JPH0413924A - センサ信号処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、センサ信号処理回路、特にセンサ素子と一体
的に組み込まれ、劣悪な環境条件においても安定した信
号処理作用を達成可能なセンサ信号処理回路の改良に関
する。

［従来の技術］ 各種の物理条件に応じて、電気的な検出信号を出力する
センサが広く用いられており、例えば磁気抵抗素子に永
久磁石などを接近させることにより所望の電気的出力を
得ることができる。

通常の場合、これらのセンサ信号は信号処理回路によっ
てデジタル的に処理され、センサ出力電圧が所定値を越
えたときにパルス状のデジタル出力が得られる。

このようなセンサ素子は、例えば回転体の回転検出セン
サとして用いられ、ファクトリオートメーションあるい
はカーエレクトロニクス用の制御信号を検出するために
好適である。

従来において、このようなセンサ素子から得られるアナ
ログ信号をパルス状のデジタル出力として取り出すため
に各種の信号処理回路が提案されているが、通常の場合
、これらの処理回路はセンサ素子の出力値と基準値とを
比較してデジタル信号に変換する回路から成る。

従来において、このような信号処理回路はセンサ素子と
は別個に制御部に内蔵されており、センサ素子とはケー
ブル等で連結されている。

しかしながら近年においては、装置を小型化し、かつケ
ーブル等の伝送路における電圧降下あるいはノイズ混入
をさけるために、信号処理回路をセンサ素子と一体的に
組み込むことが行われるようになってきた。このような
センサ素子一体型の信号処理回路によれば、検出地点か
らデジタル信号として出力可能であり、装置を全体的に
小型化しながら高精度の検出信号を得ることが可能とな
る。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、一方において信号処理回路を検出地点に
設置することから、劣悪な環境、例えば温度変化の激し
い条件においても正しい検出信号を保証しなければなら
ず、このような信頼性の高い、かつ安定した検出作用か
可能な回路を得ることができないという問題があった。

本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたものであり、
その目的は、環境温度変化に対しても安定した検出作用
を可能とする改良されたセンサ信号処理回路を提供する
ことにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は、センサ出力を基
準値と比較するためのスイッチングトランジスタ対を含
み、一方のスイッチングトランジスタのベースにはセン
サ出力が供給され、他方のスイッチングトランジスタの
ベースには比較基準電圧が供給され、かつそのコレクタ
から処理出力が取り出される。

そして、前記スイッチングトランジスタ対の共通エミッ
タには抵抗を介して定電圧を供給する定電圧源が接続さ
れ、更に前記定電圧源には温度補償用トランジスタが接
続されている。

そして、前記定電圧源からの定電圧がベースに供給され
たバイアス用トランジスタによって各トランジスタには
バイアス電流が供給されている。

［作用］ 従って、本発明によれば、環境温度条件が大幅に変動し
た場合においても、各トランジスタのベース・エミッタ
間電圧は互いに温度による変動を打ち消し合うように作
用し、この結果、スイッチング動作時の温度特性を広範
囲の温度変化に対して安定化させることが可能となる。

［実施例］ 以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する
。

第１，２図には、本発明に係るセンサ処理信号処理回路
の好適な実施例がそれぞれ出力ｒＬＪ状態およびｒＨＪ
状態として示されている。

詳細には図示していないセンサ素子、例えば磁気抵抗素
子のアナログ出力は所定の基準値と比較されｒＬＪまた
はｒＨＪのパルス状デジタル信号として出力される。

前記アナログデジタル変換を行うために、本実施例の回
路は一対のスイッチングトランジスタ対Ｑ３．Ｑ４を含
み、両スイッチングトランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタ
は共通接続されている。

そして、一方のスイッチングトランジスタＱ３のベース
にはコンデンサＣ１を介して入力端子ＩＮからセンサ素
子の出力が印加される。

実施例において、前記スイッチングトランジスタＱ３の
コレクタは後に詳述する温度補償用トランジスタＱ１を
介して接地されている。

他方のスイッチングトランジスタＱ４はそのべ−スに基
準電圧が供給されており、この基準電圧はバイアス抵抗
Ｒ４、Ｒ５にて形成されている。

そして、このスイッチングトランジスタＱ４のコレクタ
は抵抗Ｒ７を介して接地されている。両スイッチングト
ランジスタＱ３．Ｑ４の各ベース電位Ａ、Ｂそして他方
のスイッチングトランジスタＱ４のコレクタ電位Ｃが第
３図に示され、後の作用説明において各電位の変化を詳
細に説明する。

本発明において特徴的なことは、前記スイッチングトラ
ンジスタ対Ｑ３．Ｑ４に定電圧を供給し、更に各トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧が比較的大きな温度依
存性を有することから、このような温度依存特性を互い
に打ち消し合うようにトランジスタを配置したことにあ
り、このために本実施例では、定電流源工、とツェナー
ダイオードＤ１から成る定電圧源が設けられている。

定電流源工。には電源ｖｃｏが供給されており、この定
電流源■　とツェナーダイオードＤ１とによって定電圧
Ｖ　が得られ、この定電圧Ｖｏが抵抗Ｒ３を介して前記
スイッチングトランジスタ対Ｑ３．Ｑ４の共通エミッタ
に供給されている。

前記定電圧源のツェナーダイオードＤ１のアノードは、
前記温度補償用トランジスタＱ１のエミッタに接続され
、温度補償用トランジスタＱ１のコレクタとベースは共
通接続されて接地されている。

前記スイッチングトランジスタＱ４のコレクタ電位すな
わちＣ電位から信号処理出力を取り出すために、実施例
においては、トランジスタＱ５とＱ６が設けられている
。すなわち、トランジスタＱ５はそのベースが前記０点
に接続され、そのエミッタが接地され、更に、コレクタ
が出力トランジスタＱ６のベースに接続されている。

出力トランジスタＱ６はそのエミッタが接地され、コレ
クタが出力端子ＯＵＴに接続されている。

前記各トランジスタに温度補償されたバイアス電流を供
給するためにバイアス用トランジスタＱ２が設けられて
おり、そのコレクタには電源ｖｃｃが接続され、また、
そのベースには前記定電圧化された電圧Ｖｏが供給され
ている。

そして、バイアス用トランジスタＱ２のエミッタからは
、両スイッチングトランジスタＱ３　。

Ｑ　にそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２、そして抵抗Ｒ４゜Ｒ５
から定電流化されたバイアス電流が供給されている。す
なわち、直列接続された抵抗Ｒ１゜Ｒ２の中間接続点が
スイッチングトランジスタＱ３のベースに接続され、同
様に直列接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５の中間接続点がスイ
ッチングトランジスタＱ４のベースに接続されている。

同様に、バイアス用トランジスタＱ２のエミッタは抵抗
Ｒを介して出力トランジスタＱ６のベ−ス及び出力トラ
ンジスタＱ５のエミッタに接続されている。

更に、実施例においては、スイッチングトランジスタＱ
　のベースと出力トランジスタＱ６のベ−スとの間に抵
抗Ｒ６が接続されている。

本発明の実施例は以上の構成から成り、以下にその作用
を説明する。

第３図には磁気抵抗素子のようなセンサ素子から第３図
（ａ）に示されるような正弦波信号が供給されたときの
各点Ａ、Ｂ、Ｃの電位変化が示されている。

実施例においては、センサ素子の正弦波信号からゼロク
ロス点においてデジタル信号を出力する構成が示されて
いる。

ＩＮ入力電圧はコンデンサＣＩを介してスイッチングト
ランジスタＱ３のベースにＡ電位として供給され、この
ときのコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２の時定数からＡ電位
は入力電圧かられずかに遅延した信号として示されてい
る。

第１図は入力電圧がスイッチングトランジスタＱ４のベ
ース電位であるＢ電位より低い状態を示しており、実施
例において、このＢ電位はゼロクロス基準電位に設定さ
れている。

本発明において、この基準電圧であるＢ電位は各トラン
ジスタのベース・エミッタ間電位に依存することなく、
この結果、信号処理回路を温度変化の激しい環境におい
た場合でも、温度特性を著しく低減することが可能とな
る。

以下に、スイッチングトランジスタＱ３．Ｑ４の各部の
電位を詳細に説明する。

実施例において、前記定電圧Ｖ。は、定電流源Ｉ　とツ
ェナーダイオードＤ１から成る定電圧源によって、電源
電圧ｖｃｃが変動した場合においてもほぼ一定値に保た
れるが、本発明においては、前記定電圧源に温度補償用
トランジスタＱ１が接続されているので、定電圧■。自
体は温度補償用トランジスタのベース・エミッタ間電圧
に依存して変動を有する。すなわち、定電圧Ｖ。はツェ
ナー電圧をＶＤＩ、そして温度補償用トランジスタＱ　
のベース・エミッタ間電圧をｖＢＥ（Ｑｌ）とすれば、 ＶＢ６（Ｑ２）　・・・　（２） で示される。そして、バイアストランジスタＱ２と温度
補償用トランジスタＱ１のとのベース・エミッタ間電圧
はほぼ同一値に選択することができ、これがほぼ同様の
温度環境にさらされるので、ＶＯ＝７旧＋ＶＢＥ（Ｑｌ
） で示される。

次に、バイアス電流を供給するバイアストランジスタＱ
　のエミッタ電位Ｖ（Ｑ２Ｅ）は前記定電圧Ｖ　からト
ランジスタＱ２のベース拳エミッタ間電圧を差し引いた
値となり、すなわち、（２）式のＶＢＥ（Ｑｌ）とＶＢ
Ｐ、（Ｑ２）はほぼ等しい値となり、この結果トランジ
スタＱ２のエミッタ電位Ｖ　（Ｑ２Ｅ）は Ｖ　（０２Ｅ）”ＶＤｔ　　　　　　　　　−（３）と
なり、ツェナーダイオードＤ１のツェナー電圧にほぼ等
しくなる。

従って、スイッチングトランジスタＱ４のベース電位す
なわちＢ電位は前記トランジスタＱ２のエミッタ電位を
バイアス抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した値となり、すなわち
、Ｂ電位ＶＢが ＶＢ＝Ｖ、１（Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５）　　・・・　（４）
となる。

Ｖ　（Ｑ　　Ｅ）−Ｖ。−ＶＢ、（Ｑ２）＝ｖＤｌ＋ｖ
ＢＥ（Ｑｌ） この結果、Ｂ電位ＶＢはツェナー電圧とバイアス抵抗値
のみによって定まる一定値となることが理解され、温度
変化に依存するトランジスタのベース・エミッタ間電圧
とは無関係になることが明らかである。

また、スイッチングトランジスタＱ４のエミッタ電位Ｖ
　（０４Ｅ）は前記Ｂ電位にトランジスタＱ４のベース
・エミッタ間電圧を加えた値となり、Ｖ（Ｑ　Ｅ）；ｖ
Ｄｌ（Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５）十Ｖ（Ｑ）　　　　・・・　
（５） ＢＥ　　　　４ となる。

両端電圧ｖＲ３は Ｖ　Ｒ３＝ＶＤＩ　　ＶＤＩ　（Ｒ５／　Ｒ４＋Ｒ５）
＝Ｖ　　（１−Ｒ５／Ｒ４＋Ｒ５） 従って、共通抵抗Ｒの両端電位ｖＲ３は前記定電圧■　
と、このトランジスタＱ４のエミッタ電位との差となり
、 Ｖ　　＝Ｖ　　−’Ｖ　（０４Ｅ） Ｒ３０ ＝ＶＤ１＋ｖＢＥ（Ｑｌ） ＶＤｌ（Ｒ５／Ｒ４ ＋Ｒ５）−ｖＢＥ と示される。

そして、トランジスタＱ１とＱ４のベース・エミッタ間
電圧はそれぞれほぼ同一特性でかつ同一の温度環境にさ
らされるので、両者は（６）式において互いに打ち消さ
れ、この結果、抵抗Ｒ３の・・・　　（７） と表わされ、このことから、両スイッチングトランジス
タＱ３．Ｑ４に供給されるエミッタ電流は、ツェナーダ
イオードのツェナー電圧ＶＤ１と抵抗Ｒ４，Ｒ５によっ
てのみ定まり、ツェナー電圧に起因する以外の温度依存
性を有しないことが理解される。

以上のようにして、本発明によれば、定電圧源と温度補
償用トランジスタを直列接続することにより、信号処理
回路に供給される定電圧にはスイッチングトランジスタ
の温度特性を補償する電位骨が重畳することとなり、こ
れによって、温度変化により変動するトランジスタのベ
ース・エミッタ間電圧変動分を互いに打ち消して、極め
て安定化された出力信号を得ることが可能となる。

以下に、本実施例の動作を詳細に説明する。

第１図には、ＩＮ入力電圧がコンデンサＣ１を介してＡ
点電位として供給され、これが図における基準電圧、す
なわちトランジスタＱ４のベース電圧より低い、第３図
（ｂ）でハツチングを施した状態の電流経路を示してい
る。

電源電圧Ｖ。０は定電圧源と温度補償用トランジスタＱ
１を通って実線で示した如き電流路を形成している。

また、バイアストランジスタＱ２からは破線で示される
バイアス電流が両スイッチングトランジスタのベース電
位を定めるために流れている。

前述した如く、ＩＮ入力電圧に基づくＡ電位がゼロクロ
ス電位以下にあるので、第１図の状態では、共通抵抗Ｒ
３からの電流はスイッチングトランジスタＱ３にほとん
ど流れ、従って、トランジスタＱ３がＯＮ、そしてトラ
ンジスタＱ４がＯＦＦに保たれる。

従って、この状態では、出力トランジスタＱ５のベース
電位はほぼゼロとなるので、トランジスタＱ５がＯＦＦ
となり、この結果、出力トランジスタＱ６のベースには
バイアストランジスタＱ２から十分なベース電流が供給
されることとなり、トランジスタＱ６がＯＮとなり、出
力ＯＵＴにはｒＬＪ信号が出力される。

そして、実施例においては、前記トランジスタＱ３のコ
レクタは温度補償用トランジスタＱ１に流れるので、こ
のとき温度補償用トランジスタＱ１のベース・エミッタ
間電圧はその電流値の増大によって上昇し、この結果、
前記定電圧Ｖ。も上昇することによってトランジスタＱ
３のＯＮ状態がいっそう強められ、これによって、耐ノ
イズ特性を著しく高めることが可能となる。

一方、Ａ電位がゼロクロス基準値を越えると、それまで
ＯＮ状態であったスイッチングトランジスタＱ３のベー
ス電流が絞られるので、共通抵抗Ｒ３を通る定電流がほ
とんど他方のトランジスタＱ４側に切り換わり、第２図
で示される如く、トランジスタＱ　から抵抗Ｒ７を流れ
る電流に切り換わる。

従って、トランジスタＱ５がＯＮ状態となり、この結果
、出力トランジスタＱ６のベース電位か低下するので、
トランジスタＱ６がＯＦＦとなり、ＯＵＴ端子からｒＨ
Ｊ信号が出力される。

従って、以上の切換作用によってゼロクロス基準値を越
えたときにパルス出力が得られることが理解される。

更に抵抗Ｒ６は、出力トランジスタＱ５の０Ｎ１０ＦＦ
に従ってトランジスタＱ４のベースに供給される基準電
圧にヒステリシスを与える作用をもつ。これにより、セ
ンサ出力電圧にノイズが混入した場合にもチャタリング
のない出力を得ることが可能となる。

第２図において、スイッチングトランジスタＱ４と出力
トランジスタＱ５のＯＮ作用により、トランジスタＱ４
のベース電位すなわちＢ電位は第３図（ｃ）で示される
ようにその基準値が低下し、この結果ヒステリシス電位
を与えることが可能となり、第２図のｒＨＪ出カ状態を
安定に維持することが可能となる。

以上のようにして、ＩＮ８人カミに応じて本発明によれ
ば、ｒＬＪ及びｒＨＪの切換を行うパルス状のデジタル
信号が得られ、このような切換状態は実施例において極
めて安定化した状態に保持される。

そして、本発明によれば、前述した如く、一対のスイッ
チングトランジスタに流れる電流を各トランジスタのベ
ース・エミッタ電位にががゎりなく決定できるので、環
境温度の変動による影響を受けることなく、安定した信
号処理作用を行うことが可能となる。

なお、本実施例ではセンサ素子出力とトランジスタＱ３
のベース電圧の直流バイアス電位を除く目的でカップリ
ングコンデンサＣＩを用いているが、トランジスタＱ３
と対になるトランジスタＱ４のベース電位を決定する抵
抗Ｒ４またはＲ５を可変とすることで、カップリングコ
ンデンサＣ１を省略することも可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、センサ素子と一
体化して小型化された処理回路を得ることが可能となり
、かっセンサ素子の設置箇所における環境温度の変動に
対しても安定した処理作用を行い、かつ電源電圧の変動
に対しても、定電流を与えるので、このような変動に依
存することなく、信頼性の高い検出作用を行うことが可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第１．２図はそれぞれ本発明に係るセンサ信号処理回路
の好適な実施例を示す回路図であり、それぞれ、ｒＬＪ
及びｒＨＪ出力状態を示す。 第３図は前記実施例における各部の波形図である。 Ｑ３．Ｑ４ Ｉｓ　−°′ Ｄｌ　°。 Ｑｌ　・・・ Ｑ２　・・・ Ｑ５・Ｑ６ Ｒ３°゛。 Ｒｅ　　”’ ・・・　スイッチングトランジスタ 定電流源 ツェナーダイオード 温度補償用トランジスタ バイアストランジスタ ・・・　出力トランジスタ 共通抵抗 ヒステリシス設定用抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　センサ素子と一体的に組み込まれたセンサ信号処理回
   路において、 エミッタが互いに共通接続された一対のスイッチング用
   トランジスタであって、一方のスイッチングトランジス
   タのベースにセンサ素子の出力が供給され、また他方の
   スイッチングトランジスタのベースには基準電圧が供給
   され、更にそのコレクタから処理出力が取り出されるス
   イッチングトランジスタ対と、 前記スイッチングトランジスタ対の共通エミッタに抵抗
   を介して定電圧を供給する定電圧源と、前記定電圧源に
   接続された温度補償用トランジスタと、 前記スイッチングトランジスタの処理出力が供給されセ
   ンサ出力に応じてオンオフ信号を出力する出力トランジ
   スタと、 前記定電圧源からの定電圧がベースに供給され、各トラ
   ンジスタにバイアス電流を供給するバイアス用トランジ
   スタと、 を含み、 スイッチングトランジスタ、温度補償用トランジスタ及
   びバイアス用トランジスタのベース・エミッタ間電圧が
   互いに打ち消し合い、スイッチング動作時の温度特性を
   広範囲の温度変化に対して安定化させたことを特徴とす
   るセンサ信号処理回路。