され
   た第１のフイートの楽音の半周期に対する第１主
   データセツトを計算し、該第１主データセツトを
   上記第１主レジスタ手段に貯える第１の計算手段
   と、 上記楽音選択手段で第２のフイートの楽音が選
   択されたとき、上記第２のフイートのデータセツ
   トに応じたアドレスで上記正弦波関数値記憶手段
   より読み出した正弦波関数値と上記高調波係数記
   憶手段より読み出した第２のフイートに対応する
   高調波係数とで、上記結合楽音波形の半周期に対
   応し選択された第２のフイートの楽音の半周期に
   対する第２主データセツトを計算し、該第２主デ
   ータセツトを上記第２主レジスタ手段に貯える第
   ２の計算手段と、 音調レジスタ手段と、 上記第１主レジスタ手段を順方向および逆方向
   でアドレスする第１アドレス手段と、 上記第１アドレス手段に応答して、上記第１主
   レジスタ手段より読み出された上記第１主データ
   セツトを上記結合楽音波形の半周期とする第１補
   数手段を含み、上記第１補数手段からのデータセ
   ツトと上記第２主レジスタ手段からの第２主デー
   タセツトと加えて上記結合楽音波形の半周期の結
   合主データセツトを得て、上記音調レジスタ手段
   に記憶させるデータ転送手段と、 楽音周波数に関連する速度で上記音調レジスタ
   手段を順方向および逆方向で繰返しアドレスする
   第２アドレス手段と、 上記第２アドレス手段に応答して、上記音調レ
   ジスタ手段より読出された上記結合主データセツ
   トを上記結合楽音波形の１周期とする第２補数化
   手段を含み、読出された上記結合主データセツト
   を全サイクルの楽音波形にするための手段と、 を具えてフイートの異なる楽音を同時に発生させ
   ることを特徴とする電子楽器。 ３ 第１のフイートの楽音を選択するストツプス
   イツチと該第１のフイートの楽音と異なる第２の
   フイートの楽音を選択するストツプスイツチより
   なる楽音選択手段と、 上記第１のフイートおよび第２のフイートの楽
   音に対応する高調波係数を各フイートのストツプ
   スイツチに対応して記憶した高調波係数記憶手段
   と、 正弦波関数値を記憶した正弦波関数値記憶手段
   と、 第１、第２、第３および第４主レジスタ手段
   と、 上記楽音選択手段で第１のフイートの楽音が選
   択されたとき、上記第１のフイートのデータセツ
   トに応じたアドレスで上記正弦波関数値記憶手段
   より読み出した正弦波関数値と上記高調波係数記
   憶手段より読み出した第１のフイートに対応する
   高調波係数の内の奇数次高調波係数および偶数次
   高調波係数とでそれぞれ上記異なるフイートの楽
   音を結合した結合楽音波形の1/8周期に対応し選
   択された第１のフイートの楽音の1/4周期に対応
   する第１および第２主データセツトを夫々計算
   し、該第１および第２主データセツトを上記第１
   および第２主レジスタ手段に貯える第１の計算手
   段と、 上記楽音選択手段で第２のフイートの楽音が選
   択されたとき、上記第２のフイートのデータセツ
   トに応じたアドレスで上記正弦波関数値記憶手段
   より読み出した正弦波関数値と上記高調波係数記
   憶手段より読み出した第２のフイートに対応する
   高調波係数の内の奇数次高調波係数および偶数次
   高調波係数とでそれぞれ上記結合楽音波形の1/4
   周期に対応し選択された第２のフイートの楽音の
   １／４周期に対応する第３および第４主データセツ
   トを夫々計算し、該第３および第４主データセツ
   トを上記第３および第４主レジスタ手段に貯える
   第２の計算手段と、 音調レジスタ手段と、 上記第１、第２、第３および第４主レジスタ手
   段を順方向および逆方向でアドレスする第１、第
   ２、第３および第４アドレス手段と、 上記第１および第２アドレス手段に応答して、
   上記第１および第２主レジスタ手段より読み出さ
   れた第１および第２主データセツトを上記結合楽
   音波形の半周期とする第１および第２補数化手段
   を含み、上記第１および第２補数化手段からのデ
   ータセツトを加えて上記結合楽音波形の半周期に
   応答し上記第１のフイートの楽音の１周期の第１
   データセツトを作成する手段と、 上記第４アドレス手段に応答して、第４主レジ
   スタ手段より読み出された第４主データセツトを
   上記結合楽音波形の半周期とする第３補数化手段
   を含み、上記第３補数化手段からのデータセツト
   と上記第３アドレス手段に応答して上記第３主レ
   ジスタ手段とより読み出された第３主データセツ
   トとを加えて上記結合楽音波形の半周期に対応し
   上記第２のフイートの楽音の半周期の第２データ
   セツトを作成する手段と、 上記第１および第２データセツトを加えて上記
   結合楽音波形の半周期の結合主データセツトを得
   て、上記音調レジスタ手段に記憶させるデータ転
   送手段と、 楽音周波数に関連する速度で上記音調レジスタ
   手段を順方向および逆方向で繰返しアドレスする
   第５アドレス手段と、 上記第５アドレス手段に応答して、上記音調レ
   ジスタ手段より読出された上記結合主データセツ
   トを上記結合楽音波形の１周期とする第４補数化
   手段を含み、読出された上記結合主データセツト
   を全サイクルの楽音波形にするための手段と、 を具えてフイートの異なる楽音を同時に発生させ
   ることを特徴とする電子楽器。